CN111970006B - 循环式的模数转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供循环式的模数转换器，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，权电容网络模块的公共端与比较器的第一输入端相连，比较器的输出端与控制模块的输入端相连，比较器的第二输入端与比较器的第一输入端之间设置第一开关，放大模块的输入端与比较器的第一输入端相连，并通过第一开关与比较器的第二输入端相连，比较器的第二输入端连接共模电压；放大模块的输出端与权电容网络模块的输入端相连，放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为权电容网络模块的输入电压；控制模块与第一开关相连，用于控制权电容网络模块、放大模块和第一开关完成模数转换。本发明实施例提供的循环式的模数转换器，减少了硬件开销。
Description
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，具体涉及循环式的模数转换器。
背景技术
模数转换器(ADC)用于将自然中的模拟信号转换为数字信号，按照采样频率与输入频率关系的可以分为两类：奈奎斯特率ADC和过采样ADC。
现有技术中，存在逐次比较型模数转换器(SAR ADC)、并行比较模数转换器(FlashADC)和流水线型模数转换器(Pipeline ADC)等模数转换器。Flash ADC是速度最快的模数转换器，一个时钟周期内能完成多位数模转化，一个N位Flash ADC中通常需要有2N-1个比较器和一个由2N个电阻或电容组成的分压网络，并且要使得所有比较器的亚稳态都减少，通常这会导致功耗的增加。SAR ADC在一个时钟周期内只能产生一位数字码，SAR ADC中只有一个比较器和一个由N+1个电阻或电容组成的分压网络。Pipeline ADC是以其他类型的ADC作为子级模数转换器(Sub-ADC)，再将前一级的残余电压放大后送入下一级，以实现更高的模数转换精度。
对于位数较高的ADC而言如果直接用SAR ADC实现，分压网络的硬件开销将是以指数增长的。一种普遍使用的Pipeline ADC是以SAR ADC作为Sub-ADC的方案，并使用Overlap数字矫正技术，这样可以使ADC整体的精度能达到SAR ADC的水平。各个Sub-ADC之间级联工作，当残余电压被放大后送入下一级Sub-ADC后，上级会对新的输入电压进行量化。由于各级Sub-ADC之间属于级联关系，因此在增加级数的时候硬件开销是线性增长的。
因此，如何提出一种模数转换器，解决随着ADC的位数增加而导致的硬件开销增大的问题成为本领域需要解决的重要课题。
发明内容
针对现有技术中的问题，本发明实施例提供循环式的模数转换器。
一方面，本发明提出一种循环式的模数转换器，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，其中：
所述权电容网络模块的公共端与所述比较器的第一输入端相连，所述比较器的输出端与所述控制模块的输入端相连，所述比较器的第二输入端与所述比较器的第一输入端之间设置第一开关，所述放大模块的输入端与所述比较器的第一输入端相连，所述比较器的第二输入端连接共模电压；
所述放大模块的输出端与所述权电容网络模块的输入端相连，所述放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为所述权电容网络模块的输入电压；所述控制模块与所述第一开关相连，用于控制所述权电容网络模块、所述放大模块和所述第一开关完成模数转换。
其中，所述放大模块包括放大器和反馈电容，其中：
所述放大器的同相输入端分别与第二开关的第一端、第三开关的第一端和所述共模电压相连，所述放大器的反相输入端与所述第二开关的第二端相连，所述放大器的输出端与所述第三开关的第二端相连，所述反馈电容的第一端与所述第二开关的第三端相连，所述反馈电容的第二端与所述第三开关的第三端相连，所述第三开关的第三端与所述权电容网络模块的输入端相连，第四开关的第一端与所述比较器的第一输入端相连，所述第四开关的第二端分别与所述放大器的反相输入端和所述第二开关的第二端相连，所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关分别与所述控制模块相连。
其中，所述放大器的开环增益大于
其中，N表示所述权电容网络模块的单级模数转换器的分辨率，M表示循环次数，i为正整数。
其中，所述放大器的整体等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
其中，所述放大器的动态等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
其中，所述权电容网络模块包括输入开关和电容阵列，其中：
所述电容阵列包括N+1个电容单元，每个电容单元包括一个电容和一个自由开关，所述电容的自由端与所述自由开关的第一端相连，每个电容的公共端与所述比较器的第一输入端相连；
所述输入开关的第一输入端连接输入电压，所述输入开关的第二输入端与所述放大模块的输出端相连，所述输入开关的输出端与每个电容单元的自由开关的第二端相连，每个电容单元的自由开关选择性地接所述共模电压、接参考电压或者接地，所述控制模块分别与所述输入开关和每个自由开关相连。
其中，所述比较器的输入失调电压小于所述权电容网络模块的分辨率。
另一方面，本发明提供一种循环式的模数转换器，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，其中：
所述权电容网络模块的第一输出端分别与所述比较器的第一输入端和所述放大模块的第一输入端相连，所述权电容网络模块的第二输出端分别与所述比较器的第二输入端和所述放大模块的第二输入端相连，所述比较器的输出端与所述控制模块相连；
所述放大模块的第一输出端与所述权电容网络模块的第一输入端相连，所述放大模块的第二输出端与所述权电容网络模块的第二输入端相连，所述放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为所述权电容网络模块的输入电压，所述控制模块用于控制所述权电容网络模块和所述放大模块完成模数转换。
其中，所述放大模块包括放大器、第一反馈单元和第二反馈单元，其中：
所述第一反馈单元包括第一反馈电容、第一反馈开关、第二反馈开关、第三反馈开关和第四反馈开关，所述第一反馈开关的第一端与所述放大器的第一输入端相连，所述第一反馈开关的第二端分别与所述第一反馈电容的第一端和所述第二反馈开关的第一端相连，所述第四反馈开关的第一端与所述放大器的第一输出端相连，所述第四反馈开关的第二端分别与所述第三反馈开关的第一端和所述第一反馈电容的第二端相连，所述第二反馈开关的第二端和所述第三反馈开关的第二端接共模电压；
所述第二反馈单元包括第二反馈电容、第五反馈开关、第六反馈开关、第七反馈开关和第八反馈开关，所述第五反馈开关的第二端与所述放大器的第二输入端相连，所述第五反馈开关的第一端分别与所述第二反馈电容的第一端和所述第六反馈开关的第二端相连，所述第八反馈开关的第二端与所述放大器的第二输出端相连，所述第八反馈开关的第一端分别与所述第七反馈开关的第二端和所述第二反馈电容的第二端相连，所述第六反馈开关的第一端和所述第七反馈开关的第一端接所述共模电压；
所述权电容网络模块的第一输出端通过第一双刀单掷开关与所述放大器的第一输入端相连，所述权电容网络模块的第二输出端通过所述第一双刀单掷开关与所述放大器的第二输入端相连；所述放大器的第一输出端与所述权电容网络模块的第一输入端相连，所述放大器的第二输出端与所述权电容网络模块的第二输入端相连；
所述第一反馈开关、所述第二反馈开关、所述第三反馈开关、所述第四反馈开关、所述第五反馈开关、所述第六反馈开关、所述第七反馈开关、所述第八反馈开关和所述第一双刀单掷开关分别与所述控制模块相连。
其中，所述放大器的开环增益大于
其中，N表示所述权电容网络模块的单级模数转换器的分辨率，M表示循环次数，i为正整数。
其中，所述放大器的整体等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
其中，所述放大器的动态等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
其中，所述权电容网络模块包括第一电容阵列和第二电容阵列，其中：
所述第一电容阵列和所述第二电容阵列分别包括N+1个电容单元，所述N+1个电容单元包括一个单电容单元，所述单电容单元包括一个电容，其余N个电容单元包括一个电容和一个选择开关，N个电容单元的每个电容的输入端与对应的选择开关的第一端相连；
所述第一电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第二端连接第一输入开关的第二端和第二输入开关的第二端，并通过第一采样开关连接共模电压，所述第一输入开关的第一端接第一输入电压，所述第二输入开关的第一端连接所述放大模块的第一输出端，所述第二电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第二端连接第三输入开关的第二端和第四输入开关的第二端，并通过第二采样开关连接所述共模电压，所述第三输入开关的第一端接第二输入电压，所述第四输入开关的第一端连接所述放大模块的第二输出端；
所述第一电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第三端通过第一极性控制开关连接第一参考电压或第二参考电压；所述第二电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第三端通过第二极性控制开关连接所述第一参考电压或所述第二参考电压；
所述第一电容阵列的单电容单元的电容的输入端连接所述第一输入开关的第二端和所述第二输入开关的第二端，并通过所述第一采样开关连接共模电压；所述第二电容阵列的单电容单元的电容的输入端连接所述第三输入开关的第二端和所述第四输入开关的第二端，并通过第二采样开关连接所述共模电压；
所述第一电容阵列的每个电容的公共端与所述比较器的第一输入端相连，并通过第三采样开关连接所述共模电压，所述第二电容阵列的每个电容的公共端与所述比较器的第二输入端相连，并通过所述第三采样开关连接所述共模电压；
所述第一电容阵列的N个电容单元的每个选择开关和所述第二电容阵列的N个电容单元的每个选择开关分别与所述控制模块相连，所述第一采样开关、所述第二采样开关、所述第三采样开关、所述第一极性控制开关、所述第二极性控制开关、所述第一输入开关、所述第二输入开关、所述第三输入开关和所述第四输入开关分别与所述控制模块相连。N个电容单元N个电容单元N个电容单元N个电容单元N个电容单元N个电容单元N个电容单元N个电容单元
其中，所述比较器的输入失调电压小于所述权电容网络模块的分辨率。
本发明实施例提供的循环式的模数转换器，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，权电容网络模块的公共端与比较器的第一输入端相连，比较器的输出端与控制模块的输入端相连，比较器的第二输入端与比较器的第一输入端之间设置第一开关，放大模块的输入端与比较器的第一输入端相连，并通过第一开关与比较器的第二输入端相连，比较器的第二输入端连接共模电压，放大模块的输出端与权电容网络模块的输入端相连，放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为权电容网络模块的输入电压，控制模块与第一开关相连，用于控制权电容网络模块、放大模块和第一开关完成模数转换，使权电容网络模块在模数转换过程中的能够重复利用，减少了硬件开销。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：
图1是本发明一实施例提供的循环式的模数转换器的结构示意图。
图2是本发明一实施例提供的放大模块的结构示意图。
图3是本发明一实施例提供的权电容网络模块的结构示意图。
图4是本发明另一实施例提供的循环式的模数转换器的结构示意图。
图5是本发明另一实施例提供的放大模块的结构示意图。
图6是本发明另一实施例提供的权电容网络模块的结构示意图。
附图标记说明：
1-权电容网络模块； 2-比较器；
3-控制模块； 4-放大模块；
5-第一开关； 11-输入开关；
12-电容单元； 121-电容；
122-自由开关； 41-放大器；
42-反馈电容； 43-第二开关；
44-第三开关； 45-第四开关；
100-权电容网络模块； 200-比较器；
300-控制模块； 400-放大模块；
101-电容； 102-电容；
103-选择开关； 104-第一采样开关；
105-第二采样开关； 106-第一极性控制开关；
107-第二极性控制开关； 108-第三采样开关；
109-第一输入开关； 111-第三输入开关；
112-第二输入开关； 113-第四输入开关；
110-第一电容阵列； 120-第二电容阵列；
401-第一反馈开关； 402-第二反馈开关；
403-第三反馈开关； 404-第四反馈开关；
405-第五反馈开关； 406-第六反馈开关；
407-第七反馈开关； 408-第八反馈开关；
409-第一反馈电容； 410-第二反馈电容；
411-放大器； 412-第一双刀单掷开关。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。
图1是本发明一实施例提供的循环式的模数转换器的结构示意图，如图1所示，本发明实施例提供的循环式的模数转换器，包括权电容网络模块1、比较器2、控制模块3和放大模块4，其中：
权电容网络模块1的公共端与比较器2的第一输入端相连，比较器2的输出端与控制模块3的输入端相连，控制模块3用于控制权电容网络模块1完成逐次比较的模数转换；比较器2的第二输入端与比较器2的第一输入端之间设置第一开关5，放大模块4的输入端与比较器2的第一输入端相连，比较器2的第二输入端连接共模电压；
放大模块4的输出端与权电容网络模块1的输入端相连，放大模块4用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为所述权电容网络模块的输入电压；控制模块3与第一开关5相连，用于控制权电容网络模块1、放大模块4和第一开关5完成模数转换。
在工作过程中，通过权电容网络模块1对输入电压Vin进行采样，在采样时，控制模块3控制第一开关5闭合。采样完成之后，控制模块3断开第一开关5，即完成输入电压的保持，控制模块3会根据比较器2的输出结果，控制权电容网络模块1完成一次逐次比较的模数转换过程，从而完成第一次模数转换。其中，控制模块3控制权电容网络模块1完成一次逐次比较的模数转换具体过程为现有技术，此处不进行赘述。
在上一次模数转换完成之后，第一开关5是断开的，权电容网络模块1的公共端与比较器2的第二输入端的电压差即为残余电压。放大模块4放大残余电压，然后将放大后的残余电压输入到权电容网络模块1，替代输入电压Vin作为采样电压。控制模块3控制第一开关5闭合，权电容网络模块1对放大后的残余电压进行采样。采样完成之后，控制模块3断开第一开关5完成输入电压的保持，控制模块3会根据比较器2的输出结果，控制权电容网络模块1完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第二次模数转换。后续的模数转换过程都与第二次模数转换过程类似，直至模数转换完成。由放大模块4放大残余电压，将放大后的残余电压提供给权电容网络模块1进行采样，实现了对权电容网络模块1进行重复利用。
本发明实施例提供的循环式的模数转换器，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，权电容网络模块的公共端与比较器的第一输入端相连，比较器的输出端与控制模块的输入端相连，比较器的第二输入端与比较器的第一输入端之间设置第一开关，放大模块的输入端与比较器的第一输入端相连，比较器的第二输入端连接共模电压，放大模块的输出端与权电容网络模块的输入端相连，放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为权电容网络模块的输入电压，控制模块与第一开关相连，用于控制权电容网络模块、放大模块和第一开关完成模数转换，使权电容网络模块在模数转换过程中的能够重复利用，减少了硬件开销。此外，由于无需增加Sub-ADC，能够降低模数转换器的制造成本。
图2是本发明一实施例提供的放大模块的结构示意图，如图2所示，在上述各实施例的基础上，进一步地，放大模块4包括放大器41和反馈电容42，其中：
放大器41的同相输入端分别连接第二开关43的第一端、第三开关44的第一端和所述共模电压，放大器41的反相输入端与第二开关43的第二端相连，放大器41的输出端与第三开关44的第二端相连，反馈电容42的第一端与第二开关43的第三端相连，反馈电容42的第二端与第三开关44的第三端相连，第三开关44的第三端与权电容网络模块1的输入端相连，第四开关45的第一端与比较器2的第一输入端相连，第四开关45的第二端分别与放大器41的反相输入端和第二开关43的第二端相连，第二开关43、第三开关44和第四开关45分别与控制模块3相连。其中，权电容网络模块1的最小电容的电容值为C时，反馈电容42的电容值为2C。
在工作过程中，权电容网络模块1对输入电压Vin进行采样时，控制模块3控制第四开关45断开，第二开关43的第一端与第二开关43的第三端相连，第三开关44的第一端与第三开关44的第三端相连。在第一次模数转换完成之后，控制模块3先控制第二开关43的第二端与第二开关43的第三端相连，第三开关44的第二端与第三开关44的第三端相连，然后控制第四开关45闭合，通过反馈电容42的负反馈，放大器41对残余电压进行放大，然后将放大后的残余电压输入到权电容网络模块1。
控制模块3先断开第四开关45，再闭合第一开关5，权电容网络模块1对放大后的残余电压进行采样。当第四开关45断开后，反馈电容42与放大器41的反相输入端的电荷无法释放，反馈电容42两端的电压将会保持不变。由于放大器41的反相输入端与同相输入端的电压是相等的，因此，放大器41的输出电压是不变的，恒为放大后的残余电压。
在采样完成之后，控制模块3先断开第一开关5，然后将第二开关43的第一端与第二开关43的第三端相连，第三开关44的第一端与第三开关44的第三端相连，使反馈电容42的两端都接到共模电压Vcm释放电荷。同时，控制模块3会根据比较器2的输出结果，控制权电容网络模块1完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第二次模数转换。后续的模数转换过程都与第二次模数转换过程类似，直至模数转换完成。
在上述各实施例的基础上，进一步地，放大器41的开环增益大于
其中，N表示所述权电容网络模块的单级模数转换器的分辨率，M表示循环次数，即权电容网络模块1的循环使用次数，i为正整数。其中，M也是权电容网络模块1循环使用的次数。
放大器41的开环增益可以根据如下公式计算获得。
其中，Vout表示放大器41的输出电压，A表示放大器41的开环增益，B+1为反馈电容形成的反馈系数的倒数，Vsum表示残余电压，Vos表示放大器41的输入失调电压，所述输入失调电压在放大器41出厂前设定，为常数。在本发明实施例中，B等于2N-1，Vout即放大后的残余电压。
在上述各实施例的基础上，进一步地，放大器41的整体等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
放大器41的整体等效误差为ΔVout＝α(BVout-Vout)＝α(ΔVout-AC+ΔVout-DC)，其中：
所述循环式的模数转换器的分辨率为(N-1)M+1位。
在上述各实施例的基础上，进一步地，放大器41的动态等效误差小于循环式的模数转换器的分辨率的一半。其中，放大器41的动态等效误差
所述循环式的模数转换器的分辨率为(N-1)M+1位。
图3是本发明一实施例提供的权电容网络模块的结构示意图，如图3所示，在上述各实施例的基础上，进一步地，权电容网络模块1包括输入开关11和电容阵列，其中：
所述电容阵列包括N+1个电容单元12，每个电容单元12包括一个电容121和一个自由开关122，电容121的自由端与自由开关122的第一端相连，每个电容121的公共端与比较器2的第一输入端相连；
输入开关11的第一输入端连接输入电压Vin，输入开关11的第二输入端与放大模块4的输出端相连，输入开关11的输出端与每个电容单元12的自由开关122的第二端相连，每个电容单元12的自由开关122选择性地接共模电压Vcm、接参考电压Vref或者接地，控制模块3分别与输入开关11和每个自由开关122相连。其中，N+1个电容121的电容值分别为C、C、2C、……、2N-1C。
在工作过程中，控制模块3控制输入开关11的第一输入端与输出端相连，每个自由开关122的第一端与第二端相连，各个电容单元12对输入电压Vin进行采样，在采样时，控制模块3控制第一开关5闭合。采样完成之后，控制模块3断开第一开关5，即完成输入电压的保持，控制模块3会根据比较器2的输出结果，控制各个电容单元12的自由开关122接共模电压Vcm、接参考电压Vref或者接地，完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第一次模数转换。
在上一次模数转换完成之后，第一开关5是断开的，权电容网络模块1的公共端与比较器2的第二输入端的电压差即为残余电压。放大模块4放大残余电压，控制模块3控制输入开关11的第二输入端与输出端相连，每个自由开关122的第一端与第二端相连，各个电容单元12对放大后的残余电压进行采样，在采样时，控制模块3控制第一开关5闭合。采样完成之后，控制模块3断开第一开关5完成输入电压的保持，控制模块3会根据比较器2的输出结果，控制各个电容单元12的自由开关122接共模电压Vcm、接参考电压Vref或者接地，完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第二次模数转换。后续的模数转换过程都与第二次模数转换过程类似，直至完成M次模数转换，每次模数转换都通过权电容网络模块1完成，实现了对权电容网络模块的重复使用。
在上述各实施例的基础上，进一步地，比较器2的输入失调电压小于权电容网络模块1的分辨率。其中，权电容网络模块1的分辨率为2-NVref，Vref表示参考电压。比较器2的输入失调电压是在出厂前设定的，为常数。
图4是本发明另一实施例提供的循环式的模数转换器的结构示意图，如图4所示，本发明实施例提供的循环式的模数转换器包括权电容网络模块100、比较器200、控制模块300和放大模块400，其中：
权电容网络模块100的第一输出端分别与比较器200的第一输入端和放大模块400的第一输入端相连，权电容网络模块的100第二输出端分别与比较器200的第二输入端和放大模块400的第二输入端相连，比较器200的输出端与控制模块300相连；
放大模块400的第一输出端与权电容网络模块100的第一输入端相连，放大模块400的第二输出端与权电容网络模块100的第二输入端相连，放大模块400用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为权电容网络模块100的输入电压。控制模块3用于控制权电容网络模块100和放大模块400完成模数转换。
在工作过程中，通过权电容网络模块100对采样输入电压Vinp和Vinn进行采样。采样完成之后，权电容网络模块100分别输出Vsump和Vsumn给比较器200，比较器200将对Vsump和Vsumn的比较结果输出给控制模块300，控制模块300会根据比较器200的比较结果，控制权电容网络模块100完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第一次模数转换。在上一次模数转换完成之后，比较器200的第一输入端和第二输入端的电压差即为残余电压。放大模块400放大残余电压，获得两个放大后的电压，然后将两个放大后的电压输入到权电容网络模块100。权电容网络模块100对两个放大后的电压进行采样。采样完成之后，权电容网络模块100分别输出Vsump和Vsumn给比较器200，比较器200将对Vsump和Vsumn的比较结果输出给控制模块300，控制模块300会根据比较器200的比较结果，控制权电容网络模块100完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第二次模数转换。后续的模数转换过程都与第二次模数转换过程类似，直至模数转换完成。由放大模块400放大残余电压，将放大后的残余电压提供给权电容网络模块100进行采样，实现了对权电容网络模块100进行重复利用。
本发明实施例提供的循环式的模数转换器，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，权电容网络模块的第一输出端分别与比较器的第一输入端和放大模块的第一输入端相连，权电容网络模块的第二输出端分别与比较器的第二输入端和放大模块的第二输入端相连，比较器的输出端与控制模块相连，放大模块的第一输出端与权电容网络模块的第一输入端相连，放大模块的第二输出端与权电容网络模块的第二输入端相连，放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为权电容网络模块的输入电压，控制模块用于控制控制权电容网络模块和放大模块完成模数转换，使权电容网络模块在模数转换过程中的能够重复利用，减少了硬件开销。此外，由于无需增加Sub-ADC，能够降低模数转换器的制造成本。
图5是本发明另一实施例提供的放大模块的结构示意图，如图5所示，在上述各实施例的基础上，进一步地，放大模块400包括放大器411、第一反馈单元和第二反馈单元，其中：
所述第一反馈单元包括第一反馈电容409、第一反馈开关401、第二反馈开关402、第三反馈开关403和第四反馈开关404，第一反馈开关401的第一端与放大器411的第一输入端相连，第一反馈开关401的第二端分别与第一反馈电容409的第一端和第二反馈开关402的第一端相连，第四反馈开关404的第一端与放大器411的第一输出端相连，第四反馈开关404的第二端分别与第三反馈开关403的第一端和第一反馈电容409的第二端相连，第二反馈开关402的第二端和第三反馈开关403的第二端接共模电压Vrefc；
所述第二反馈单元包括第二反馈电容410、第五反馈开关405、第六反馈开关406、第七反馈开关407和第八反馈开关408，第五反馈开关405的第二端与放大器411的第二输入端相连，第五反馈开关405的第一端分别与第二反馈电容410的第一端和第六反馈开关406的第二端相连，第八反馈开关408的第二端与放大器411的第二输出端相连，第八反馈开关408的第一端分别与第七反馈开关407的第二端和第二反馈电容410的第二端相连，第六反馈开关406的第一端和第七反馈开关407的第一端接共模电压Vrefc；
权电容网络模块100的第一输出端通过第一双刀单掷开关412与放大器411的第一输入端相连，权电容网络模块100的第二输出端通过第一双刀单掷开关412与放大器411的第二输入端相连；放大器411的第一输出端与权电容网络模块100的第一输入端相连，放大器411的第二输出端与权电容网络模块100的第二输入端相连。
第一反馈开关401、第二反馈开关402、第三反馈开关403、第四反馈开关404、第五反馈开关405、第六反馈开关406、第七反馈开关407、第八反馈开关408和第一双刀单掷开关412分别与控制模块300相连。其中，权电容网络模块100的最小电容的电容值为C时，第一反馈电容409和第二反馈电容410的电容值为2C。
在工作过程中，通过权电容网络模块100对采样输入电压Vinp和Vinn进行采样时，控制模块300控制第一双刀单掷开关412断开。采样完成之后，权电容网络模块100分别输出Vsump和Vsumn给比较器200，比较器200将对Vsump和Vsumn的比较结果输出给控制模块300，控制模块300会根据比较器200的比较结果，控制权电容网络模块100完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第一次模数转换。
在上一次模数转换完成之后，比较器200的第一输入端和第二输入端的电压差即为残余电压。控制模块300控制第一双刀单掷开关412闭合，然后控制第二反馈开关402、第三反馈开关403、第六反馈开关406和第七反馈开关407断开，再控制第一反馈开关401、第四反馈开关404、第五反馈开关405和第八反馈开关408闭合，通过第一反馈电容409和第二反馈电容410的负反馈，放大器411对权电容网络模块100的第一输出端输出的Vsump和第二输出端输出的Vsumn进行放大，实现对残余电压的放大。
控制模块300控制第一双刀单掷开关412断开，当第一双刀单掷开关412断开之后，第一反馈电容409与放大器411的第一输入端的电荷无法释放，第一反馈电容409两端的电压将会保持不变；同理，第二反馈电容410与放大器411的第二输入端的电荷无法释放，第二反馈电容410两端的电压将会保持不变。因此，放大器411的第一输出端和第二输出端的电压不变，恒为放大后的残余电压。
放大后的残余电压输入到权电容网络模块100，权电容网络模块100对两个放大后的电压进行采样，采样完成之后，控制模块300控制权电容网络模块100分别输出Vsump和Vsumn给比较器200，比较器200将对Vsump和Vsumn的比较结果输出给控制模块300，控制模块300会根据比较器200的比较结果，控制权电容网络模块100完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第二次模数转换。后续的模数转换过程都与第二次模数转换过程类似，直至模数转换完成。
在上述各实施例的基础上，进一步地，放大器411的开环增益大于
其中，N表示所述权电容网络模块包括的电容阵列中电容的数量，M表示循环次数，i为正整数。其中，M也是权电容网络模块100循环使用的次数。
放大器411的开环增益可以根据如下公式计算获得。
其中，Vout表示放大器411的输出电压，A表示放大器411的开环增益，B为放大增益，Vsum表示残余电压，Vos表示放大器411的输入失调电压，所述输入失调电压在放大器411出厂前设定，为常数。在本发明实施例中，B等于2N-1，Vout即放大后的残余电压。
在上述各实施例的基础上，进一步地，放大器411的整体等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
放大器411的整体等效误差为ΔVout＝α(BVout-Vout)＝α(ΔVout-AC+ΔVout-DC)，其中：
所述循环式的模数转换器的分辨率为(N-1)M+1位。
在上述各实施例的基础上，进一步地，放大器411的动态等效误差小于循环式的模数转换器的分辨率的一半。其中，放大器411的动态等效误差
所述循环式的模数转换器的分辨率为(N-1)M+1位。
图6是本发明另一实施例提供的权电容网络模块的结构示意图，如图6所示，权电容网络模块100包括第一电容阵列110和第二电容阵列120，其中：
第一电容阵列110和第二电容阵列120分别包括N+1个电容单元完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第一次模数转换。其中，第一电容阵列110和第二电容阵列120的具体工作流程相同，只是选择开关连接的端口是不同的。第一电容阵列110和第二电容阵列120对应的电容单元是指包括的电容的电容值相同的电容单元。
在上一次模数转换完成之后，第三采样开关108是断开的，比较器200的第一输入端与比较器200的第二输入端的电压差即为残余电压。放大模块400放大残余电压，并将放大后的残余电压提供给权电容网络模块100作为输入采样电压，放大模块400的第一输出端输出Vresidun，放大模块400的第二输出端输出Vresidup。控制模块300控制第二输入开关112闭合使Vresidun接入到第一电容阵列110，并控制第一电容阵列110的N个电容单元的每个选择开关103的第二端与第一端相连，控制模块300控制第四输入开关113闭合使Vresidup接入到第二电容阵列120，并控制第二电容阵列120的N个电容单元的每个选择开关103的第二端与第一端相连，同时控制第三采样开关108闭合。第一电容阵列110的各个电容对第Vresidun进行采样，第二电容阵列120的各个电容对Vresidup进行采样。
采样完成之后，控制模块300控制第三采样开关108断开，即完成输入电压的保持，控制模块300会根据比较器200的输出结果，控制第一电容阵列110和第二电容阵列120对应的电容单元的选择开关103动作，接共模电压Vrefc、接第一参考电压Vrefn、或者接第二参考电压Vrefp，完成一次逐次比较的模数转换，从而完成第二次模数转换。后续的模数转换过程都与第二次模数转换过程类似，直至完成M次模数转换，每次模数转换都通过权电容网络模块100完成，实现了对权电容网络模块的重复使用。
在上述各实施例的基础上，进一步地，比较器200的输入失调电压小于所述权电容网络模块的分辨率。其中，权电容网络模块100的分辨率为2-NVref，Vref＝Vrefp-Vrefn。比较器2的输入失调电压是在出厂前设定的，为常数。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一个具体实施例”、“一些实施例”、“例如”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (14)
1.一种循环式的模数转换器，其特征在于，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，其中：
所述权电容网络模块的公共端与所述比较器的第一输入端相连，所述比较器的输出端与所述控制模块的输入端相连，所述比较器的第二输入端与所述比较器的第一输入端之间设置第一开关，所述放大模块的输入端与所述比较器的第一输入端相连，所述比较器的第二输入端连接共模电压；
所述放大模块的输出端与所述权电容网络模块的输入端相连，所述放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为所述权电容网络模块的输入电压；所述控制模块与所述第一开关相连，用于控制所述权电容网络模块、所述放大模块和所述第一开关完成模数转换；所述权电容网络模块用于对模拟输入电压进行采样，并在完成第一次模数转换后将放大后的残余电压代替原输入电压作为新的输入电压进行采样和模数转换。
2.根据权利要求1所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大模块包括放大器和反馈电容，其中：
所述放大器的同相输入端分别与第二开关的第一端、第三开关的第一端和所述共模电压相连，所述放大器的反相输入端与所述第二开关的第二端相连，所述放大器的输出端与所述第三开关的第二端相连，所述反馈电容的第一端与所述第二开关的第三端相连，所述反馈电容的第二端与所述第三开关的第三端相连，所述第三开关的第三端与所述权电容网络模块的输入端相连，第四开关的第一端与所述比较器的第一输入端相连，所述第四开关的第二端分别与所述放大器的反相输入端和所述第二开关的第二端相连，所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关分别与所述控制模块相连。
3.根据权利要求2所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大器的开环增益大于
其中，N表示所述权电容网络模块的单级模数转换器的分辨率，M表示循环次数，i为正整数。
4.根据权利要求2所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大器的整体等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
5.根据权利要求2所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大器的动态等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
6.根据权利要求1至5任一项所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述权电容网络模块包括输入开关和电容阵列，其中：
所述电容阵列包括N+1个电容单元，每个电容单元包括一个电容和一个自由开关，所述电容的自由端与所述自由开关的第一端相连，每个电容的公共端与所述比较器的第一输入端相连；
所述输入开关的第一输入端连接输入电压，所述输入开关的第二输入端与所述放大模块的输出端相连，所述输入开关的输出端与每个电容单元的自由开关的第二端相连，每个电容单元的自由开关选择性地接所述共模电压、接参考电压或者接地，所述控制模块分别与所述输入开关和每个自由开关相连。
7.根据权利要求6所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述比较器的输入失调电压小于所述权电容网络模块的分辨率。
8.一种循环式的模数转换器，其特征在于，包括权电容网络模块、比较器、控制模块和放大模块，其中：
所述权电容网络模块的第一输出端分别与所述比较器的第一输入端和所述放大模块的第一输入端相连，所述权电容网络模块的第二输出端分别与所述比较器的第二输入端和所述放大模块的第二输入端相连，所述比较器的输出端与所述控制模块相连；
所述放大模块的第一输出端与所述权电容网络模块的第一输入端相连，所述放大模块的第二输出端与所述权电容网络模块的第二输入端相连，所述放大模块用于放大残余电压，并将放大后的残余电压作为所述权电容网络模块的输入电压，所述控制模块用于控制所述权电容网络模块和所述放大模块完成模数转换；所述权电容网络模块用于对第一模拟输入电压和第二模拟输入电压进行采样，并在完成第一次模数转换后将放大后的第一残余电压和第二残余电压代替各自对应的原输入电压作为各自对应的新输入电压进行采样和模数转换。
9.根据权利要求8所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大模块包括放大器、第一反馈单元和第二反馈单元，其中：
所述第一反馈单元包括第一反馈电容、第一反馈开关、第二反馈开关、第三反馈开关和第四反馈开关，所述第一反馈开关的第一端与所述放大器的第一输入端相连，所述第一反馈开关的第二端分别与所述第一反馈电容的第一端和所述第二反馈开关的第一端相连，所述第四反馈开关的第一端与所述放大器的第一输出端相连，所述第四反馈开关的第二端分别与所述第三反馈开关的第一端和所述第一反馈电容的第二端相连，所述第二反馈开关的第二端和所述第三反馈开关的第二端接共模电压；
所述第二反馈单元包括第二反馈电容、第五反馈开关、第六反馈开关、第七反馈开关和第八反馈开关，所述第五反馈开关的第二端与所述放大器的第二输入端相连，所述第五反馈开关的第一端分别与所述第二反馈电容的第一端和所述第六反馈开关的第二端相连，所述第八反馈开关的第二端与所述放大器的第二输出端相连，所述第八反馈开关的第一端分别与所述第七反馈开关的第二端和所述第二反馈电容的第二端相连，所述第六反馈开关的第一端和所述第七反馈开关的第一端接所述共模电压；
所述权电容网络模块的第一输出端通过第一双刀单掷开关与所述放大器的第一输入端相连，所述权电容网络模块的第二输出端通过所述第一双刀单掷开关与所述放大器的第二输入端相连；所述放大器的第一输出端与所述权电容网络模块的第一输入端相连，所述放大器的第二输出端与所述权电容网络模块的第二输入端相连；
所述第一反馈开关、所述第二反馈开关、所述第三反馈开关、所述第四反馈开关、所述第五反馈开关、所述第六反馈开关、所述第七反馈开关、所述第八反馈开关和所述第一双刀单掷开关分别与所述控制模块相连。
10.根据权利要求9所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大器的开环增益大于
其中，N表示所述权电容网络模块的单级模数转换器的分辨率，M表示循环次数，i为正整数。
11.根据权利要求9所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大器的整体等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
12.根据权利要求9所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述放大器的动态等效误差小于所述循环式的模数转换器的分辨率的一半。
13.根据权利要求8至12任一项所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述权电容网络模块包括第一电容阵列和第二电容阵列，其中：
所述第一电容阵列和所述第二电容阵列分别包括N+1个电容单元，所述N+1个电容单元包括一个单电容单元，所述单电容单元包括一个电容，其余N个电容单元包括一个电容和一个选择开关，N个电容单元的每个电容的输入端与对应的选择开关的第一端相连；
所述第一电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第二端连接第一输入开关的第二端和第二输入开关的第二端，并通过第一采样开关连接共模电压，所述第一输入开关的第一端接第一输入电压，所述第二输入开关的第一端连接所述放大模块的第一输出端，所述第二电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第二端连接第三输入开关的第二端和第四输入开关的第二端，并通过第二采样开关连接所述共模电压，所述第三输入开关的第一端接第二输入电压，所述第四输入开关的第一端连接所述放大模块的第二输出端；
所述第一电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第三端通过第一极性控制开关连接第一参考电压或第二参考电压；所述第二电容阵列的N个电容单元的每个选择开关的第三端通过第二极性控制开关连接所述第一参考电压或所述第二参考电压；
所述第一电容阵列的单电容单元的电容的输入端连接所述第一输入开关的第二端和所述第二输入开关的第二端，并通过所述第一采样开关连接共模电压；所述第二电容阵列的单电容单元的电容的输入端连接所述第三输入开关的第二端和所述第四输入开关的第二端，并通过第二采样开关连接所述共模电压；
所述第一电容阵列的每个电容的公共端与所述比较器的第一输入端相连，并通过第三采样开关连接所述共模电压，所述第二电容阵列的每个电容的公共端与所述比较器的第二输入端相连，并通过所述第三采样开关连接所述共模电压；
所述第一电容阵列的N个电容单元的每个选择开关和所述第二电容阵列的N个电容单元的每个选择开关分别与所述控制模块相连，所述第一采样开关、所述第二采样开关、所述第三采样开关、所述第一极性控制开关、所述第二极性控制开关、所述第一输入开关、所述第二输入开关、所述第三输入开关和所述第四输入开关分别与所述控制模块相连。
14.根据权利要求13所述的循环式的模数转换器，其特征在于，所述比较器的输入失调电压小于所述权电容网络模块的分辨率。
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Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113572475A (zh) * | 2021-09-23 | 2021-10-29 | 微龛(广州)半导体有限公司 | 循环转换sar adc电路、sar adc方法 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011205190A (ja) * | 2010-03-24 | 2011-10-13 | Denso Corp | Ａ／ｄ変換器 |
| CN102281070A (zh) * | 2010-06-09 | 2011-12-14 | 义隆电子股份有限公司 | 低耗电循环式模拟数字转换器及其降低耗电的方法 |
| CN102545900A (zh) * | 2010-12-20 | 2012-07-04 | 意法半导体研发（上海）有限公司 | 用于模数(a/d)转换的系统和方法 |
| CN103888141A (zh) * | 2014-04-09 | 2014-06-25 | 华为技术有限公司 | 流水线逐次比较模数转换器的自校准方法和装置 |
| CN103916127A (zh) * | 2012-12-28 | 2014-07-09 | 富士通株式会社 | 模拟/数字转换器 |
| CN104113341A (zh) * | 2014-07-16 | 2014-10-22 | 西安电子科技大学 | 一种12位中等速率逐次逼近型模数转换器 |
| CN106230439A (zh) * | 2016-07-26 | 2016-12-14 | 电子科技大学 | 一种提高流水线型逐次逼近模数转换器线性度的方法 |
| CN107769784A (zh) * | 2017-11-29 | 2018-03-06 | 四川知微传感技术有限公司 | 一种过采样式Pipeline SAR‑ADC系统 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7102560B2 (en) * | 2004-12-28 | 2006-09-05 | Intel Corporation | Analog to digital converter having an input switching network responsive to a digital output signal |
| US8339302B2 (en) * | 2010-07-29 | 2012-12-25 | Freescale Semiconductor, Inc. | Analog-to-digital converter having a comparator for a multi-stage sampling circuit and method therefor |
| JP2015103820A (ja) * | 2013-11-20 | 2015-06-04 | 株式会社東芝 | アナログ／ディジタル変換器及びアナログ／ディジタル変換方法 |
| US9673832B2 (en) * | 2015-05-15 | 2017-06-06 | Mediatek Inc. | Successive approximation analog-to-digital converter and accuracy improving method thereof |
| US9531400B1 (en) * | 2015-11-04 | 2016-12-27 | Avnera Corporation | Digitally calibrated successive approximation register analog-to-digital converter |
| US9973202B2 (en) * | 2016-09-20 | 2018-05-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Successive approximation register analog-to-digital converter |
| CN111049525B (zh) * | 2019-12-20 | 2023-03-07 | 西安电子科技大学 | 一种超高速逐次逼近型模数转换器 |
| CN111342842A (zh) * | 2020-04-03 | 2020-06-26 | 南京中科微电子有限公司 | 一种新型高速高精度模数转换器 |
-
2020
- 2020-08-05 CN CN202010776152.6A patent/CN111970006B/zh active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011205190A (ja) * | 2010-03-24 | 2011-10-13 | Denso Corp | Ａ／ｄ変換器 |
| CN102281070A (zh) * | 2010-06-09 | 2011-12-14 | 义隆电子股份有限公司 | 低耗电循环式模拟数字转换器及其降低耗电的方法 |
| CN102545900A (zh) * | 2010-12-20 | 2012-07-04 | 意法半导体研发（上海）有限公司 | 用于模数(a/d)转换的系统和方法 |
| CN103916127A (zh) * | 2012-12-28 | 2014-07-09 | 富士通株式会社 | 模拟/数字转换器 |
| CN103888141A (zh) * | 2014-04-09 | 2014-06-25 | 华为技术有限公司 | 流水线逐次比较模数转换器的自校准方法和装置 |
| CN104113341A (zh) * | 2014-07-16 | 2014-10-22 | 西安电子科技大学 | 一种12位中等速率逐次逼近型模数转换器 |
| CN106230439A (zh) * | 2016-07-26 | 2016-12-14 | 电子科技大学 | 一种提高流水线型逐次逼近模数转换器线性度的方法 |
| CN107769784A (zh) * | 2017-11-29 | 2018-03-06 | 四川知微传感技术有限公司 | 一种过采样式Pipeline SAR‑ADC系统 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 《混合结构逐次逼近模数转换器研究与设计》;武海军;《中国博士学位论文全文数据库（信息科技辑）》;20141231;I135-47 * |
| A 90-MS/s 11-MHz-Bandwidth 62-dB SNDR Noise-Shaping SAR ADC;Jeffrey A. Fredenburg;《IEEE Journal of Solid-State Circuits》;20121213;第47卷(第12期);2898 - 2904 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| GR01 | Patent grant | ||
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