CN111327551A - 数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法及传输装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法：将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列，之后进行FTN频域压缩，得到第一信号序列；根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对第一信号序列与一导频序列进行频域复用，得到第一数据与导频复用序列；将第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；对第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，得到第二信号序列；在第二信号序列的首或尾添加保护间隔，生成输出信号序列。本发明在保证FTN系统数据传输效率的同时，提升了系统信道估计的性能，提高了系统在多径信道下的通信可靠性。

Description

数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法及传输装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别是涉及数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法及传输装置。

背景技术

随着高速通信业务需求的增长和有限频谱资源内对频谱效率要求的不断提高，时域和频域的非正交技术作为提升频谱效率的有效方法正在引起研究人员的广泛关注。1975年，Mazo首次提出超奈奎斯特(Faster-Than-Nyquist，FTN)传输技术。作为非正交传输技术的一种，FTN技术打破了传统Nyquist准则，当M-ary信号在加性高斯白噪声(AdditiveWhite Gaussian Noise,AWGN)信道中传输时，以人为引入符号间干扰(inter-symbolinterference，ISI)为代价压缩符号之间的间隔，可以在不影响系统误码率的情况下提升25％的符号传输速率。因此，FTN传输技术作为一种有效提升整体频谱效率的时域解决方案在近年成为关注热点。

目前，针对FTN系统的研究都是基于AWGN信道下，当处于衰落信道中时，系统本身存在由时/频域压缩引入的干扰，因此，经由信道传输至接收端时会与信道噪声混杂，导致信道估计的复杂度增加、准确度降低，并且OFDM系统中简单高效的单抽头频域均衡也不再适用，因此，需要对FTN系统的导频传输方法、信道估计方法等进行重新设计。

目前，针对单维时域压缩/频域压缩的超奈奎斯特系统的信道估计研究主要分为无导频辅助和导频辅助两大类。无导频辅助的信道估计主要是利用差分调制等方法和相关系数矩阵对信号进行非相干检测，但与当前主流采用的调制方案有一定的差异，无法兼容至当前FTN传输方案中。导频辅助的信道估计包括利用正交导频和非正交导频进行信道估计两部分：利用FTN符号作导频进行信道估计时，符号时间周期与OFDM符号相同，频域间隔压缩，不会影响系统的频谱效率，但非正交导频经过信道后会引入ICI，导致信道估计误差较大。利用正交时域导频进行信道估计时，导频与FTN数据符号时分复用，但是由于时域导频的周期与数据符号相同或相当，当时域导频的时间间隔显著大于FTN符号的周期时，则基于该导频的信道估计不能适应快速时变信道；若增加时域导频复用的频率以降低时域导频间隔时，则将导致系统导频开销增大，最终使得系统总体传输效率降低。因此，有必要采用频域导频以提高导频插入的效率和灵活度。但是，基于时域实现的FTN传输方案，无法实现频域导频复用。文献[1]([1]L.Mingqi,P.Yaqiu,L.Shihao and T.Jingfeng,"A DFT basedblock transmission scheme for FTN signaling,"2017 23rd Asia-PacificConference on Communications(APCC),Perth,WA,2017,pp.1-6.)提出一种基于DFT的频域FTN传输实现方案。进一步地，为了获取相对仅在时域或频域的一维压缩更高的频谱效率和灵活性，中国发明专利申请《基于FRFT的多载波FTN发送/接收方法及相关设备》(申请号CN201910261899.5)和《时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收装置》(申请号CN201910831867.4)将一维压缩的FTN传输技术扩展至时频两维压缩。但目前针对频域实现的FTN系统的研究都未提供有效的频域导频传输方案及相应的信道估计方面的研究。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法及传输装置，用于解决现有技术中的以上问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法，应用于发送装置，所述方法包括：将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列；对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，以得到第一信号序列；根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第一信号序列与一导频序列进行频域复用，以得到第一数据与导频复用序列；将所述第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；对所述第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，以得到第二信号序列；在所述第二信号序列的首部或尾部添加预设长度的保护间隔，以生成输出信号序列，并向外发送。

于本发明一实施例中，所述将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列，包括：分别对各所述调制符号序列进行离散傅里叶变换，以生成各第一频域符号序列；将各所述第一频域符号序列分别重复扩展为各第二频域符号序列；生成时域压缩频域窗系数；利用所述时域压缩频域窗系数，对各所述第二频域符号序列进行频域加窗，以生成各第三频域符号序列，即所述FTN频域符号序列。

于本发明一实施例中，所述生成时域压缩频域窗系数，包括：根据预设的正交移位间隔，生成成形滤波器的单位脉冲响应序列；对所述成形滤波器的单位脉冲响应序列进行时域相移；对时域相移后的所述单位脉冲响应序列先进行L点离散傅里叶变换再进行矩形加窗操作；其中，L为经所述重复扩展所得到的各所述第二频域符号序列的总长度。

于本发明一实施例中，对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，包括：根据相邻子频带频域压缩后间隔的子载波数，确定循环卷积周期及单位脉冲序列；将各所述第三频域符号序列与所述单位脉冲序列进分别行循环卷积操作后进行再叠加操作。

于本发明一实施例中，导频子载波位置序号集与数据子载波位置序号集不相交；各导频子载波位置为等间隔排布或非等间隔排布，且所述导频子载波位置序号在不同时刻传输的信息数据块中相同或不同。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法，应用于接收装置，所述方法包括：接收由发送装置的输出信号并去除其中的保护间隔，以得到长度值为子载波总数的第三信号序列；对所述第三信号序列进行离散傅里叶变换，以得到第四信号序列；根据所述发送装置采用的子载波映射规则、数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到数据符号和导频符号；利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值；根据所述信道频率响应值对所述数据符号进行信道均衡，以获得信道均衡符号序列；对所述信道均衡符号序列进行频域解调。

于本发明一实施例中，对所述第四信号序列进行解复用操作以得到数据符号和导频符号，包括：根据所述发送装置采用的子载波映射规则和数据子载波位置序号，从所述第四信号序列中提取相应的数据符号；根据所述发送装置采用的子载波映射规则和导频子载波位置序号，从所述第四信号序列中提取相应的导频符号。

于本发明一实施例中，利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值，包括：根据所述导频符号和所述发送装置采用的导频序列，估计导频子载波的信道频率响应；利用插值算法，根据所述导频子载波的信道频率响应的估计值，估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值。

于本发明一实施例中，对所述信道均衡符号序列进行频域解调，包括：对所述信道均衡符号序列进行频域循环移位匹配加窗操作，以得到各子频带上接收的数据符号序列；其中，所述加窗操作的窗系数与所述发送装置采用的窗系数相同；对所述数据符号序列进行循环叠加操作，以得到第五信号序列；利用干扰系数对所述第五信号序列进行FTN干扰消除操作，以得到干扰消除序列；对所述干扰消除序列做离散傅里叶逆变换。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种发送装置，包括：FTN频域符号生成模块，用于将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列；FTN频域符号压缩模块，用于对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，以得到第一信号序列；数据与导频频域复用装置，用于根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第一信号序列与一导频序列进行频域复用，以得到第一数据与导频复用序列；子载波映射模块，用于将所述第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；IDFT变换模块，用于对所述第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，以得到第二信号序列；保护间隔添加模块，用于在所述第二信号序列的首部或尾部添加预设长度的保护间隔，以生成输出信号序列，并向外发送。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种接收装置，包括：保护间隔去除模块，用于接收由发送装置的输出信号并去除其中的保护间隔，以得到长度值为子载波总数的第三信号序列；DFT变换模块，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶变换，以得到第四信号序列；数据解复用模块，用于根据所述发送装置采用的子载波映射规则和数据子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到数据符号；导频解复用模块，用于根据所述发送装置采用的子载波映射规则和导频子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到导频符号；信道估计模块，用于利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波的信道频率响应值；信道均衡模块，用于根据所述信道频率响应值对所述数据符号进行信道均衡，以获得信道均衡符号序列；FTN频域符号解调模块，用于对所述信道均衡符号序列进行频域解调。

如上所述，本发明的数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法及传输装置，具有以下有益效果：

(1)实现了单个信息数据块内时频压缩FTN的数据和导频信号的正交传输，避免因相互之间的干扰，降低信道估计的性能；

(2)实现了数据信号的频谱分量与导频信号在频域复用，提高了导频插入的灵活性，降低了导频的开销，提高了数据传输效率，便于与现有4G、5G等主流通信标准的帧结构兼容。

附图说明

图1显示为本发明一实施例中应用于发送装置的数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法的流程示意图。

图2A显示为本发明一实施例中将各调制符号序列转换成FTN频域符号序列的流程示意图。

图2B显示为本发明一实施例中数据与导频子载波频域复用示意图。

图3显示为本发明一实施例中应用于接收装置的数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法的流程示意图。

图4显示为本发明一实施例中对信道均衡符号序列进行频域解调的流程示意图。

图5显示为本发明一实施例中发送装置的结构示意图。

图6显示为本发明一实施例中FTN频域符号生成模块的结构示意图。

图7显示为本发明一实施例中接收装置的结构示意图。

图8显示为本发明一实施例中FTN频域符号解调模块的结构示意图。

图9显示为本申请的接收装置采用DFT信道插值算法的MSE性能示意图。

图10显示为本申请在不同信道估计与均衡条件下BER性能对比的示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

请参阅图1，本实施例提供一种数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法，应用于发送装置，所述方法包括以下步骤：

S11：将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列；

本实施例仅描述一个信息数据块的传输过程，当传输多个信息数据块时，重复本实施例的过程既可。假设一个信息数据块由M个长度为D的调制符号序列组成，可表示为{x_m(d),d＝0,1,2,...,D-1；m＝0,1,2,...,M-1}，其中M表示用户传输数据所占用的子频带数目，D表示时域复用的符号数目，符号调制方式包括但不限于QAM或PSK等。

请参阅图2A，步骤S11具体包括以下四个步骤：

S111：分别对各所述调制符号序列进行离散傅里叶变换，以生成各第一频域符号序列；

具体的，对M个长度为D的调制符号序列{x_m(d),d＝0,1,2,...,D-1；m＝0,1,2,...,M-1}分别做D点离散傅里叶变换，输出的频域符号序列记为{X_m(n),n＝0,1,2,...,D-1；m＝0,1,2,...,M-1}，其计算式为：

S112：将各所述第一频域符号序列分别重复扩展为各第二频域符号序列；

具体的，将经过离散傅里叶变换输出的各个子频带符号序列{X_m(n),n＝0,1,2,...,D-1；m＝0,1,2,...,M-1}分别重复扩展至N_t组X₀(n)～X_D-1(n)的符号序列

表达式为：

其中，((·))_D为取模D操作，L＝D×N_t，N_t为信息数据块所经的成形滤波器采用的超奈奎斯特时间移位间隔，令N_s为所述成形滤波器的正交移位间隔，且设置使得N_t≤N_s，则时域压缩因子α＝N_t/N_s，并且α≤1。

S113：生成时域压缩频域窗系数；

具体的，根据预设的上述正交移位间隔N_s，生成成形滤波器的单位脉冲响应序列{w(t),t＝0,...,L-1}，并对其进行时域相移后，再进行L点DFT变换，再进行矩形加窗操作，生成频域窗系数序列{W(i),i＝0,...,N_D-1}，并且

其中，R为时域相移系数，矩形窗系数

N_D为循环卷积周期，并且N_w＝N_L+N_R为矩形窗宽度，N_L和N_R分别为整数。

S114：利用所述时域压缩频域窗系数，对各所述第二频域符号序列进行频域加窗，以生成各第三频域符号序列，即所述FTN频域符号序列。

具体的，对重复扩展后的各个子频带数据序列

分别进行加窗操作，即对各个子频带数据序列

和频域窗系数W(i)做序列点乘操作，得到：

S12：对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，以得到第一信号序列；

具体的，将频域加窗后的各个子频带数据序列{B_m(i),i＝0,1,...,N_D-1，m＝0,1,2,...,M-1}，根据子频带的映射规则(如下方公式)以及频域压缩率(体现于N_f)进行FTN频域压缩操作。FTN频域压缩操作的输出符号序列为：

其中，

表示N_D点循环卷积操作，并且循环卷积周期N_D＝M×N_f，

为单位脉冲序列，N_f为相邻子频带频域压缩后间隔的子载波数，实际上，β＝N_f*N_s/L为频域压缩因子，并且β≤1，则γ＝α·β为时频联合压缩率，N_off为子载波偏移量。

S13：根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第一信号序列与一导频序列进行频域复用，以得到第一数据与导频复用序列；

具体的，按照数据的子载波位置序号与导频的子载波位置序号，将数据截取输出的符号序列{F(i),i＝0,1,2,...,N_D-1}与导频序列{P(i),i＝0,1,...,N_p-1}进行频域复用操作，形成数据与导频复用序列{G(i),i＝0,1,...,N_D+N_p-1}；其中，G(I_p(i))＝P(i),i＝0,1,...,N_p-1，I_p(i),i＝0,1,...,N_p-1为导频子载波位置序号，导频子载波位置可以是等间隔排布，也可以非等间隔排布，并且该导频子载波位置序号在不同时刻传输的信息数据块中可以不相同；G(I_D(i))＝F(i),i＝0,1,...,N_D-1，其中I_D(i)，i＝0,1,...,N_D-1为数据子载波位置序号。并且，导频子载波位置序号集{I_p(i)}与数据子载波位置序号集{I_D(i)}不相交。

需要说明的是，所述导频序列{P(i),i＝0,1,...,N_p-1}的生成可以由本领域技术人员自行定义，由于不是本发明的核心研究对象，故于此不做详细介绍。可选地，导频序列由BPSK，QPSK等调制符号序列或常模零自相关符号序列构成。

S14：将所述第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；

具体的，根据预设子载波映射规则，将数据与导频复用序列{G(i),i＝0,1,...,N_D+N_p-1}映射到有效子载波上，并填充Q-N_D-N_p个零，形成长度为Q的符号序列

图2B为本申请提出的数据与导频子载波频域复用的一种参考示意图。

需要说明的是，所述预设子载波映射规则可以由本领域技术人员自行定义，由于不是本发明的核心研究对象，故于此不做详细介绍。

S15：对所述第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，以得到第二信号序列；

具体的，对数据与导频复用序列

做Q点离散傅里叶逆变换，输出的符号序列记为{g(t),t＝0,1,2,...,Q-1}，其中

S16：在所述第二信号序列的首部或尾部添加预设长度的保护间隔，以生成输出信号序列，并向外发送。

具体的，将IDFT变换之后的符号序列{g(t),t＝0,1,2,...,Q-1}的首部或尾部添加特定长度的保护间隔以消除信道带来的符号间的干扰，具体添加方式不做限定。经过保护间隔添加之后形成一个FTN数据符号为{s(t),t＝0,1,2,...,Q+C-1}，其中C为保护间隔长度。

请参阅图3，本实施例提供一种数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法，应用于接收装置，所述方法包括以下步骤：

S31：接收由发送装置的输出信号并去除其中的保护间隔，以得到长度值为子载波总数的第三信号序列；

具体的，根据发送装置采用的保护间隔添加规则，从接收信号{r(t),t＝0,1,2,...,Q+C-1}中去除长度为C的保护间隔，得到长度为Q的接收信号序列{y(t),t＝0,1,2,...,Q-1}。

S32：对所述第三信号序列进行离散傅里叶变换，以得到第四信号序列；

具体的，对输入的数据序列{y(t),t＝0,1,2,...,Q-1}做Q点离散傅里叶变换，输出的数据记为{Y(i),i＝0,1,2,...,Q-1}，其中

S33：根据所述发送装置采用的子载波映射规则、数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到数据符号和导频符号；

具体的，根据发送装置中预设的子载波映射规则和数据子载波位置序号，从数据序列{Y(i),i＝0,1,2,...,Q-1}中提取相应的数据符号

具体的，根据发送装置中预设的子载波映射规则和导频子载波位置序号，从数据序列{Y(i),i＝0,1,2,...,Q-1}中提取相应的导频符号

S34：利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值；

利用获得的导频符号

估计拟解调数据子载波上的信道频率响应值

具体包括：

首先，利用获得的导频符号

和已获知的发送装置的导频序列{P(i),i＝0,1,...,N_p-1}，估计导频子载波的信道频率响应，即

i＝0,1,...,N_p-1；

然后，利用导频子载波的信道频率响应估计值，通过插值算法，估计拟解调数据子载波上的信道频率响应值，即

Interp(·)表示插值运算，所述插值运算可以用但不限于线性插值、维纳滤波插值和基于DFT的插值等。

S35：根据所述信道频率响应值对所述数据符号进行信道均衡，以获得信道均衡符号序列；

具体的，利用获得的数据子载波信道频率响应，对获得的数据符号进行信道均衡，获得信道均衡符号序列，{E(i),i＝0,1,...,N_D-1}；

需要说明的是，本步骤采用的均衡算法可以用但不限于迫零(ZF)或最小均方误差(MMSE)均衡操作；其中，

对于ZF均衡，输出为

对于MMSE均衡，输出为

其中上标*表示共轭，σ²为数据子载波上的噪声方差。

S36：对所述信道均衡符号序列进行频域解调。

请参阅图4，步骤S36将信道均衡后的数据序列{E(i),i＝0,1,...,N_D-1}进行频域解调，具体包括以下步骤：

S361：对所述信道均衡符号序列进行频域循环移位匹配加窗操作，以得到各子频带上接收的数据符号序列；其中，所述加窗操作的窗系数与所述发送装置采用的窗系数相同；

具体的，生成频域匹配窗系数，该窗系数与发送装置的FTN时域压缩频域窗系数{W(i),i＝0,1,...,N_D-1}相同。对信道均衡后的序列{E(i),i＝0,1,...,N_D-1}进行频域循环移位匹配加窗操作，输出为各子频带上接收的数据符号序列，可表示为：

其中，上标*表示共轭操作，

表示取模N_D操作，子载波偏移量N_off，参数N_f、N_D与发射端相同。

S362：对所述数据符号序列进行循环叠加操作，以得到第五信号序列；

具体的，对移位加窗后的序列V_m(i)进行循环叠加操作，表示为：

其中

为取下整数操作。

S363：利用干扰系数对所述第五信号序列进行FTN干扰消除操作，以得到干扰消除序列；

具体的，生成对各子载波进行FTN干扰消除操作所需的干扰系数，该系数采用矩阵形式表示为：

其中，T_M×D,D＝[I_D,I_D,...,I_D]^T，为M×D行D列的矩阵，并且I_D为D维单位矩阵，

其中W＝diag{W(0)W(1)...W(N_D-1)}，为对角矩阵，其对角元素{W(i),i＝0,...,N_D-1}为与发射端相同的时域压缩频域窗系数，

为N_D行M×D-N_D列的零矩阵，

其中

为m×N_f行m×N_f列的单位矩阵，

上标(·)^H为共轭转置；

利用生成的干扰系数对循环叠加操作后的数据序列

进行FTN干扰消除操作，得到消除干扰之后的符号序列为

此处的干扰消除检测操作包括但不限于线性均衡、迭代干扰消除等算法。

S364：对所述干扰消除序列做离散傅里叶逆变换。

具体的，对干扰消除检测后的频域符号序列

做D点离散傅里叶逆变换，输出的数据序列记为

其中

如图5所示，本实施例提供一种发送装置，包括以下组成部分：

FTN频域符号生成模块50，用于将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列；

FTN频域符号压缩模块51，用于对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，以得到第一信号序列；

导频序列生成模块52，用于生成导频序列；

数据与导频频域复用装置53，用于根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第一信号序列与一导频序列进行频域复用，以得到第一数据与导频复用序列；

子载波映射模块54，用于将所述第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；

IDFT变换模块55，用于对所述第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，以得到第二信号序列；

保护间隔添加模块56，用于在所述第二信号序列的首部或尾部添加预设长度的保护间隔，以生成输出信号序列，并向外发送。

如图6所示，在一实施例中，FTN频域符号生成模块51具体包括：DFT变换模块511、循环扩展模块512、时域FTN压缩窗系数生成模块513、频域加窗模块514，用以分别执行前述实施例的步骤S111～S114。

由于本实施例的具体实施方式与前述方法实施例的相同，故于此不再重复赘述。需要说明的是，编码模块、星座映射模块、RF变频模块，串并/并串转换模块以及发射天线等与本发明无直接联系的一般数字通信系统发射机必要组成部分已做省略。

如图7所示，本实施例提供一种接收装置，包括以下组成部分：

保护间隔去除模块71，用于接收由发送装置的输出信号并去除其中的保护间隔，以得到长度值为子载波总数的第三信号序列；

DFT变换模块72，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶变换，以得到第四信号序列；

数据解复用模块73，用于根据所述发送装置采用的子载波映射规则和数据子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到数据符号；

导频解复用模块74，用于根据所述发送装置采用的子载波映射规则和导频子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到导频符号；

信道估计模块75，用于利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波的信道频率响应值；

信道均衡模块76，用于根据所述信道频率响应值对所述数据符号进行信道均衡，以获得信道均衡符号序列；

FTN频域符号解调模块77，用于对所述信道均衡符号序列进行频域解调。

如图8所示，在一实施例中，FTN频域符号解调模块77具体包括：频域匹配窗系数生成模块771、循环匹配加窗模块772、循环叠加模块773、FTN干扰系数生成模块774、FTN干扰消除检测模块775、IDFT变换模块776，用以执行前述实施例的步骤S361～S364。

由于本实施例的具体实施方式与前述方法实施例的相同，故于此不再重复赘述。需要说明的是，包括接收天线、射频变频模块、同步模块、星座解映射模块、译码模块等等与本发明无直接联系的数字通信系统接收机必要组成部分已做省略。

本领域技术人员应当理解，图5～8实施例中的各个模块的划分仅仅是一种逻辑功能的划分，实际实现时可以全部或部分集成到一个或多个物理实体上。且这些模块可以全部以软件通过处理元件调用的形式实现，也可以全部以硬件的形式实现，还可以部分模块通过处理元件调用软件的形式实现，部分模块通过硬件的形式实现。

图9显示为本申请的接收装置采用DFT信道插值算法的均方误差(MSE)性能示意图。由图可见，由于导频与数据正交传输，信道估计误差性能随接收信噪比(Eb/N0)线性便变化，而没有出现由两者之间的互干扰引起的误差平层。

图10显示为本申请在不同信道估计与均衡条件下BER性能对比的示意图。由图可见，对于ZF均衡，与理想信道估计下的BER性能相比，实际信道估计误差导致的BER性能损失1dB左右；对于MMSE均衡，与理想信道估计下的BER性能相比，实际信道估计误差导致的BER性能损失0.5dB左右。

表1仿真主要参数

系统参数	取值
		系统带宽(MHz)	5
采样频率(MHz)	7.68
		信道模型	TU-6
调制方式	QPSK
		信道编码	Turbo
成型滤波器类型	根升余弦
		成型滤波器滚降系数	0.2
成型滤波器上采样率(N<sub>s</sub>)	18
		成型滤波器移位间隔(N<sub>t</sub>)	16
子频带数(M)	15
		各子带上的符号数(D)	16
子频带间隔子载波数(N<sub>f</sub>)	12
		数据子载波数(N<sub>D</sub>)	180
导频子载波数(N<sub>p</sub>)	30
		子载波总数(Q)	512
时域压缩因子(α)	0.889
		频域压缩因子(β)	0.844
时频联合压缩率(γ)	0.75
		调制效率(bps/Hz)	8/3
信道估计算法	基于DFT的算法
		信道均衡算法	MMSE/ZF

综上所述，本发明的数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法及传输装置，实现了信息数据块内时频压缩数据与导频信号的正交传输，以及数据信号的频谱分量与导频信号的频域复用，在保证FTN系统数据传输效率的同时，提升了系统信道估计的性能，提高了系统在多径信道下的通信可靠性，有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (11)

1.一种数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法，其特征在于，应用于发送装置，所述方法包括：

将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列；

对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，以得到第一信号序列；

根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第一信号序列与一导频序列进行频域复用，以得到第一数据与导频复用序列；

将所述第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；

对所述第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，以得到第二信号序列；

在所述第二信号序列的首部或尾部添加预设长度的保护间隔，以生成输出信号序列，并向外发送。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列，包括：

分别对各所述调制符号序列进行离散傅里叶变换，以生成各第一频域符号序列；

将各所述第一频域符号序列分别重复扩展为各第二频域符号序列；

生成时域压缩频域窗系数；

利用所述时域压缩频域窗系数，对各所述第二频域符号序列进行频域加窗，以生成各第三频域符号序列，即所述FTN频域符号序列。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述生成时域压缩频域窗系数，包括：

根据预设的正交移位间隔，生成成形滤波器的单位脉冲响应序列；

对所述成形滤波器的单位脉冲响应序列进行时域相移；

对时域相移后的所述单位脉冲响应序列先进行L点离散傅里叶变换再进行矩形加窗操作；其中，L为经所述重复扩展所得到的各所述第二频域符号序列的总长度。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，包括：

根据相邻子频带频域压缩后间隔的子载波数，确定循环卷积周期及单位脉冲序列；

将各所述第三频域符号序列与所述单位脉冲序列分别进行循环卷积操作后进行再叠加操作。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，导频子载波位置序号集与数据子载波位置序号集不相交；各导频子载波位置为等间隔排布或非等间隔排布，且所述导频子载波位置序号在不同时刻传输的信息数据块中相同或不同。

6.一种数据与导频频域复用的超奈奎斯特传输方法，其特征在于，应用于接收装置，所述方法包括：

接收由发送装置的输出信号并去除其中的保护间隔，以得到长度值为子载波总数的第三信号序列；

对所述第三信号序列进行离散傅里叶变换，以得到第四信号序列；

根据所述发送装置采用的子载波映射规则、数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到数据符号和导频符号；

利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值；

根据所述信道频率响应值对所述数据符号进行信道均衡，以获得信道均衡符号序列；

对所述信道均衡符号序列进行频域解调。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，对所述第四信号序列进行解复用操作以得到数据符号和导频符号，包括：

根据所述发送装置采用的子载波映射规则和数据子载波位置序号，从所述第四信号序列中提取相应的数据符号；

根据所述发送装置采用的子载波映射规则和导频子载波位置序号，从所述第四信号序列中提取相应的导频符号。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值，包括：

根据所述导频符号和所述发送装置采用的导频序列，估计导频子载波的信道频率响应；

利用插值算法，根据所述导频子载波的信道频率响应的估计值，估计拟解调的数据子载波上的信道频率响应值。

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，对所述信道均衡符号序列进行频域解调，包括：

对所述信道均衡符号序列进行频域循环移位匹配加窗操作，以得到各子频带上接收的数据符号序列；其中，所述加窗操作的窗系数与所述发送装置采用的窗系数相同；

对所述数据符号序列进行循环叠加操作，以得到第五信号序列；

利用干扰系数对所述第五信号序列进行FTN干扰消除操作，以得到干扰消除序列；

对所述干扰消除序列做离散傅里叶逆变换。

10.一种发送装置，其特征在于，包括：

FTN频域符号生成模块，用于将待发送的信息数据块的各调制符号序列转换成FTN频域符号序列；

FTN频域符号压缩模块，用于对所述FTN频域符号序列进行FTN频域压缩，以得到第一信号序列；

数据与导频频域复用装置，用于根据数据子载波位置序号和导频子载波位置序号，对所述第一信号序列与一导频序列进行频域复用，以得到第一数据与导频复用序列；

子载波映射模块，用于将所述第一数据与导频复用序列映射至有效子载波上，并形成长度值为子载波总数的第二数据与导频复用序列；

IDFT变换模块，用于对所述第二数据与导频复用序列进行离散傅里叶逆变换，以得到第二信号序列；

保护间隔添加模块，用于在所述第二信号序列的首部或尾部添加预设长度的保护间隔，以生成输出信号序列，并向外发送。

11.一种接收装置，其特征在于，包括：

保护间隔去除模块，用于接收由发送装置的输出信号并去除其中的保护间隔，以得到长度值为子载波总数的第三信号序列；

DFT变换模块，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶变换，以得到第四信号序列；

数据解复用模块，用于根据所述发送装置采用的子载波映射规则和数据子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到数据符号；

导频解复用模块，用于根据所述发送装置采用的子载波映射规则和导频子载波位置序号，对所述第四信号序列进行解复用操作，以得到导频符号；

信道估计模块，用于利用所述导频符号估计拟解调的数据子载波的信道频率响应值；

信道均衡模块，用于根据所述信道频率响应值对所述数据符号进行信道均衡，以获得信道均衡符号序列；

FTN频域符号解调模块，用于对所述信道均衡符号序列进行频域解调。

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