CN110430152A - 时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器 - Google Patents

时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器，包括：将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列，进行正交变换得到各子载波传输的数据序列再经过傅里叶变换得到第一信号序列，扩展为第二信号序列；根据成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；利用该系数对所述第二信号序列进行加窗并进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；对其进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列并增加保护间隔，得到输出信号序列。解决了在多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除不能灵活高效的实现以及检测复杂度较高的问题，本申请使数据准确的传输，令多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除实现了灵活高效，检测复杂度降低。

Description

时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器
技术领域
本发明涉及一种移动通信的技术领域，特别是涉及一种时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器。
背景技术
随着高速通信业务需求的增长和有限频谱资源内对频谱效率要求的不断提高，时域和频域的非正交技术作为提升频谱效率的有效方法正在引起研究人员的广泛关注。超奈奎斯特(Faster-Than-Nyquist，FTN)传输技术作为非正交传输技术的一种。由于其打破了传统Nyquist准则，通过符号间非正交传输，提升了每个FTN符号的传输速率，因此作为一种有效提升整体频谱效率的时域解决方案在近年成为关注热点。
针对时域压缩的FTN传输系统，需要在接收端有效的消除由于符号间压缩所引入的ISI(inter-symbol interference，符号间干扰)，并在接收端利用FDE(frequency-domain equalization，频域均衡)消除ISI。在此基础上利用基于DFT的块传输实现方案等效实现FTN时域压缩，从而降低实现复杂度。
随着多载波系统的普遍应用，相关研究将FTN的时域压缩思想推广至频域压缩，子载波之间不再遵循OFDM(orthogonal frequency division multiplexing，正交频分复用)系统中相互正交的关系，从而提升了系统的频谱效率。但正由于子载波之间非正交，其收发两端不能通过FFT/IFFT来直接实现，并且，由子载波非正交引入的ICI(inter-carrierinterference，子载波间干扰)，需要在接收端进行有效的干扰删除。之后提出三类FTN频域实现方案，即比例输入发射机、有理数α发射机和多IDFT组合发射机方案。三种实现方案虽然都可以通过FFT/IFFT来间接实现，但比例输入发射机限制了频域压缩因子选择的灵活性，有理数α发射机需要采用较大点数的IFFT，多IDFT组合发射机虽将有理数α发射机转换成多个并行的IDFT实现发射机，但对于某些频域压缩因子，需要大量的并行IDFT发射操作，复杂度依然较高。
为了在保证数据准确传输的前提下获取相对仅在时域或频域一维压缩更高的频谱效率，将时域FTN扩展至时频两维，其结果表明在保证最小欧式距离的条件下，时频两维压缩相对一维压缩可以达到更好的频谱效率的提升，并且在接收端采用M-algorithm代替MLSE算法来降低检测复杂度，但该种检测方案在载波数增多时，无法确定检测算法中符号的译码顺序，只在子载波数为2-4的情况下性能较好。当在多载波系统内同时引入时域压缩和频域压缩的情况下，并在接收端采用特定的匹配滤波器和Turbo均衡方案消除由时域压缩引入的ISI和频域压缩引入的ICI，但并未提出灵活高效的发射方案，并且接收端的检测复杂度较高。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器，用于解决现有技术中在多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除不能灵活高效的实现以及检测复杂度较高的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种时频压缩多载波发射方法，应用于发射器，包括：将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列；将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；根据成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行加窗；对所述的加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列；在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
于本发明的一实施例中，将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列，包括：令序列长度为2*D的所述第二信号序列的第2*D+n个数据符号等于第一信号序列的第n个数据符号，其中D表示时域复用的符号数目。
于本发明的一实施例中，利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗操作，包括：将所述FTN时域压缩频域窗系数与所述第二信号序列做序列点乘。
于本发明的一实施例中，对所述的频域加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列，包括：对加窗后的所述第二信号序列与单位脉冲序列循环卷积后叠加得到所述第三信号序列，其中所述循环卷积的点数与所述各个子载波传输的调制符号序列的长度分别与所述成型滤波器的上采样率的乘积相同。
于本发明的一实施例中，在所述第四信号序列上增加保护间隔得到输出信号，包括：在所述第四信号序列的首部或尾部添加保护间隔以减小信道间的干扰，其中述保护间隔的长度大于或等于所述信道最大时延扩展长度。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种时频压缩多载波接收方法，应用于接收器，所述方法包括：对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列；对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列；对所述第五信号序列进行信道均衡，得到第一均衡信号序列；根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列；对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列；对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列；对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列；对所述第八信号序列进行解调制变换得到接收比特序列。
于本发明的一实施例中，根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；包括：根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，获取所述发射器发送的携带有成型滤波器的类型的成型滤波器配置信息，根据所述成型滤波器配置信息生成匹配FTN时域压缩频域窗系数。
于本发明的一实施例中，对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列，包括：根据所述发射器采用的成型滤波器的系数和频域压缩因子，生成所述频域干扰系数矩阵；利用上一次迭代译码输出的外信息序列进行软信息估计操作，得到各子载波发送的星座符号估计序列；利用所述星座符号估计序列和所述频域干扰系数矩阵进行载波内干扰消除操作和载波间频域干扰消除操作，得到所述第七信号序列。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种发射器，包括：调制变换模块，用于将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；正交变换模块，耦接所述调制变换模块，用于将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；傅里叶变换模块，耦接所述正交变换模块，用于将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列；循环扩展模块，耦接所述傅里叶变换模块，用于将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于根据成型滤波器频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；频域加窗模块，耦接所述循环扩展模块且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗操作；频域压缩模块，耦接所述频域加窗模块，用于对所述的加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；离散傅里叶逆变换模块，耦接所述频域压缩模块，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列；保护间隔模块，耦接所述离散傅里叶逆变换模块，用于在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种接收器，耦接发射器，所述接收器包括：保护间隔去除模块，用于对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列；信道均衡模块，耦接所述离散傅里叶变换模块，用于对所述第五信号序列进行信道均衡，得到第一均衡信号序列；FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于根据所述发射器的所述FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；移位加窗模块，耦接所述信道均衡模块且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列；循环叠加模块，耦接所述移位加窗模块，用于对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列；频域干扰消除模块，耦接所述循环叠加模块，用于对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列；离散傅里叶逆变换与逆正交模块，耦接所述频域干扰消除模块，用于对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列；解调制变换模块，耦接所述离散傅里叶逆变换与逆正交模块，用于对所述第八信号序列进行调制变换得到接收比特序列。
如上所述，本发明的时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器，具有以下有益效果：解决了现有技术中在多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除不能灵活高效的实现以及检测复杂度较高的问题，本申请保证了数据准确的传输，令多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除实现了灵活高效，检测复杂度降低。
附图说明
图1显示为本申请一实施例中的时频压缩多载波发射方法的流程示意图。
图2显示为本申请一实施例中的时频压缩多载波接收方法的流程示意图。
图3显示为本申请一实施例中的发射器的结构示意图。
图4显示为本申请一实施例中的接收器的结构示意图。
图5显示为本申请一实施例中在不同频域压缩因子条件下的BER性能的比较示意图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，在下述描述中，参考附图，附图描述了本申请的若干实施例。应当理解，还可使用其他实施例，并且可以在不背离本申请的精神和范围的情况下进行机械组成、结构、电气以及操作上的改变。下面的详细描述不应该被认为是限制性的，并且本申请的实施例的范围仅由公布的专利的权利要求书所限定。这里使用的术语仅是为了描述特定实施例，而并非旨在限制本申请。空间相关的术语，例如“上”、“下”、“左”、“右”、“下面”、“下方”、““下部”、“上方”、“上部”等，可在文中使用以便于说明图中所示的一个元件或特征与另一元件或特征的关系。
在通篇说明书中，当说某部分与另一部分“耦接”时，这不仅包括“直接连接”的情形，也包括在其中间把其它元件置于其间而“间接连接”的情形。另外，当说某种部分“包括”某种构成要素时，只要没有特别相反的记载，则并非将其它构成要素，排除在外，而是意味着可以还包括其它构成要素。
其中提到的第一、第二及第三等术语是为了说明多样的部分、成份、区域、层及/或段而使用的，但并非限定于此。这些术语只用于把某部分、成份、区域、层或段区别于其它部分、成份、区域、层或段。因此，以下叙述的第一部分、成份、区域、层或段在不超出本申请范围的范围内，可以言及到第二部分、成份、区域、层或段。
再者，如同在本文中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文中有相反的指示。应当进一步理解，术语“包含”、“包括”表明存在所述的特征、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组，但不排除一个或多个其他特征、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组的存在、出现或添加。此处使用的术语“或”和“和/或”被解释为包括性的，或意味着任一个或任何组合。因此，“A、B或C”或者“A、B和/或C”意味着“以下任一个：A；B；C；A和B；A和C；B和C；A、B和C”。仅当元件、功能或操作的组合在某些方式下内在地互相排斥时，才会出现该定义的例外。
随着多载波系统的普遍应用，相关研究将FTN的时域压缩思想推广至频域压缩，子载波之间不再遵循OFDM(orthogonal frequency division multiplexing，正交频分复用)系统中相互正交的关系，从而提升了系统的频谱效率。为了在保证数据准确传输的前提下获取相对仅在时域或频域一维压缩更高的频谱效率，将时域FTN扩展至时频两维，其结果表明在保证最小欧式距离的条件下，时频两维压缩相对一维压缩可以达到更好的频谱效率的提升，并且在接收端采用M-algorithm代替MLSE算法来降低检测复杂度，但该种检测方案在载波数增多时，无法确定检测算法中符号的译码顺序，只在子载波数为2-4的情况下性能较好。当在多载波系统内同时引入时域压缩和频域压缩的情况下，并在接收端采用特定的匹配滤波器和Turbo均衡方案消除由时域压缩引入的ISI和频域压缩引入的ICI，但并未提出灵活高效的发射方案，并且接收端的检测复杂度较高。
因此，本申请提供一种时频压缩多载波发射方法，应用于发射器，所述时频压缩多载波发射方法用于解决现有技术中在多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除不能灵活高效的实现以及检测复杂度较高的问题，本申请保证了数据准确的传输，令多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除实现了灵活高效，检测复杂度降低。
所述方法包括：将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列；将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；根据成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗；对所述的频域加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列；在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
下面以附图1为参考，针对本申请得实施例进行详细说明，以便本申请所述技术领域的技术人员能够容易地实施。本申请可以以多种不同形态体现，并不限于此处说明的实施例。
如图1所示，为本申请实施例中的一种时频压缩多载波发射方法的流程示意图。
所述方法应用于发射器，所述方法包括：
步骤S11：将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列。
可选的，将输入的数据块中二进制比特序列分别经过编码变换、交织变换、星座映射变换得到各子载波传输的调制符号序列。
可选的，所述各子载波数据序列长度相同。
可选的，将输入的数据块中比特序列的序列长度为Nbit的二进制比特序列：
{BI(b)，b＝0，1，2，…，Nbit-1}做为信源经过信道编码变换得到编码序列{Bp(l)，l＝0，1，2，…，Nc-1}，Nc为比特序列经编码后的序列长度，其中编码可以为Polar码、LDPC码以及Turbo码中的一种，所述编码的类型在本申请中不作限定。
对所述编码序列{Bp(l)，l＝0，1，2，…，Nc-1}进行交织变换处理，得到交织输出比特序列{BJ(j)，j＝0，1，2，…，Nc-1}；
对交织输出的编码序列{BJ(j)，j＝0，1，2，…，Nc-1}进行星座映射变换，经过串并转换，得到M各长度为D的调制符号序列{χm(d)，d＝0，1，2，…，D-1；m＝0，1，2，…，M-1}，其中M表示用户传输数据所占用的子载波数目，D表示时域复用的符号数目。
步骤S12：将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列。
可选的，将所述调制符号序列经过进行正交变换得到多个子载波传输的数据序列。
可选的，将所述调制符号序列经过进行正交变换得到M个长度为D的子载波的数据序列{χm(d)，d＝0，1，2，…，D-1；m＝0，1，2，…，M-1}，其中M表示用户传输数据所占用的子载波数目，D表示时域复用的符号数目。
步骤S13：将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列。
可选的，将多个子载波的数据数列分别进行离散傅里叶变换得到第一信号序列。
可选的，对M个长度为D的子载波的数据序列{xm(d)，d＝0，1，2，…，D-1；m＝0，1，2，…，M-1}分别做D点离散傅里叶变换，输出的频域符号序列也就是所述第一信号序列记为{Xm(n)，n＝0，1，2，…，D-1；m＝0，1，2，…，M-1}。
步骤S14：将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列。
可选的，将经离散傅里叶变换输出的第一信号序列分别重复扩展为第二信号序列。
可选的，将经离散傅里叶变换输出的各个符号序列M个长度为D的子载波的数据序列{Xm(n)，n＝0，1，2，…，D-1；m＝0，1，2，…，M-1}分别进行重复扩展为
步骤S15：根据成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数。
可选的，根据预设的成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数，其中所述成型滤波器是用与冲击响应(相当于一个符号的“波形”)卷积带该符号映射的冲激函数串，所以等效于是一个滤波过程可以得到频域脉冲响应。
可选的，将移位正交间隔为Ns的离散滤波器的单位脉冲响应补零至长度Q后得到序列{w(t)，t＝0，…，Q-1}，并对{w(t)，t＝0，…，Q-1}进行频率偏移，得到序列即t＝0，...，Q-1，其中Q＝D×Nt，Nt为生成的一个FTN数据符号在时域复用的D个调制符号的时域间隔，Nt＝[Nsk]，k为时域压缩因子，[.]为取整操作；然后对进行Q点傅里叶变换，获得序列最后再截取序列{W0(i)，i＝0，…，Q-1}的首部长度为2D的序列，生成后续频域加窗所需的FTN时域压缩频域窗系数{Wf(i)，i＝0，…，2D-1}。
步骤S16：用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗。
可选的，对经过重复扩展后的所述第二信号序列进行频域加窗操作，具体的，对所述第二信号序列与所述FTN时域压缩频域窗系数进行序列点乘得到经过加窗后的第二信号序列。
可选的，对重复扩展后的所述第二信号序列 分别与所述FTN时域压缩频域窗系数Wfi，i＝0，…，2D-1进行序列点乘，得到经过加窗后的第二信号序列
步骤S17：对所述的频域加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列。
可选的，将频域加窗后的第二信号序列中的各个子载波对应的数据序列进行FTN频域压缩操作进而得到第三信号序列。
可选的，将频域加窗后的第二信号序列中的各个子载波对应的数据序列{Bm(i)，i＝0，1，2，…，2D-1}进行FTN频域压缩操作，其中FTN频域压缩操作的输出为：
其中，i＝0，1，…Q-1，为单位脉冲序列，Nf＝[αD]，α为频域压缩因子，并且α＜1，Noff为子载波偏移量，表示Q点循环卷积操作。
步骤S18：对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列。
可选的，对频域压缩后输出的第三信号序列做离散傅里叶逆变换得到第四信号序列。
可选的，对频域压缩后输出的第三信号序列的符号序列{G(i)，i＝0，1，2，…，Q-1}做Q点离散傅里叶变换，输出的符号序列为第四信号序列，记为：{g(t)，t＝0，1，2，…，Q-1}；其中
步骤S19：在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
可选的，将经过离散傅里叶逆变换后的第四信号序列添加保护间隔以消除信道带来的符号间的干扰，经过添加保护间隔得到输出信号序列。
可选的，将经过离散傅里叶逆变换后的第四信号序列{g(t)，t＝0，1，2，…，Q-1}固定位置添加特定长度的保护间隔形成一个FTN数据符号为{s(t)，t＝0，1，2，…，Q+C-1}的输入信号序列，其中C为保护间隔长度。
可选的，将经离散傅里叶变换输出的第一信号序列分别重复扩展为第二信号序列。具体的，将经离散傅里叶变换输出的各个符号序列M个长度为D的子载波的数据序列{Xm(d)，d＝0，1，2，…，D-1；m＝0，1，2，…，M-1}分别进行重复扩展为 其中序列长度为2*D的所述第二信号序列的第l*D+n个数据符号等于第一信号序列的第n个数据符号，其中D表示时域复用的符号数目。
可选的，利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行加窗操作；具体的，将所述FTN时域压缩频域窗系数与所述第二信号序列做序列点乘。
可选的，对重复扩展后的所述第二信号序列 与所述FTN时域压缩频域窗系数Wfi，i＝0，…，2D-1相点乘，得到经过加窗后的第二信号序列
可选的，对加窗后的所述第二信号序列与单位脉冲序列循环卷积后叠加得到所述第三信号序列，其中所述循环卷积的点数与所述各个子载波传输的调制符号序列的长度分别与所述成型滤波器的上采样率的乘积相同。
可选的，在所述第四信号序列上增加保护间隔得到输出信号，包括：在所述第四信号序列的首部或尾部添加保护间隔以减小信道间的干扰，其中所述保护间隔的长度大于或等于所述信道最大时延扩展长度。
可选的，将经过离散傅里叶逆变换后的第四信号序列{g(t)，t＝0，1，2，…，Q-1}首部或尾部添加特定长度的保护间隔形成一个FTN数据符号为{s(t)，t＝0，1，2，…，Q+C-1}的输入信号序列，其中C为保护间隔长度。其中所述保护间隔的长度C大于或等于所述信道最大时延扩展长度。
本申请提供一种时频压缩多载波接收方法，应用于接收器；
所述方法包括：对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列；对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列；对所述第五信号序列进行信道均衡，得到第一均衡信号序列；根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列；对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列；对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列；对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列；对所述第八信号序列进行解调制变换得到接收比特序列。
下面以附图2为参考，针对本申请得实施例进行详细说明，以便本申请所述技术领域的技术人员能够容易地实施。本申请可以以多种不同形态体现，并不限于此处说明的实施例。
如图2所示，为本申请实施例中的一种时频压缩多载波接收方法的流程示意图。
所述时频压缩多载波接收方法，应用于接收器，所述方法包括：
步骤S21：对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列。
可选的，根据来自发射器的输出信号的保护间隔添加规则，从所述输出信号作为接收信号并去除其在发射端添加的保护间隔长度一致的保护间隔，得到第五信号序列。
可选的，根据来自发射器的输出信号的保护间隔添加规则，从所述输出信号作为接收信号{r(t)，t＝0，1，2，…，Q+C-1}中去除长度为C的保护间隔，得到长度为Q的输入信号序列{y(t)，t＝0，1，2，…，Q-1}。
步骤S22：对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列。
可选的，对所述输入信号序列进行对各点做离散傅里叶变换，进而输出第五信号序列。
可选的，对输入序列{y(t)，t＝0，1，2，…，Q-1}做Q点离散傅里叶变换，输出的第五信号序列为{Y(i)，i＝0，1，2，…，Q-1}，其中
步骤S23：对所述第五信号序列进行信道频域均衡，得到第一均衡信号序列。
可选的，对经过离散傅里叶变换后的第五信号序列运用时域频域或频域均匀算法进行信道均衡操作，得到第一均衡信号序列。
可选的，对经过离散傅里叶变换后的第五信号序列{Y(i)，i＝0，1，2，…，Q-1}，运用时域频域或频域均匀算法进行信道均衡操作，得到第一均衡信号序列{E(i)，i＝0，1，2，…，Q-1。
步骤S24：根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数。
可选的，根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数得到匹配FTN时域压缩频域窗系数。
可选的，所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数为将移位正交间隔为Ns的离散滤波器的单位脉冲响应补零至Q后得到序列{w(t)，t＝0，…，Q-1}，并对{w(t)，t＝0，…，Q-1}进行相位偏移，得到序列其计算式为 对进行Q点傅里叶变换生成频域窗函数{W0(i)，i＝0，…，Q-1}，其计算式为对{W0(i)，i＝0，…，Q-1}进行截短，截取前长度为2D的序列，生成后续频域加窗所需的FTN时域压缩频域窗系数{Wf(i)＝W0(i)，i＝0，…，2D-1}，其中Nt＝[Nsk]，Nt为生成的一个FTN数据符号在时域复用的D个调制符号的时域间隔，k为时域压缩因子，k＜1，[.]为取整操作。
步骤S25：利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列。
可选的，利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对经过信道均衡后的第一均衡信号序列进行移位加窗操作，输出位各子载波上传输的数据符号序列，进而得到第六信号序列。
可选的，利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数{Wf(i)，i＝0，…，2D-1}对经过信道均衡后的第一均衡信号序列{E(i)，i＝0，1，2，…，Q-1}进行频域移位匹配加窗操作，输出位各子载波上传输的数据符号序列，进而得到第六信号序列：{Vm(i)＝E((i-mNf-NoffQ·Wf*i，i＝0，1，…D-1；m＝0，…，M-1，上标*表示共轭操作。
步骤S26：对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列。
可选的，对经过移位加窗后的第六序列进行循环叠加操作得到第七信号序列。
可选的，对经过移位加窗后的第六序列{Vm(i)＝E((i-mNf-Noff))Q·Wf *(i)，i＝0，1，…D-1；m＝0，…，M-1进行循环叠加操作得到第七信号序列，表示为：
步骤S27：对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列。
可选的，对经过循环叠加操作的第七信号序列利用进行频域干扰消除检测操作的干扰系数进行频域干扰消除得到经过频域干扰消除后的第七信号序列。
可选的，对经过循环叠加操作的第七信号序列 利用进行频域干扰消除检测操作的干扰系数进行频域干扰消除，其中所述干扰系数的矩阵形式表示为：
m＝0，1，2，…，M-1；m′＝0，1，2，…，M-1；m≠m′。其中TQ，D＝[ID，ID，…，ID]T，ID为D维单位矩阵，W0＝diag{W0(0) W0(1) … W0(Q-1)}，{W0(i)，i＝0，…，Q-1}与发射器相同，其中，
步骤28：对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列。
可选的，对经过频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列：
其中
步骤S29：对所述第八信号序列进行解调制变换得到接收比特序列。
可选的，对所述第八信号序列分别经过星座解映射变换、交织变换、译码变换变换得到接收比特序列。
可选的，对所述第八信号序列进行星座解映射变换并经过并串转换得到外信息序列{LJ(j)，j＝0，1，2，…，Nc-1}，Nc为比特序列编码序列长度。
对所述外信息序列{LJ(j)，j＝0，1，2，…，Nc-1}进行与发射器交织相逆的解交织操作，得到译码所需的先验信息{Lp(l)，l＝0，1，2，…，Nc-1}。
对输入的译码所需的先验信息序列{Lp(l)，l＝0，1，2，…，Nc-1}进行译码操作，得到后验证序列{LI(l)，l＝0，1，2，…，Nc-1}，并将所述后验证序列与所述先验信息序列进行相减，得到外信息序列{Le(l)＝LI(l)-LP(l)，l＝0，1，2，…，Nc-1}，进行迭代干扰消除后按照发射器编码方式提取相应部分的后验信息序列进行译码判决，得到译码输出的比特序列
可选的，根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，获取所述发射器发送的携带有成型滤波器的类型的成型滤波器配置信息，根据所述成型滤波器配置信息生成匹配FTN时域压缩频域窗系数。
可选的，对移位后的所述第一均衡信号序列和所述匹配FTN时域压缩频域窗系数做序列点乘得到所述第六信号序列，
可选的，对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列，包括：根据所述发射器采用的成型滤波器的系数和频域压缩因子，生成所述频域干扰系数矩阵；利用上一次迭代译码输出的外信息序列进行软信息估计操作，得到各子载波发送的星座符号估计序列；利用所述星座符号估计序列和所述频域干扰系数矩阵进行载波内干扰消除操作和载波间频域干扰消除操作，得到所述第七信号序列。
可选的，根据所述发射器采用的成型滤波器的系数和频域压缩因子，生成所述频域干扰系数矩阵，具体的，对经过循环叠加操作的第七信号序列 利用进行频域干扰消除检测操作的干扰系数进行频域干扰消除，其中所述干扰系数的矩阵形式表示为：
m＝0，1，2，…，M-1；m′＝0，1，2，…，M-1；m≠n。其中TQ，D＝[ID，ID，…，ID]T，ID为D维单位矩阵，W0＝diag{W0(0) W0(1) … W0(Q-1)}，{W0(i)，i＝0，…，Q-1}与发射器相同，其中，
用上一次迭代译码输出的外信息序列进行软信息估计操作，得到各子载波发送的星座符号估计序列；具体的，外信息序列对循环叠加操作后的数据序列进行FTN干扰消除操作，得到消除干扰之后的符号序列。对外信息序列进行与发射端相同的交织处理，得到交织输出外信息序列。特别地，外信息序列为上一次迭代处理之后由译码输出得到，在迭代开始之前，初始化为0向量，将交织之后的外信息序列{Le(j)，l＝0，1，2，…，Nc-1}进行串并变换之后，再进行基于软信息的星座符号估计操作，得到各子载波发送的星座符号估计序列
估计出的各个子载波承载的数据符号序列 和生成的干扰系数产生各子载波上的干扰信号并分别进行干扰删除操作。经过干扰删除获得的第m(m＝0，1，...，M-1)个子载波接收的数据符号估计序列可以用矢量形式表示为其中Pm＝[Pm(0)，…，Pm(d)，…，Pm(D-1)]T，FD为D点DFT变换矩阵，其元素表示为
经过载波间干扰删除获得的各子载波接收的数据符号估计序列，对载波间干扰消除操作后的各子载波的符号序列分别进行载波内干扰消除操作，载波内干扰消除可采用但不仅限于常规的BCJR算法，得到载波内干扰消除后的频域符号序列的估计值 进行载波内干扰消除操作和载波间频域干扰消除操作，得到所述第七信号序列。
与上述实施例原理相似的是，本申请提供一种发射器，包括：调制变换模块，用于将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；正交变换模块，耦接所述调制变换模块，用于将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；傅里叶变换模块，耦接所述正交变换模块，用于将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列；循环扩展模块，耦接所述傅里叶变换模块，用于将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于根据成型滤波器频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；频域加窗模块，耦接所述循环扩展模块且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗操作；频域压缩模块，耦接所述频域加窗模块，用于对所述的频域加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；离散傅里叶逆变换模块，耦接所述频域压缩模块，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列；保护间隔模块，耦接所述离散傅里叶逆变换模块，用于在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
以下结合附图提供具体实施例：
如图3所示，展示本申请实施例中的一种发射器的结构示意图。
所述发射器包括：
调制变换模块31，用于将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；具体的，将输入的数据块中二进制比特序列分别经过编码变换、交织变换、星座映射变换得到各子载波传输的调制符号序列。
正交变换模块32，耦接所述调制变换模块31，用于将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；具体的将所述调制符号序列经过进行正交变换得到多个子载波传输的数据序列。
傅里叶变换模块33，耦接所述正交变换模块32，用于将多个子载波的数据数列分别进行离散傅里叶变换得到第一信号序列。
循环扩展模块34，耦接所述傅里叶变换模块33，用于将经离散傅里叶变换输出的第一信号序列分别重复扩展为第二信号序列。
FTN时域压缩频域窗系数生成模块35，用于根据预设的成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数，其中所述成型滤波器是用与冲击响应(相当于一个符号的“波形”)卷积带该符号映射的冲激函数串，所以等效于是一个滤波过程可以得到频域脉冲响应。
频域加窗模块36，耦接所述循环扩展模块34且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块35，用于经过重复扩展后的所述第二信号序列进行频域加窗操作，具体的，对所述第二信号序列与所述FTN时域压缩频域窗系数进行结合得到经过频域加窗后的第二信号序列。
频域压缩模块37，耦接所述频域加窗模块36，用于将频域加窗后的第二信号序列中的各个子载波对应的数据序列进行FTN频域压缩操作进而得到第三信号序列。
离散傅里叶逆变换模块38，耦接所述频域压缩模块37，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列。
保护间隔模块39，耦接所述离散傅里叶逆变换模块28，用于将经过离散傅里叶逆变换后的第四信号序列添加保护间隔以消除信道带来的符号间的干扰，经过添加保护间隔得到输出信号序列。
与上述实施例原理相似的是，本申请提供一种接收器，耦接发射器，包括：保护间隔去除模块，用于对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列；离散傅里叶变换模块，耦接所述保护间隔去除模块，用于对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列；信道均衡模块，耦接所述离散傅里叶变换模块，用于对所述第五信号序列进行信道均衡，得到第一均衡信号序列；FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于根据所述发射器的所述FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；移位加窗模块，耦接所述信道均衡模块且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列；循环叠加模块，耦接所述移位加窗模块，用于对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列；频域干扰消除模块，耦接所述循环叠加模块，用于对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列；离散傅里叶逆变换与逆正交模块，耦接所述频域干扰消除模块，用于对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列；调制变换模块，耦接所述离散傅里叶逆变换与逆正交模块，用于对所述第八信号序列进行调制变换得到接收比特序列。
以下结合附图提供具体实施例：
如图4所示，展示本申请实施例中的一种接收器的结构示意图。
所述接收器耦接发射器，所述接收器包括：
保护间隔去除模块41，用于根据来自发射器的输出信号的保护间隔添加规则，从所述输出信号作为接收信号并去除其在发射端添加的保护间隔长度一致的保护间隔，得到第五信号序列。
离散傅里叶变换模块42，耦接所述保护间隔去除模块41，用于对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列。
信道均衡模块43，耦接所述离散傅里叶变换模块32，用对经过离散傅里叶变换后的第五信号序列运用时域或频域均衡算法进行信道均衡操作，得到第一均衡信号序列。
FTN时域压缩频域窗系数生成模块44，用于根据所述发射器的所述时域FTN压缩窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数。
移位加窗模块45，耦接所述信道均衡模块43且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块44，用于利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对经过信道均衡后的第一均衡信号序列进行移位加窗操作，输出位各子载波上传输的数据符号序列，进而得到第六信号序列。
循环叠加模块46，耦接所述移位加窗模块45，用于对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列。
频域干扰消除模块47，耦接所述循环叠加模块46，用于对经过循环叠加操作的第七信号序列利用进行频域干扰消除检测操作的干扰系数进行频域干扰消除得到经过频域干扰消除后的第七信号序列。
离散傅里叶逆变换与逆正交模块48，耦接所述频域干扰消除模块47，用于对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列。
解调制变换模块49，耦接所述离散傅里叶逆变换与逆正交模块48，用于对对所述第八信号序列分别经过星座解映射变换、解交织变换、译码变换变换得到接收比特序列。
以下采用具体实施例进行说明：
实施例1：
如图5所示，展示了本申请一实施例中多载波FTN系统在不同频域压缩因子条件下的BER性能比较图。其中free ICI/ISI为奈奎斯特传输系统的性能边界，即时域和频域压缩系数分别为{k＝1；α＝1}。对于FTN传输，分别设置时域压缩因子k＝{0.9,0.8,0.6}，频域压缩因子α＝{0.9,0.8,0.67,0.6}。当总体压缩率较高约为0.8时，时域一维压缩{k＝0.8；α＝1}，频域一维压缩{k＝1；α＝0.8}和时频两维压缩{k＝0.9；α＝0.9}的三种FTN传输系统的BER性能相近并接近于奈奎斯特性能边界；当总体压缩率降低到约为0.6时，三种FTN传输系统的BER性能均差于奈奎斯特性能边界，并且频域一维压缩{k＝1；α＝0.6}FTN系统的性能好于时域一维压缩{k＝0.6；α＝1}的系统，但仍然略低于时频两维压缩{k＝0.9；α＝0.67}的系统。
为便于本领域技术人员比较，现结合表1中的实施例仿真参数对正交多载波系统和FTN系统做进一步的比较。由此可知，FTN多载波系统的频谱效率明显高于正交多载波系统的频谱效率。
表1
综上所述，本发明时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器，解决了现有技术中在多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除不能灵活高效的实现以及检测复杂度较高的问题，本申请保证了数据准确的传输，令多载波系统中时频两维压缩、ISI\ICI消除实现了灵活高效，检测复杂度降低。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种时频压缩多载波发射方法，其特征在于，应用于发射器，包括：
将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；
将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；
将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列；
将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；
根据成型滤波器的频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；
利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行加窗；
对所述的加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；
对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列；
在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
2.根据权利要求1所述的时频压缩多载波发射方法，其特征在于，将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列，包括：
令序列长度为2*D的所述第二信号序列的第2*D+n个数据符号等于第一信号序列的第n个数据符号，其中D表示时域复用的符号数目。
3.根据权利要求1所述的时频压缩多载波发射方法，其特征在于，利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗操作，包括：
将所述FTN时域压缩频域窗系数与所述第二信号序列做序列点乘。
4.根据权利要求1所述的时频压缩多载波发射方法，其特征在于，对所述的频域加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列，包括：
对频域加窗后的所述第二信号序列与单位脉冲序列循环卷积后叠加得到所述第三信号序列，其中所述循环卷积的点数与所述各个子载波传输的调制符号序列的长度分别与所述成型滤波器的上采样率的乘积相同。
5.根据权利要求1所述的时频压缩多载波发射方法，其特征在于，在所述第四信号序列上增加保护间隔得到输出信号，包括：
在所述第四信号序列的首部或尾部添加保护间隔以减小信道间的干扰，其中述保护间隔的长度大于或等于所述信道最大时延扩展长度。
6.一种时频压缩多载波接收方法，其特征在于，应用于接收器，所述方法包括：
对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列；
对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列；
对所述第五信号序列进行信道均衡，得到第一均衡信号序列；
根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；
利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列；
对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列；
对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列；
对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列；
对所述第八信号序列进行解调制变换得到接收比特序列。
7.根据权利要求6所述的时频压缩多载波接收方法，其特征在于，根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；包括：
根据所述发射器的FTN时域压缩频域窗系数，获取所述发射器发送的携带有成型滤波器的类型的成型滤波器配置信息，根据所述成型滤波器配置信息生成匹配FTN时域压缩频域窗系数。
8.根据权利要求6所述的时频压缩多载波接收方法，其特征在于，对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列，包括：
根据所述发射器采用的成型滤波器的系数和频域压缩因子，生成所述频域干扰系数矩阵；
利用上一次迭代译码输出的外信息序列进行软信息估计操作，得到各子载波发送的星座符号估计序列；
利用所述星座符号估计序列和所述频域干扰系数矩阵进行载波内干扰消除操作和载波间频域干扰消除操作，得到所述第七信号序列。
9.一种发射器，其特征在于，包括：
调制变换模块，用于将输入的二进制比特序列经过调制变换得到子载波传输的调制符号序列；
正交变换模块，耦接所述调制变换模块，用于将所述调制符号序列进行正交变换得到各子载波传输的数据序列；
傅里叶变换模块，耦接所述正交变换模块，用于将所述数据序列进行傅里叶变换得到第一信号序列；
循环扩展模块，耦接所述傅里叶变换模块，用于将所述第一信号序列循环扩展为第二信号序列；
FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于根据成型滤波器频域脉冲响应生成FTN时域压缩频域窗系数；
频域加窗模块，耦接所述循环扩展模块且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于利用所述FTN时域压缩频域窗系数对所述第二信号序列进行频域加窗操作；
频域压缩模块，耦接所述频域加窗模块，用于对所述的频域加窗后的第二信号序列进行FTN频域压缩操作，得到第三信号序列；
离散傅里叶逆变换模块，耦接所述频域压缩模块，用于对所述第三信号序列进行离散傅里叶逆变换，得到第四信号序列；
保护间隔模块，耦接所述离散傅里叶逆变换模块，用于在所述第四信号序列上增加保护间隔，得到输出信号序列。
10.一种接收器，其特征在于，耦接发射器，所述接收器包括：
保护间隔去除模块，用于对接收自发射器的输出信号去除保护间隔得到输入信号序列；
离散傅里叶变换模块，耦接所述保护间隔去除模块，用于对输入信号序列进行离散傅里叶变换，得到第五信号序列；
信道均衡模块，耦接所述离散傅里叶变换模块，用于对所述第五信号序列进行信道均衡，得到第一均衡信号序列；
FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于根据所述发射器的所述FTN时域压缩频域窗系数，生成匹配FTN时域压缩频域窗系数；
移位加窗模块，耦接所述信道均衡模块且耦接于所述FTN时域压缩频域窗系数生成模块，用于利用所述匹配FTN时域压缩频域窗系数对所述第一均衡信号序列进行移位加窗操作，得到第六信号序列；
循环叠加模块，耦接所述移位加窗模块，用于对所述第六信号序列进行循环叠加操作，得到第七信号序列；
频域干扰消除模块，耦接所述循环叠加模块，用于对所述第七信号序列进行频域干扰消除检测操作，得到频域干扰消除后的所述第七信号序列；
离散傅里叶逆变换与逆正交模块，耦接所述频域干扰消除模块，用于对频域干扰消除后的所述第七信号序列进行离散傅里叶逆变换和逆正交变换操作，得到各子载波的星座符号估计序列，即第八信号序列；
解调制变换模块，耦接所述离散傅里叶逆变换与逆正交模块，用于对所述第八信号序列进行调制变换得到接收比特序列。
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