CN111183576A - 具有自适应占空控制和操作模式的无缝转变的增强型开关调节器拓扑 - Google Patents
具有自适应占空控制和操作模式的无缝转变的增强型开关调节器拓扑 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种电压转换器，电压转换器自适应为用于不同负载状况的电流模式控制降压调节器。电压转换器在重负载状况期间使用脉冲宽度调制(PWM)以连续传导模式操作。当零电流检测器在轻负载状况期间(不连续传导模式区域)确定没有电感器电流时，控制器使用脉冲频率调制(PFM)来启动自适应占空控制。当处于PFM模式时，自适应占空估计电路对功率电感器充电，以保持电压精度并使效率最大化。使用时钟同步和单个控制回路，自动执行PFM模式、PWM模式和旁路模式之间的平滑转变。电感器零电流检测器触发与主振荡器同步的自适应估计占空比。
Description
相关专利申请
本申请要求2017年9月14日提交的由Alex Hsu、Sam Tsui、Paolo Nora和Tsz YinMan共同拥有的名称为“High Efficiency,Small Voltage Ripple Buck Converter withAdaptive Calculation(具有自适应计算的高效、小电压纹波降压转换器)”的美国临时专利申请序列号62/558,855的优先权；并且据此以引用方式并入本文以用于所有目的。
技术领域
本公开涉及电压转换器，并且更具体地讲，涉及具有自适应占空控制的高效、小电压纹波降压转换器。
背景技术
电压转换器(例如，开关模式电源(SMPS))中的轻负载状况下的效率通常由SMPS控制器使用脉冲频率调制(PFM)模式而不是更标准的脉冲宽度调制(PWM)模式来改善。PWM提供更好的输出电压调节，但是PFM在轻电流负载下提供更高的SMPS效率。遗憾的是，PFM的副作用是减小电压输出精度的较大输出纹波电压。期望将PFM模式用于轻电流负载，而将PWM模式用于较重电流。然而，在SMPS控制器中同时实现PFM模式和PWM模式可能需要具有预定义和准确阈值的模式转变，这在生产SMPS中可能很难实现。此外，由于高电流负载，当PWM一直接通时，可能会发生旁路模式。
模式转变选择可能需要阈值调整，并且缺乏用于输出电压精度的自适应占空控制。用以实现模式转变的本技术解决方案可能需要一个或多个预定义的转换阈值，用于PFM模式的附加比较器，用于旁路模式的附加电路，并且模式选择可能来回反弹。另外，在轻负载下，PFM模式可能变得不同步。
发明内容
因此，需要开关调节器拓扑，该开关调节器拓扑在PFM模式、PWM模式和旁路模式的操作之间无缝地转变；并且良好的电压调节和频率同步。
根据实施方案，用于开关调节器中的无缝模式转变的方法可包括以下步骤：当在第一负载状况期间处于连续传导模式(CCM)时，使用脉冲宽度调制(PWM)模式向功率电感器提供电流脉冲；当在第二负载状况期间处于不连续传导模式(DCM)时，使用脉冲频率调制(PFM)模式向功率电感器提供电流脉冲，其中第一负载状况可大于第二负载状况；以及使PWM模式和PFM模式之间的切换同步到具有一定频率的主时钟。
根据方法的另外的实施方案，使PWM模式和PFM模式之间的切换同步的步骤可利用单个控制回路完成。根据方法的另外的实施方案，使用PFM模式的步骤还可包括用自适应时钟分频和占空比估计来降低切换频率的步骤。根据方法的另外的实施方案，自适应时钟分频的步骤可包括将主时钟频率除以N的步骤。根据方法的另外的实施方案，占空比估计的步骤可包括基于输入电压和输出电压计算占空比持续时间的步骤。
根据方法的另外的实施方案，占空比估计的步骤可包括与主时钟分频成比例地缩放占空比持续时间的步骤。根据方法的另外的实施方案，N可以等于二(2)。根据方法的另外的实施方案，N可以是正整数。根据方法的另外的实施方案，N可以等于2P，其中P可以是等于或大于一(1)的正数。根据方法的另外的实施方案，将主时钟频率除以N的步骤还可包括当可以检测到功率电感器中的基本上零(0)电流时将主时钟频率除以N的步骤。
根据方法的另外的实施方案，可包括在下一个时钟循环之前检测功率电感器中的基本上零(0)电流的步骤。根据方法的另外的实施方案，当负载电流降低时，切换频率可能降低。根据方法的另外的实施方案，可包括在第三负载状况期间使用旁路模式向功率电感器提供电流的步骤，其中第三负载状况可大于第一负载状况。
根据另一个实施方案，用于具有自适应占空控制和操作模式的无缝转变的开关调节器的控制器可包括：高侧电流传感器，该高侧电流传感器用于提供表示流进功率电感器的电流的高侧电流信号；低侧电流传感器，该低侧电流传感器用于提供表示功率电感器中的电流的低侧电流信号；零电流检测器，该零电流检测器耦接到低侧电流传感器并且在功率电感器中提供基本上零电流的检测；脉冲发生器，该脉冲发生器用于生成脉冲宽度调制和脉冲频率调制；自适应导通占空发生器，该自适应导通占空发生器耦接到脉冲发生器并且控制其高侧导通时间；差分放大器，该差分放大器具有耦接到开关调节器的电压输出的第一输入和耦接到电压参考的第二输入；电压比较器，该电压比较器具有耦接到差分放大器的输出的第一输入以及耦接到具有来自电流感测和斜率补偿电路的锯齿波形的电压的第二输入，其中电流感测和斜率补偿电路可耦接到高侧电流传感器，其中当来自电流感测和斜率补偿电路的锯齿电压在脉冲宽度调制(PWM)模式期间大于差分放大器的输出电压时，电压比较器使脉冲发生器关断耦接在电压源和功率电感器之间的高侧功率晶体管；自适应导通占空发生器，该自适应导通占空发生器耦接到零电流检测器，其中当可以在功率电感器中检测到基本上零电流时，自适应导通占空发生器切换到脉冲频率调制(PFM)模式以用于控制脉冲占空发生器以便每个切换循环具有与PWM模式的操作期间类似的能量；以及主时钟振荡器，该主时钟振荡器耦接到自适应导通占空发生器。
根据另外的实施方案，自适应导通占空发生器可包括导通定时器和逻辑电路以用于估计在PFM模式的操作期间所需的导通时间。根据另外的实施方案，差分放大器可包括运算跨导放大器(OTA)。根据另外的实施方案，差分放大器可包括电压运算放大器。根据另外的实施方案，电压参考可包括数模转换器(DAC)。根据另外的实施方案，用于开关调节器的控制器可包括混合信号微控制器。根据另外的实施方案，微控制器可包括功率管理集成电路(PMIC)。
根据又一个实施方案，具有自适应占空控制和操作模式的无缝转变的开关调节器电压转换器可包括：功率电感器，该功率电感器具有第一节点和第二节点；电容器，该电容器耦接在功率电感器的第二节点和电压公共之间，其中功率电感器的第二节点和电压公共可适于耦接到电子设备并且将经调节的电压和电流提供给电子设备；高侧电流传感器，该高侧电流传感器用于提供表示流进功率电感器的电流的高侧电流信号；高侧功率晶体管，该高侧功率晶体管耦接在电压源和功率电感器的第一节点之间；低侧功率晶体管，该低侧功率晶体管耦接在功率电感器的第一节点和电压公共之间；低侧电流传感器，该低侧电流传感器用于提供表示功率电感器中的电流的低侧电流信号；零电流检测器，该零电流检测器耦接到低侧电感器电流传感器并且在功率电感器中提供基本上零电流的检测；脉冲发生器，该脉冲发生器用于生成脉冲宽度调制和脉冲频率调制；自适应导通占空发生器，该自适应导通占空发生器耦接到脉冲发生器并且控制其高侧导通时间；差分放大器，该差分放大器具有耦接到功率电感器的第二节点的第一输入以及耦接到电压参考的第二输入；电压比较器，该电压比较器具有耦接到差分放大器的输出的第一输入以及耦接到具有来自电流感测和斜率补偿电路的锯齿波形的电压的第二输入，其中电流感测和斜率补偿电路可耦接到高侧电流传感器，其中当来自电流感测和斜率补偿电路的锯齿电压在脉冲宽度调制(PWM)模式期间大于差分放大器的输出电压时，电压比较器使脉冲发生器关断耦接在电压源和功率电感器之间的高侧功率晶体管；自适应导通占空发生器，该自适应导通占空发生器耦接到零电流检测器，其中当在功率电感器中检测到基本上零电流时，自适应导通占空发生器切换到脉冲频率调制(PFM)模式以用于控制脉冲占空发生器以便每个切换循环具有与PWM模式的操作期间类似的能量；以及主时钟振荡器，该主时钟振荡器耦接到自适应导通占空发生器。
根据另外的实施方案，分压器可耦接在功率电感器的第二节点和差分放大器的第一输入之间。
附图说明
通过参考以下结合附图进行的描述，可以获得对本公开的更完整的理解，其中：
图1示出根据本公开的特定示例性实施方案的具有单个控制回路和无缝模式转变的增强型自适应占空电流模式降压电压转换器的示意性框图；
图2示出根据本公开的特定示例性实施方案的当处于PFM模式时电压转换器控件的示意性框图；
图3示出根据本公开的特定示例性实施方案的当从PFM模式操作变为PWM模式操作时的电压转换器波形的图形表示；
图4示出根据本公开的特定示例性实施方案的增强型自适应占空比电路逻辑的示意图及其时序图；
图5示出根据本公开的特定示例性实施方案的在所有模式下同步到主时钟的切换期间的电压波形的时序图；
图6和图7示出根据本公开的教导内容的现有技术轻负载模式波形和轻负载波形的图形比较；以及
图8示出图1所示的电压转换器的操作的示意性时序图。
虽然本公开易受各种修改形式和替代形式的影响，但是其特定示例实施方案已经在附图中示出并且在本文中详细描述。然而，应当理解，本文对特定示例性实施方案的描述并非旨在将本公开限于本文所公开的形式。
具体实施方式
本公开的实施方案可对于不同的负载状况实现电压转换器或用于电压转换器的控制器。电压转换器可以是例如但不限于电流模式控制降压调节器。电压转换器可为用于不同负载状况的电流模式控制调节器。本公开的实施方案可将增强型自适应占空估计集成到这样的转换器中。本公开的实施方案还可与电压模式控制开关调节器集成。在一个实施方案中，可以包括电感器零电流检测器以触发自适应估计占空比。这可与基本时钟同步。
在一些情况下，电压转换器(例如，降压调节器)可在重负载状况期间使用脉冲宽度调制(PWM)以连续传导模式(CCM)操作。当零电流检测器在轻负载状况期间(不连续传导模式(DCM)区域)确定没有电感器电流时，控制器可以使用脉冲频率调制(PFM)来启动或被要求以启动自适应占空控制。
当处于PFM模式时，自适应占空估计电路可提供可控能量以对功率电感器充电，以保持电压精度并使效率最大化。利用时钟同步和单个控制回路，控制器可以在PFM模式、PWM模式和旁路模式之间自动平滑转变。时钟同步为不同操作模式下的分频提供了基础，从而产生可控的、均匀分布的开关谐波。
在所有相关操作模式下，转换器可在不同的负载状况下保持输出电压精度。转换器可通过使用自适应占空比降低PFM模式操作期间的切换频率来提高转换效率。转换器可在所有相关模式下同步到主时钟。转换器对于生成多相或多通道应用可能是有用的。转换器可提供可控的EMC频率谐波。
转换器对于便携式应用可能特别有用，但不限于此。这些在移动设备或物联网(IoT)中的应用可能需要稳健、高效且具有成本效益的调节器。转换器可以是高性能稳压器，如各种微控制器或微处理器核所要求的。根据本公开的教导内容，转换器可将高转换效率用于此类便携式设备，并且将高输出电压精度用于此类微控制器或微处理器核。
如上所讨论，转换器可以包括单个控制回路，该控制回路在转换器传导模式之间提供无缝转变。不需要预定义的阈值。可以将电路块添加到具有经修改的控制逻辑的电流模式拓扑转换器。控制回路可在模式(PFM、PWM、旁路)之间提供无缝转变，并且稳定，无需来回切换操作模式。
增强型自适应占空比可以优化PFM模式下的性能。占空比可以保持输出电压精度并提高转换效率。
切换活动可被同步到固定频率时钟。这可以允许多相和多通道设计。此外，它可以促进同步且均匀分布的切换活动，并有益于对电磁干扰(EMI)敏感的应用。
现在参见附图，示意性地示出了示例性实施方案的细节。附图中的相似元件将由相似数字表示，并且类似的元件将由具有不同的小写字母后缀的相似数字表示。
现在参考图1，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的具有单个控制回路和无缝模式转变的增强型自适应占空电流模式降压电压转换器的示意性框图。该转换器可以包括单个控制回路，该控制回路能够在所有相关操作模式(例如，PFM模式、PWM模式和旁路模式)之间自动转变。电流模式降压电压转换器(通常由数字100表示)可包括增强型自适应占空控制器功率驱动器102、功率电感器118、负载滤波器电容器120，并且适于连接至功率源122。
增强型自适应占空控制器功率驱动器102可包括脉冲发生器104、自适应导通占空发生器106、固定频率时钟振荡器108，其可具有50％占空比输出(CLK)；电流感测、斜率补偿和周期钳位电路110；具有滞后的电压比较器112，运算跨导放大器(OTA)114，电压参考116，例如，数模转换器(DAC)，死区时间控制电路132，零电流检测器134，高侧晶体管驱动器128，低侧晶体管驱动器130，高侧功率晶体管124，低侧功率晶体管126，高侧电流传感器150(信号ISEN_hs)以及低侧电流传感器148(信号ISEN_ls)。功率晶体管124和126可以分别是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)N沟道和P沟道。死区时间控制电路132防止晶体管124和126中的电流直通。零电流检测器134可通过监视来自低侧电流传感器148的信号(ISEN_ls)来确定功率电感器118中何时基本上没有电流流动。
脉冲发生器104可以包括D触发器(锁存器)，与非门138和140，以及零电流检测逻辑电路142，该零电流检测逻辑电路具有耦接到来自零电流检测器134的零电流(ZC)信号的输入。自适应导通占空发生器106包括定时器146和逻辑144。定时器146耦接到时钟振荡器108并且与其同步。其中定时器146产生控制信号_TON，该控制信号也同步到时钟振荡器108。
逻辑信号_EN可由系统或外部使能信号生成。当逻辑信号_EN为逻辑高，然后信号_TON(CK)切换为逻辑高时，触发器136的输出将处于逻辑高。其中信号_Q通过死区时间控件132和高侧驱动器128耦接到高侧功率晶体管124的栅极，从而接通晶体管124，然后该晶体管耦接来自电压源122的VIN以对功率电感器118充电。
随着电感器118中电流的增加，电容器120上的电压(VOUT)也随之增加。VOUT电压通过分压器耦接到OTA 114的负输入。其中OTA 114提供输出信号VCOMP，该输出信号表示VOUT除以分压器减去参考电压116。随着电感器118中电流的增加，VOUT也随之增加。然而，当VRAMP(锯齿波形)变得大于VCOMP时，比较器112的输出从逻辑低变为逻辑高，这重置信号_Q(触发器136的输出)并关断高侧功率晶体管124，然后接通低侧功率晶体管126。该操作循环重复。
参考图2，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的当处于PFM模式时电压转换器控件的示意性框图。在PFM模式下，零电流(ISEN_ls)的检测触发导通占空请求(通过零电流检测器134和逻辑142)。逻辑142检查来自零电流检测电路134的输出的状况，并生成信号_isZC到自适应导通占空发生器106的输入，具体地到电路逻辑144。逻辑142执行状况检查以查看由自适应导通占空发生器106控制的下一个循环操作是否需要自适应导通占空。
自适应导通占空发生器106根据VOUT与VIN的比率来估计_TON的所需脉冲宽度。_Q可能直到_TON到期才可以重置。这意味着每个循环泵送到功率电感器118的能量至少与处于PWM模式时的能量一样多。如果将更多的能量放入功率电感器118中，则VOUT将增加，但是VCOMP将降低。一般来讲，VCOMP降低意味着系统将在闭环系统中校正功率电感器118中的额外能量。通常，VCOMP降低将减少即将出现的占空比，并减少放入功率电感器118中的能量。
当VCOMP小于VRAMP时，_PWM保持高电平以从D触发器136重置_Q。以重置为主的D触发器或锁存器136可以确保随后的_TON被跳过，直到_PWM再次变低。当VCOMP再次高于VRAMP时，就会发生这种情况。低侧电流传感器148监测功率电感器118中的电流，并且与该电流成比例的其输出信号(ISEN_ls)耦接到零电流检测器134的输入。
现在参考图3，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的当从PFM模式操作变为PWM模式操作时的电压转换器波形的图形表示。在PFM模式下，例如但不限于，VIN可为约5伏，VOUT可为约3.3伏，功率电感器118的电感可为约1.5μH，电容器120(COUT)可为约22μF，并且ILOAD电流可为约20mA。输出纹波电压可为约3mV。在PWM模式下，VIN可为约5伏，VOUT可为约3.3伏，L可为1.5μH，COUT可为约22μF，并且ILOAD可为约1A。输出纹波电压可为约2mV。因此，可通过使用零电流检测(零电流检测器134)来执行无缝转变。
返回参考图1，当处于PWM模式时，当VRAMP大于VCOMP时，高侧功率晶体管124关断。VRAMP被同步到固定频率振荡器(例如，时钟108)的脉冲钳位。当供电电压VIN下降时，VCOMP增加，并且VRAMP的斜率降低，这继而增加了高侧功率晶体管124的接通占空。进一步降低供电电压会导致VCOMP始终高于VRAMP。因此，_PWM始终保持为低，而_Q始终保持为高。因此，当处于旁路模式时，高侧功率晶体管124总是导通。
现在参考图4，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的增强型自适应占空比电路逻辑的示意图及其时序图。利用增强型自适应占空比，当处于PFM模式时，提供可控量的能量以用于对功率电感器118充电。在PWM模式和PFM模式的操作下，每个切换循环都可以向输出(负载)提供(泵送)类似量的能量。因此，可以保持输出电压精度。可以根据负载电流来降低切换频率，如在下文中更全面地公开的，kVOUT是按比例缩放的输出电压。将缩放系数应用于具有VIN检测的电路，以逐循环地生成kVIN(t)波形。当kVIN(t＝TON)时，其达到kVOUT。这在其操作状况下产生目标占空比。
现在参考图5，描绘了根据本公开的特定示例性实施方案的在所有模式下同步到主时钟的切换期间的电压波形的时序图。当从PWM模式变为旁路模式时，如从顶部曲线图开始的第二幅所示，VIN(VDD)可以以每步-20mV的速率降低，VOUT可为3.3伏，L可为1.5μH，COUT(120)可为22μF，并且ILOAD可为500mA。可以通过切换到分频的时钟频率来平滑模式转变以增强性能。该控制方案在不同模式下产生基于时钟的操作。这意味着可通过改变时钟频率上的整数缩放系数来估计峰到峰电感器电流和输出电压纹波。模式转变将是平滑的，因为峰到峰电感器电流和输出纹波电压不会突然变化。
自适应占空估计电路可以使转换效率最大化。开关谐波可以是可控且均匀分布的。自适应占空估计电路(自适应导通占空发生器106)根据负载状况给出适当的导通占空和频率，以使转换效率最大化。由于到主时钟或到主时钟的整数分频的时钟同步，因此开关谐波总是与主时钟频率相关。谐波将作为频域中主时钟的系数进行分配。这些是根据本公开的教导内容的该PFM控制拓扑的优点。在PWM中，SMPS以固定频率操作(在这种情况下为主时钟)。
与其他解决方案相比，可以减少转换器的轻负载切换活动(例如，由平均切换频率测量)。利用自适应导通占空，优化的切换频率取决于负载电流，并通过同步时钟分频来增强。与其他解决方案相比，通过在相同的负载电流下使用较低切换频率，导通占空可大于由传统PFM控件所使用的导通占空。
基本架构要求在下一个时钟循环之前发生零电流检测(ZCD)，以保持轻负载模式(PFM)。这规定了TON上的安全系数α(α<1，Ts＝1/fs＝未分频的基本时钟周期)：
电感器只能充电至Ipk＝α·ΔIpp，其中ΔIpp通常设计为标称输出电流的30-35％。因此，电感器的利用率很差。DCM中每个切换循环(Q)的电荷转移限于(L＝降压转换器电感)：
当检测到ZCD时，基本时钟频率降低N倍(N为整数)，然后可以基于fs/N(或N×Ts)而不是fs(TON’＝N×TON)来计算新的导通时间TON’，因此每个切换循环Q’的电荷转移变为：
Q′＝Q×N2
改进的方法允许将切换活动(平均切换频率)<f>降低N2倍，同时在轻负载模式(PFM)下支持相同负载电流IO：
转换器可以使用微控制器或微处理器诸如功率管理集成电路(PMIC)在任何合适的应用中实现。转换器的拓扑也可以应用于其他开关调节器，诸如但不限于升压转换器。
参考图6和图7，描绘了根据本公开的教导内容的现有技术轻负载模式波形和轻负载波形的图形比较。图6示出了现有技术解决方案中使用的轻负载模式的基本时钟分频的性能，以及与2MHz下的未分频PWM时钟对齐的轻负载电流脉冲。轻负载模式脉冲与未分频的PWM时钟对齐。图7示出了根据本公开实施方案的用于轻负载模式的基本时钟分频的改进性能。为了通过如图6所示的现有技术实现切换频率的进一步降低，N可以是大于二(2)的正数。分频方法可能会在切换活动降低和输出纹波之间做出权衡(像任何其他PFM方法一样)，但仍然不需要目标DC调节电压值的任何变化。
参考图8，描绘了图1所示的电压转换器的操作的示意性时序图。图8示出了该架构在PFM-PWM旁路上的典型操作。所有事件都是基于_CLK(主时钟)触发的。在CCM中的PWM模式下，_Q由_TON设置，并由_PWM重置。当_Q为高时，高侧功率晶体管124接通并对功率电感器118充电。当_Q为低时，低侧功率晶体管126接通，并为功率电感器118提供进入VOUT的低压降放电路径。通常，当输入电压正在对功率电感器118充电时，能量也被直接提供给输出VOUT。当负载电流减小时，剩余能量将增加输出电压VOUT。因此，闭环系统将通过减小导通占空来在下一个循环中提供较少的能量。随着VCOMP降低，_Q将被更早地重置，并且更少的能量将在即将到来的循环中对功率电感器118充电。当负载电流降低到电感器电流达到零的电平(输入DCM)时，将触发自适应导通占空。理想地，该导通占空与PWM模式下的导通占空相同。当负载进一步减小时，自适应导通占空发生器106可以减小开关时钟频率。通过降低_TON频率并适应_TON持续时间，当处于DCM并且使用PFM操作模式时，效率比现有技术进一步提高，如上文更全面地所述。当负载增加时，系统以相反的方式自动进入CCM。
通过降低固定负载电流状况下的供电电压，可以从CCM转变为旁路模式。随着供电电压降低，需要增加导通占空，以向功率电感器118提供足够的电荷。当导通占空产生在主时钟频率下接近其极限时，电压转换器系统可以通过将时钟频率例如但不限于除以二(2)来增加导通占空。对时钟频率进行进一步分频将进一步增加导通占空并减小输出电压VOUT的压降。随着输入电源甚至更多地减少，高侧功率晶体管124最终将完全接通(100％)。
转换器的部分可以在模拟电路、数字电路、或用于由数字处理器(例如，微控制器)执行的指令或其任何组合中实现。用于由处理器执行的指令可体现在诸如存储器之类的一个或多个计算机可读介质中。当由处理器加载和执行时，指令可引起微控制器或处理器实现本公开的功能。
已根据一个或多个实施方案描述了本公开，并且应当理解，除了明确陈述的那些之外，许多等同物、替代物、变型和修改是可能的并且在本公开的范围内。虽然本公开易受各种修改形式和替代形式的影响，但是其特定示例实施方案已经在附图中示出并且在本文中详细描述。然而，应当理解，本文对具体示例性实施方案的描述并非旨在将本公开限于本文所公开的特定形式。
Claims (35)
1.一种用于开关调节器中的无缝模式转变的方法，所述方法包括以下步骤：
当在第一负载状况期间处于连续传导模式(CCM)时，使用脉冲宽度调制(PWM)模式向功率电感器提供电流脉冲；
当在第二负载状况期间处于不连续传导模式(DCM)时，使用脉冲频率调制(PFM)模式向所述功率电感器提供电流脉冲，其中所述第一负载状况大于所述第二负载状况；以及
使PWM模式和PFM模式之间的切换同步到具有一定频率的主时钟。
2.根据权利要求1所述的方法，其中使用所述PFM模式的步骤还包括用自适应时钟分频和占空比估计来降低切换频率的步骤。
3.根据权利要求2所述的方法，其中当负载电流降低时所述切换频率降低。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其中使PWM模式和PFM模式之间的切换同步的步骤是利用单个控制回路完成。
5.根据权利要求4所述的方法，其中占空比估计的步骤包括基于输入电压和输出电压来计算占空比持续时间的步骤。
6.根据权利要求4至5中任一项所述的方法，其中占空比估计的步骤包括与主时钟分频成比例地缩放所述占空比持续时间的步骤。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的方法，其中自适应时钟分频的步骤包括将主时钟频率除以N的步骤。
8.根据权利要求7所述的方法，其中N等于二(2)。
9.根据权利要求7所述的方法，其中N是正整数。
10.根据权利要求7所述的方法，其中N等于2P，其中P是等于或大于一(1)的正数。
11.根据权利要求7至10中任一项所述的方法，其中将所述主时钟频率除以N的步骤还包括当检测到所述功率电感器中的基本上零(0)电流时将所述主时钟频率除以N的步骤。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括在下一个时钟循环之前检测所述功率电感器中的基本上零(0)电流的步骤。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的方法，还包括在第三负载状况期间使用旁路模式向所述功率电感器提供电流的步骤，其中所述第三负载状况大于所述第一负载状况。
14.一种用于具有自适应占空控制和操作模式的无缝转变的开关调节器的控制器，所述控制器包括：
高侧电流传感器，所述高侧电流传感器用于提供表示流进功率电感器中的电流的高侧电流信号；
低侧电流传感器，所述低侧电流传感器用于提供表示所述功率电感器中的电流的低侧电流信号；
零电流检测器，所述零电流检测器耦接到所述低侧电流传感器，所述零电流检测器用于在所述功率电感器中提供基本上零电流的检测；
脉冲发生器，所述脉冲发生器用于生成脉冲宽度调制和脉冲频率调制；
自适应导通占空发生器，所述自适应导通占空发生器耦接到所述脉冲发生器，所述自适应导通占空发生器用于控制其高侧导通时间；
差分放大器，所述差分放大器具有耦接到所述开关调节器的电压输出的第一输入和耦接到电压参考的第二输入；
电压比较器，所述电压比较器具有耦接到所述差分放大器的输出的第一输入以及耦接到具有来自电流感测和斜率补偿电路的锯齿波形的电压的第二输入，其中所述电流感测和斜率补偿电路耦接到所述高侧电流传感器，其中所述电压比较器被配置成当来自所述电流感测和斜率补偿电路的锯齿电压在脉冲宽度调制(PWM)模式期间大于所述差分放大器的所述输出电压时，使所述脉冲发生器关断耦接在电压源和所述功率电感器之间的高侧功率晶体管；
自适应导通占空发生器，所述自适应导通占空发生器耦接到所述零电流检测器，其中当在所述功率电感器中检测到基本上零电流时，所述自适应导通占空发生器被配置成切换到脉冲频率调制(PFM)模式以用于控制脉冲占空发生器以便每个切换循环具有与所述PWM模式的操作期间类似的能量；和
主时钟振荡器，所述主时钟振荡器耦接到所述自适应导通占空发生器。
15.根据权利要求14所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器包括导通定时器和逻辑电路以用于估计在所述PFM模式的操作期间所需的导通时间。
16.根据权利要求14至15中任一项所述的控制器，其中所述差分放大器包括运算跨导放大器(OTA)。
17.根据权利要求14至15中任一项所述的控制器，其中所述差分放大器包括电压运算放大器。
18.根据权利要求14至17中任一项所述的控制器，其中所述电压参考包括数模转换器(DAC)。
19.根据权利要求14至18中任一项所述的控制器，其中用于所述开关调节器的所述控制器包括混合信号微控制器。
20.根据权利要求19所述的控制器，其中所述微控制器包括功率管理集成电路(PMIC)。
21.根据权利要求14至20中任一项所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成在所述PFM模式期间，用自适应时钟分频和占空比估计来降低切换频率。
22.根据权利要求21所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成当负载电流降低时降低所述切换频率。
23.根据权利要求14至23中任一项所述的控制器，还包括单个控制回路，以同步PWM模式和PFM模式之间的切换。
24.根据权利要求23所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成基于输入电压和输出电压来计算所述占空比持续时间。
25.根据权利要求23至24中任一项所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成与所述主时钟分频成比例地缩放所述占空比持续时间。
26.根据权利要求23至25中任一项所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成通过与所述主时钟分频成比例地缩放所述占空比持续时间来在所述PFM模式期间用占空比估计降低切换频率。
27.根据权利要求26所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成通过将所述主时钟频率除以N来执行自适应时钟分频。
28.根据权利要求27所述的控制器，其中N等于二(2)。
29.根据权利要求27所述的控制器，其中N是正整数。
30.根据权利要求27所述的控制器，其中N等于2P，其中P是等于或大于一(1)的正数。
31.根据权利要求27至30中任一项所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成当检测到所述功率电感器中的基本上零(0)电流时将所述主时钟频率除以N。
32.根据权利要求31所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成在下一个时钟循环之前检测所述功率电感器中的基本上零(0)电流。
33.根据权利要求14至32中任一项所述的控制器，其中所述自适应导通占空发生器进一步被配置成在第三负载状况期间使用旁路模式向所述功率电感器提供电流，其中所述第三负载状况大于所述第一负载状况。
34.一种具有自适应占空控制和操作模式的无缝转变的开关调节器电压转换器，所述开关调节器电压转换器包括：
功率电感器，所述功率电感器具有第一节点和第二节点；
电容器，所述电容器耦接在所述功率电感器的所述第二节点和电压公共之间，其中所述功率电感器的所述第二节点和电压公共适于耦接到电子设备并且将经调节的电压和电流提供给电子设备；
高侧功率晶体管，所述高侧功率晶体管耦接在电压源和所述功率电感器的所述第一节点之间；
低侧功率晶体管，所述低侧功率晶体管耦接在所述功率电感器的所述第一节点和所述电压公共之间；和
根据权利要求14至33中任一项所述的控制器。
35.根据权利要求34所述的开关调节器电压转换器，还包括分压器，所述分压器耦接在所述功率电感器的所述第二节点和所述差分放大器的所述第一输入之间。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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