CN114884350B - 负载状态检测电路及电源芯片 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种负载状态检测电路及电源芯片。其中，所述负载状态检测电路包括控制逻辑转换子电路，在第一功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路至少在第一工作状态和第二工作状态之间切换；在所述第一工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出预设频率以及预设占空比的信号；在所述第二工作状态下，所述控制逻辑转换子电路持续输出高电平。仅当所述控制逻辑转换子电路的输出信号为高电平时，BOOST拓扑结构的输入侧和输出侧之间可以导通。如此配置，一方面利用BOOST拓扑结构解决升压问题，一方面利用所述第一工作状态降低待机等特定工况下的能耗，同时兼顾了两种设计要求，解决了现有技术中存在的问题。

Description

负载状态检测电路及电源芯片
技术领域
本发明涉及电源芯片技术领域，特别涉及一种负载状态检测电路及电源芯片。
背景技术
为了解决负载供电问题，常见的有两种方案。
第一种方案是，通过恒压源的一个输出端与系统电路的输出端相连接，当输出端为空载时，此恒压源没有电流输出，模块电路另一个输出端的信号没有变化，电源芯片处于关机状态，节省功耗；当输出端接上负载后，此恒压源会给负载供电，模块电路检测到恒压源有输出电流后，激活内部其他电路，延迟一段时间，控制另一个输出端的信号电平反转，电源芯片内部的逻辑控制与功率输出电路检测到此信号翻转后，开始正常工作，电源芯片给负载供电。此电路的供电从输入端取电。
因为上述电路的供电从输入端取电，所以恒压源的输出端电压最高只能达到输入电压；当出现输出端电压比输入端电压高时，若负载的最小启动电压比输入端电压要高则无法实现自动唤醒，若负载的最小启动电压比输入端电压低但正常供电电压比输入端电压高时则会出现刚接上负载恒压源可以通过后端负载放电唤醒电源芯片，当电源芯片唤醒后输出端电压被抬高到高于输入端电压后，此时恒压源无法继续通过后端负载放电，此时内部模块电路检测到恒压源无输出电流后输出信号重新使芯片关机，芯片关机后，输出端电压会自动降低，当输出端电压降低至低于恒压源的输出电压后恒压源能够重新放电，最终此电源系统会进入开关机的震荡循环中。
第二种方案是，基于BOOST恒压拓扑结构等具有升压功能的电路进行供电，但是这样的方案往往没有考虑无负载状态下以及短路等异常状态下的功耗问题，能量消耗较大。
因此，现有技术中存在两种设计要求无法兼顾的问题，上述的两种设计要求分别指解决电源系统会进入开关机的震荡循环的问题和解决待机等特定工况下能耗较大的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种负载状态检测电路及电源芯片，以解决现有技术中存在的无法兼顾两种设计要求的问题。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种负载状态检测电路，应用于BOOST拓扑结构，所述BOOST拓扑结构包括输入侧和输出侧，所述输入侧用于连接外部电源，所述输出侧用于连接负载，所述输入侧和所述输出侧之间至少通过能量传输开关件连接。
所述负载状态检测电路包括控制逻辑转换子电路，所述控制逻辑转换子电路至少具有第一功耗模式。
在所述第一功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路在至少两个工作状态之间切换；所述至少两个工作状态包括第一工作状态和第二工作状态，在所述第一工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出预设频率以及预设占空比的信号；在所述第二工作状态下，所述控制逻辑转换子电路持续输出高电平。
所述负载状态检测电路基于所述控制逻辑转换子电路的输出信号控制所述能量传输开关件，仅当所述控制逻辑转换子电路的输出信号为高电平时，所述能量传输开关件导通。
可选的，所述控制逻辑转换子电路还具有第二功耗模式，在所述第二功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路仅工作于所述第二工作状态，或者，所述控制逻辑转换子电路在所述至少两个工作状态中不包含所述第一工作状态的其他工作状态之间切换。
可选的，所述负载状态检测电路还包括逻辑驱动子电路、逻辑控制子电路、第一开关元件、第二开关元件。
所述逻辑驱动子电路用于获取所述控制逻辑转换子电路的输出信号，并用于控制所述第一开关元件的开闭，所述第一开关元件被配置为所述能量传输开关件。
所述第二开关元件设置于所述输出侧与地之间。
所述逻辑控制子电路用于基于预设逻辑控制所述第二开关元件的开闭，所述预设逻辑包括软启动逻辑、恒压控制逻辑、过流保护逻辑、过温保护逻辑和欠压保护逻辑中的至少一者。
可选的，所述控制逻辑转换子电路包括负载状态检测组件，所述负载状态检测组件用于判断所述负载的连接状态；所述负载的连接状态包括：正常连接和未连接。
所述控制逻辑转换子电路基于所述负载的连接状态在所述至少两个工作状态之间切换。
在所述第一功耗模式下工作时，当所述负载的连接状态为正常连接时，所述控制逻辑转换子电路切换至所述第二工作状态；当所述负载的连接状态为未连接时，所述控制逻辑转换子电路切换至所述第一工作状态。
可选的，所述控制逻辑转换子电路包括三角波生成模块和方波生成模块，所述三角波生成模块用于生成所述预设频率的三角波，所述方波生成模块用于基于所述三角波生成所述预设频率以及所述预设占空比的信号，所述方波生成模块的输出端被配置为所述控制逻辑转换子电路的输出端。
所述控制逻辑转换子电路的其他模块通过干预或者不干预所述方波生成模块的输出信号实现所述至少两个工作状态之间的切换。
可选的，所述三角波生成模块包括第一运算放大器、第二运算放大器、第一电阻、第二电阻、第一三极管、第一电容和第一恒流源；所述方波生成模块包括第一比较器和非门元件。
其中，所述第一运算放大器的反相端与自身的输出端连接。
所述第二运算放大器的正相端通过所述第一电阻与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第二运算放大器的正相端还用于通过所述第二电阻接地，所述第二运算放大器的反相端与自身的输出端连接。
所述第一三极管为NPN型三极管，所述第一三极管的基极与所述第二运算放大器的输出端连接，所述第一三极管的集电极与所述第一运算放大器的正相端连接，所述第一三极管的发射极用于接地。
所述第一恒流源的正极用于连接内部电源，所述第一恒流源的负极与所述第一电容的第一端连接，所述第一电容的第一端与所述第一运算放大器的正相端连接，所述第一电容的第二端用于接地。
所述第一比较器的正相端与所述第一运算放大器的正相端连接，所述第一比较器的反相端用于获取预设比较电压，所述第一比较器的输出端与所述非门元件的输入端连接，所述非门元件的输出端被配置为所述方波生成模块的输出端。
可选的，所述控制逻辑转换子电路还包括功耗模式设置模块；所述功耗模式设置模块包括第三运算放大器、第四运算放大器、第二三极管、第三三极管、第三电阻、第四电阻、第五电阻和第六电阻。
其中，所述第三运算放大器的正相端被配置为功耗模式设置端，当所述功耗模式设置端的电压高于预设电压时，所述控制逻辑转换子电路在所述第一功耗模式下工作；所述第三运算放大器的反相端与自身的输出端连接。
所述第四运算放大器的正相端通过所述第三电阻与所述第三运算放大器的输出端连接，所述第四运算放大器的正相端还用于通过所述第四电阻接地，所述第四运算放大器的反相端与自身的输出端连接。
所述第二三极管为NPN型三极管，所述第二三极管的基极与所述第四运算放大器的输出端连接，所述第二三极管的发射极用于接地。
所述第三三极管为NPN型三极管，所述第三三极管的基极与所述第二三极管的集电极连接，所述第三三极管的基极还用于通过所述第五电阻连接所述内部电源，所述第三三极管的基极还用于通过所述第六电阻接地，所述第三三极管的集电极与所述第一比较器的输出端连接，所述第三三极管的发射极用于接地。
可选的，所述负载状态检测组件包括负载连接状态检测模块，所述负载连接状态检测模块用于确定所述负载的连接状态是否为未连接状态；所述负载连接状态检测模块包括第五运算放大器、第六运算放大器、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻和第四三极管。
其中，所述第四三极管为NPN型三极管，所述第四三极管的集电极与所述第一比较器的输出端连接，所述第四三极管的发射极用于接地。
所述第五运算放大器的输出端与所述第四三极管的基极连接，所述第五运算放大器的反相端通过所述第七电阻与所述第五运算放大器的输出端连接，所述第五运算放大器的反相端还用于通过所述第八电阻接地。
所述第六运算放大器的输出端与所述第五运算放大器的正相端连接，所述第六运算放大器的输出端还通过所述第九电阻与所述第六运算放大器的反相端连接，所述第六运算放大器的反相端还用于通过所述第十电阻接地，所述第六运算放大器的正相端用于获取反馈电压，所述反馈电压的测量点设置于所述输出侧。
可选的，所述负载的连接状态还包括：短路；所述负载状态检测组件包括负载短路状态检测模块；所述负载短路状态检测模块用于确定所述负载的连接状态是否为短路状态；所述至少两个工作状态还包括第三工作状态，在所述第三工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出低电平的时长占比至少超过95%；当所述负载的连接状态为短路时，所述控制逻辑转换子电路切换至所述第三工作状态；所述负载短路状态检测模块包括第五三极管、第六三极管、第七三极管、第八三极管、第二电容、第二恒流源、第三恒流源、第四恒流源、第二比较器、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻和第十四电阻。
其中，所述第五三极管为NPN型三极管，所述第五三极管的集电极与所述非门元件的输出端连接，所述第五三极管的发射极用于接地。
所述第六三极管为NPN型三极管，所述第六三极管的基极与所述第一比较器的输出端连接，所述第六三极管的发射极用于接地。
所述第二电容的第一端与所述第六三极管的集电极连接，所述第二电容的第二端用于接地。
所述第七三极管为NPN型三极管，所述第七三极管的基极与所述第六三极管的集电极连接，所述第七三极管的发射极用于接地。
所述第八三极管为NPN型三极管，所述第八三极管的基极与所述第七三极管的集电极连接，所述第八三极管的集电极与所述第五三极管的基极连接，所述第八三极管的发射极用于接地。
所述第二比较器的输出端与所述第五三极管的基极连接，所述第二比较器的正相端用于通过所述第十一电阻获取所述BOOST拓扑结构的输入电压，所述第二比较器的正相端还用于通过所述第十二电阻接地，所述第二比较器的反相端与所述第十三电阻的第一端连接，所述第十三电阻的第二端用于获取所述BOOST拓扑结构的输出电压，所述第二比较器的反相端还用于通过所述第十四电阻接地。
所述第二恒流源的正极用于连接所述内部电源，所述第二恒流源的负极与所述第六三极管的集电极连接。
所述第三恒流源的正极用于连接所述内部电源，所述第三恒流源的负极与所述第七三极管的集电极连接。
所述第四恒流源的正极用于连接所述内部电源，所述第四恒流源的负极与所述第十三电阻的第二端连接。
为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种电源芯片，所述电源芯片包括上述的负载状态检测电路。
与现有技术相比，本发明提供的一种负载状态检测电路及电源芯片中，所述负载状态检测电路包括控制逻辑转换子电路，在第一功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路至少在第一工作状态和第二工作状态之间切换；在所述第一工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出预设频率以及预设占空比的信号；在所述第二工作状态下，所述控制逻辑转换子电路持续输出高电平。仅当所述控制逻辑转换子电路的输出信号为高电平时，BOOST拓扑结构的输入侧和输出侧之间可以导通。如此配置，一方面利用BOOST拓扑结构解决升压问题，一方面利用所述第一工作状态降低待机等特定工况下的能耗，同时兼顾了两种设计要求，解决了现有技术中存在的问题。
附图说明
本领域的普通技术人员将会理解，提供的附图用于更好地理解本发明，而不对本发明的范围构成任何限定。其中：
图1是本发明一实施例的电源芯片应用的BOOST拓扑结构的示意图；
图2是本发明一实施例的电源芯片的示意图；
图3是本发明一实施例的逻辑控制转换子电路的示意图；
图4是本发明一实施例的逻辑控制转换子电路在一工况下的波形图；
图5是本发明一实施例的逻辑控制转换子电路在另一工况下的波形图。
附图中：
10-电源芯片；20-输入侧；30-输出侧；100-逻辑驱动子电路；200-逻辑控制子电路；300-控制逻辑转换子电路；400-负载状态检测组件；3001-三角波生成模块；3002-方波生成模块；3003-功耗模式设置模块；3004-负载连接状态检测模块；3005-负载短路状态检测模块。
具体实施方式
为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且未按比例绘制，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。此外，附图所展示的结构往往是实际结构的一部分。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，有时会采用不同的比例。
如在本发明中所使用的，单数形式“一”、“一个”以及“该”包括复数对象，术语“或”通常是以包括“和/或”的含义而进行使用的，术语“若干”通常是以包括“至少一个”的含义而进行使用的，术语“至少两个”通常是以包括“两个或两个以上”的含义而进行使用的，此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者至少两个该特征，“一端”与“另一端”以及“近端”与“远端”通常是指相对应的两部分，其不仅包括端点，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。此外，如在本发明中所使用的，一元件设置于另一元件，通常仅表示两元件之间存在连接、耦合、配合或传动关系，且两元件之间可以是直接的或通过中间元件间接的连接、耦合、配合或传动，而不能理解为指示或暗示两元件之间的空间位置关系，即一元件可以在另一元件的内部、外部、上方、下方或一侧等任意方位，除非内容另外明确指出外。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
本发明的核心思想在于提供一种负载状态检测电路及电源芯片，以解决现有技术中存在的无法兼顾两种设计要求的问题，上述的两种设计要求分别指解决电源系统会进入开关机的震荡循环的问题和解决待机等特定工况下能耗较大的问题。
以下参考附图进行描述。
请参考图1至图5，其中，图1是本发明一实施例的电源芯片应用的BOOST拓扑结构的示意图；图2是本发明一实施例的电源芯片的示意图；图3是本发明一实施例的逻辑控制转换子电路的示意图；图4是本发明一实施例的逻辑控制转换子电路在一工况下的波形图；图5是本发明一实施例的逻辑控制转换子电路在另一工况下的波形图。
本实施例提供了一种负载状态检测电路和一种电源芯片，所述电源芯片包括所述负载状态检测电路，以下内容着重介绍所述负载状态检测电路，所述电源芯片的相关技术细节可以参考所述负载状态检测电路的介绍内容进行理解。
所述电源芯片10应用于BOOST拓扑结构，所述BOOST拓扑结构包括输入侧和输出侧，所述输入侧用于连接外部电源，所述输出侧用于连接负载，所述输入侧和所述输出侧之间至少通过能量传输开关件连接。所述能量传输开关件断开时，所述输入侧和所述输出侧之间没有连接，所述输入侧的电能无法传递至所述输出侧。所述能量传输开关件导通时，在不同的实施例中，所述输入侧和所述输出侧之间或者可以传递电能，或者需要取决于其他开关元件的开断状态。
所述BOOST拓扑结构的具体细节可以根据实际需要进行设置，在一实施例中，所述BOOST拓扑结构可以参考图1进行理解。
图1中展示了所述外部电源VDC，输入侧滤波电容CIN，输入侧第一分压电阻R3，输入侧第二分压电阻R4，R3和R4用于生成电源状态电压。图1中还展示了电感L1，肖特基二极管D1，输出侧滤波电容COUT，负载电阻RL（用于代表负载），输出侧第一分压电阻R1，输出侧第二分压电阻R2以及电流采样电阻RCS，R1和R2用于生成输出侧反馈电压FB，RCS用于生成反馈电压CS。
各元件的连接方式可以参考图1进行理解，所述输入侧20和所述输出侧30各自包含的元件也可以参考图1进行理解。所述BOOST拓扑结构的工作原理可以根据电路相关知识进行理解，在此不进行展开描述。
可以理解的，本实施例所应用的所述BOOST拓扑结构不限于图1所展示的结构。
所述电源芯片10的内部构造可以参考图2进行理解，图2同时也是所述负载状态检测电路的电路示意图。
所述负载状态检测电路包括控制逻辑转换子电路300，所述控制逻辑转换子电路300至少具有第一功耗模式。
在所述第一功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路300在至少两个工作状态之间切换；所述至少两个工作状态包括第一工作状态和第二工作状态；在所述第一工作状态下，所述控制逻辑转换子电路300输出预设频率以及预设占空比的信号；在所述第二工作状态下，所述控制逻辑转换子电路300持续输出高电平。
所述负载状态检测电路基于所述控制逻辑转换子电路300的输出信号控制所述能量传输开关件，仅当所述控制逻辑转换子电路300的输出信号为高电平时，所述能量传输开关件导通。
较优地，所述预设占空比小于或者等于5%，和/或，所述预设频率小于或者等于5Hz。在本实施例中，所述预设占空比为1%，所述预设频率为1Hz。如此配置，当所述控制逻辑转换子电路300工作于所述第一工作状态时，就可以显著降低能耗，同时也能够解决负载的启动问题。
所述控制逻辑转换子电路300还具有第二功耗模式，在所述第二功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路300仅工作于所述第二工作状态，或者，所述控制逻辑转换子电路300在所述至少两个工作状态中不包含所述第一工作状态的其他工作状态之间切换。
例如，在本实施例中，所述至少两个工作状态为：所述第一工作状态、所述第二工作状态和第三工作状态。所述第三工作状态的具体内容在后文中介绍。在所述第一功耗模式下，所述控制逻辑转换子电路300在所述第一工作状态、所述第二工作状态和所述第三工作状态之间切换；在所述第二功耗模式下，所述控制逻辑转换子电路300仅在所述第二工作状态和所述第三工作状态之间切换。
所述第一功耗模式和所述第二功耗模式的切换方式在后文中进行介绍。在后文中，为了便于理解，也把所述第一功耗模式称为低功耗模式，把所述第二功耗模式称为正常功耗模式。
请继续参考图2，所述负载状态检测电路还包括逻辑驱动子电路100、逻辑控制子电路200、第一开关元件M1、第二开关元件M2。
所述逻辑驱动子电路100用于获取所述控制逻辑转换子电路300的输出信号，并用于控制所述第一开关元件M1的开闭，所述第一开关元件M1被配置为所述能量传输开关件。
所述第二开关元件M2设置于所述输出侧与地之间。如此配置，当所述能量传输开关件导通时，所述逻辑控制子电路200仍能够通过控制所述第二开关元件的通断以控制所述BOOST拓扑结构的工作状态。
所述逻辑控制子电路200用于基于预设逻辑控制所述第二开关元件M2的开闭，所述预设逻辑包括软启动逻辑、恒压控制逻辑、过流保护逻辑、过温保护逻辑和欠压保护逻辑。在其他实施例中，所述预设逻辑可以根据实际的应用工况选择包括软启动逻辑、恒压控制逻辑、过流保护逻辑、过温保护逻辑和欠压保护逻辑中的一部分或者至少一者。上述的软启动逻辑、恒压控制逻辑、过流保护逻辑、过温保护逻辑和欠压保护逻辑的具体细节和实现方式，可以根据实际需要进行设置，在此不进行展开描述。
在本实施例中，所述第一开关元件M1为功率PMOS管，所述第二开关元件M2为功率NMOS管。在其他的实施例中，也可以根据实际需要替换为其他的开关元件，例如MOS管、三极管或者多个元件组合而成的具有开关功能的单元等。
在图1和图2中，还有一些信号的标记，如：VIN、VCC、SW、VOUT、VO、FB、CS。上述标记均代表某种信号的测量位置，各标记所测量的具体值可根据图中所示的位置进行理解，在此不进行展开描述。
本实施例的工作原理如下：首先通过外部R3，R4电阻的设置，设定LP引脚（LP引脚也可以称为功耗模式设置端）的电压；通过所述控制逻辑转换子电路300来检测所述功耗模式设置端的电压LP，当所述功耗模式设置端的电压LP低于预设电压时（低于所述预设电压的情况代表所述外部电源VDC未连接，或者外部的控制信号希望所述控制逻辑转换子电路300运行于正常功耗模式），控制逻辑转换子电路300启动正常功耗模式。当所述功耗模式设置端的电压LP高于所述预设电压（高于所述预设电压的情况代表所述外部电源VDC连接正常，或者外部的控制信号希望所述控制逻辑转换子电路300运行于低功耗模式），控制逻辑转换子电路300进入低功耗模式。所述功耗模式设置端可以连接于R3和R4的连接点，也可以用于和一外部的控制电路连接，或者也可以悬空，悬空时，视为始终连接低电平。所述预设电压的具体大小和实现方式可以根据需要进行设置，在此不进行展开描述。
当控制逻辑转换子电路300进入低功耗模式时，基于负载的连接状态，可输出一频率较低且占空比较小的信号，通常将此信号频率设定为1Hz，此信号的占空比设定为1%即在1S的周期内只有10ms的时间处于导通状态；此信号通过控制逻辑转换子电路300的输出端传输至逻辑驱动子电路100，通过逻辑驱动子电路100的驱动转换，使MOS管M1工作在频率为1Hz，占空比为1%的状态，此时因为导通时间较短而关断的时间长，所以可以忽略M1导通时后级的损耗，此时的损耗完全由逻辑控制转换子电路300和逻辑驱动子电路100产生，通过将这两部分电路功耗做到uA级即可将此时整个电路的功耗做到uA级左右。
进一步地，请参考图3，所述控制逻辑转换子电路300包括负载状态检测组件400，所述负载状态检测组件400用于判断所述负载的连接状态；所述负载的连接状态包括：正常连接和未连接。可以理解的，在不同的实施例中，所述负载的连接状态可能还包含其他的异常状态；所述负载状态检测组件400可以基于自身所包括的模块判断所述负载是否处于某一种特定的异常状态，若每个模块均反馈非异常，则可以确定当前为正常连接状态。
所述控制逻辑转换子电路300基于所述负载的连接状态在所述至少两个工作状态之间切换。可以理解的，当工作于不同的功耗模式下时，切换的逻辑在细节上会有所不同。
在所述第一功耗模式下工作时，当所述负载的连接状态为正常连接时，所述控制逻辑转换子电路300切换至所述第二工作状态；当所述负载的连接状态为未连接时，所述控制逻辑转换子电路300切换至所述第一工作状态。
在所述第二功耗模式下工作时，当所述负载的连接状态为正常连接或者未连接时，所述所述控制逻辑转换子电路300均在所述第二工作状态下工作。
在所述第一功耗模式下工作时，若所述负载未连接时，所述控制逻辑转换子电路300在所述第一工作状态下工作，此时连接上负载时，负载电流会在RCS采样电阻上产生一压降，此压降会通过CS引脚传输至控制逻辑转换子电路300中，当控制逻辑转换子电路300中的内部检测电路检测到此信号时通过内部逻辑电路的转换将此时控制逻辑转换子电路300输出的1Hz且占空比为1%的信号转换成持续高电平信号，此信号通过控制逻辑转换子电路300输出传递至逻辑驱动子电路100中，通过逻辑驱动子电路100的转换后驱动MOS管M1处于一直导通状态，此时电源芯片进入正常的供电状态；因为只有当输出负载有电流时CS引脚才会采集到信号，而只有当MOS管M1处于开启状态时，输出负载才可能会有电流，因此信号的转换只会发生在每个周期的导通时间，即使在当前周期的关断期间内输出端接入负载，此时也需要等到下个周期MOS管M1打开时信号电平才会发生转换；当负载移除时此时CS的电平信号也会立即移除，因此控制逻辑转换子电路300的输出信号会立即由持续的高电平信号变换为原来的1Hz及1%占空比的周期信号，此时芯片会自动进入低功耗的状态，因此能够自动实现当输出有负载时电源唤醒给后级负载供电，当输出无负载时自动进入低功耗的状态。在本文中，“低功耗模式”对应于“所述第一功耗模式”，“低功耗的状态”对应于“所述第一工作状态”。“低功耗模式”是指可以进入“低功耗的状态”的一种模式，但是在实际工作过程中，在特定工况（即负载正常连接）下，“低功耗模式”以正常的功耗工作。
请继续参考图3，所述控制逻辑转换子电路300包括三角波生成模块3001和方波生成模块3002，所述三角波生成模块3001用于生成所述预设频率的三角波，所述方波生成模块3002用于基于所述三角波生成所述预设频率以及所述预设占空比的信号，所述方波生成模块3002的输出端被配置为所述控制逻辑子转换电路300的输出端。
所述控制逻辑转换子电路300还包括功耗模式设置模块3003、所述负载状态检测组件400包括负载连接状态检测模块3004，所述负载连接状态检测模块3004用于确定所述负载的连接状态是否为未连接状态。所述负载状态检测组件400包括负载短路状态检测模块3005；所述负载的连接状态还包括：短路；所述负载短路状态检测模块3005用于确定所述负载的连接状态是否为短路状态。所述至少两个工作状态还包括第三工作状态，在所述第三工作状态下，所述控制逻辑转换子电路300输出低电平的时长占比至少超过95%；当所述负载的连接状态为短路时，所述控制逻辑转换子电路300切换至所述第三工作状态。
功耗模式设置模块3003、所述负载连接状态检测模块3004和所述负载短路状态检测模块3005（即所述控制逻辑转换子电路300的其他模块）通过干预或者不干预所述方波生成模块3002的输出信号实现所述至少两个工作状态之间的切换。
可以理解的，在不同的应用场景下，所述负载状态检测组件400可以仅包括所述负载连接状态检测模块3004，也能实现本申请所要解决的技术问题。
所述三角波生成模块3001包括第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第一电阻R5、第二电阻R6、第一三极管Q1、第一电容C1和第一恒流源IS1；所述方波生成模块3002包括第一比较器COMP1和非门元件NOT1。
其中，所述第一运算放大器OP1的反相端与自身的输出端连接。
所述第二运算放大器OP2的正相端通过所述第一电阻R5与所述第一运算放大器OP1的输出端连接，所述第二运算放大器OP2的正相端还用于通过所述第二电阻R6接地，所述第二运算放大器OP2的反相端与自身的输出端连接。
所述第一三极管Q1为NPN型三极管，所述第一三极管Q1的基极与所述第二运算放大器OP2的输出端连接，所述第一三极管Q1的集电极与所述第一运算放大器OP1的正相端连接，所述第一三极管Q1的发射极用于接地。
所述第一恒流源IS1的正极用于连接内部电源VDD，所述内部电源VDD的具体生成方式可以根据实际需要进行设置，在此不进行展开描述。所述第一恒流源IS1的负极与所述第一电容C1的第一端连接，所述第一电容C1的第一端与所述第一运算放大器OP1的正相端连接，所述第一电容C1的第二端用于接地。
所述第一比较器COMP1的正相端与所述第一运算放大器OP1的正相端连接，所述第一比较器COMP1的反相端用于获取预设比较电压V1，所述预设比较电压V1由外部输入，其具体生成方式也是可以根据实际需要进行自由设置的，在此不展开描述。所述第一比较器COMP1的输出端与所述非门元件NOT1的输入端连接，所述非门元件NOT1的输出端被配置为所述方波生成模块3002的输出端。
在本文中提及的所有运算放大器和比较器的电源正极都用于连接所述内部电源VDD，所有运算放大器和比较器的电源负极都用于接地，因此不再展开描述，后文中也按照这样的思路进行理解。
在此，不能认为所述方波生成模块3002的结构是一种简单的容易想到的结构，为了便于实现所述控制逻辑转换子电路300在所述第一工作状态和其他的工作状态之间切换，所述方波生成模块3002的信号需要容易被改变，并且需要能够被多个模块所改变且互相之间不会彼此干扰，因此，通过一个比较器和一个非门元件的方案，可以在非门元件的输入端和输出端两处进行信号干预，具有灵活可变、可扩展性强的有益效果。
所述三角波生成模块3001在VA处产生三角波的原理如下：因为OP1被设定为电压跟随器，所以OP1的输出电压与OP1的同相端电压相同而OP1的同相端连接三极管Q1的集电极，因此OP1的输出电压与VA电压相同，此时OP2的同相端电压等于VA*R6/（R5+R6）；又有OP2也被设定为电压跟随器，因此OP2的输出电压与OP2同相端电压相同，且等于VA*R6/（R5+R6）。又有OP2的输出端连接NPN三极管Q1的基极，因此NPN三极管Q1的基极电压等于VA*R6/（R5+R6）。刚上电时因为电容上的电压不能突变因此VA的电压等于0，此时根据上述的变换关系，NPN三极管Q1的基极电压也等于0，此时NPN三极管不导通，恒流源IS1可以给C1电容充电，C1电容的电压即VA的电压线性增长，当VA电压增长到使得VA*R6/（R5+R6）增长至0.7V时，NPN三极管Q1导通，此时C1电容通过NPN三极管Q1放电，VA电压迅速下降至0，此时Q1重新断开，恒流源IS1又能重新给C1电容充电，设定R5/R6=2，此时VA会形成一个先从0电压线性增长至2.1V然后迅速降低至0的三角波信号，此三角波的频率可以根据电容的充电公式CV=IT计算得出，设定C1电容的容量为1nF，恒流源IS1的电流为2.1nA，此时充电时间T=C*V/I=1S，通过前面设定的电容，恒流源以及电阻的比值就可以得到一个频率为1Hz，电压幅值为2.1V的三角波。当所述预设频率为其他值时，也可以用类似的思路设置相关元件的参数，从而实现所述预设频率。
当所述三角波输入到所述方波生成模块3002后，由比较器COMP1对VA和V1进行比较，从而生成方波信号，通过设置合理的V1的值，就可以产生占空比为k的方波信号VB，其中，k和所述预设占空之和为100%。VB信号经过非门NOT1的逻辑转换得到与VB高低电平相反的VC信号，VC信号即所述控制逻辑转换子电路300的输出信号。
所述功耗模式设置模块3003包括第三运算放大器OP3、第四运算放大器OP4、第二三极管Q2、第三三极管Q3、第三电阻R7、第四电阻R8、第五电阻R9和第六电阻R10。
其中，所述第三运算放大器OP3的正相端被配置为功耗模式设置端，当所述功耗模式设置端的电压高于预设电压时，所述控制逻辑转换子电路在所述第一功耗模式下工作；所述第三运算放大器OP3的反相端与自身的输出端连接。
所述第四运算放大器OP4的正相端通过所述第三电阻R7与所述第三运算放大器OP4的输出端连接，所述第四运算放大器OP4的正相端还用于通过所述第四电阻R8接地，所述第四运算放大器OP4的反相端与自身的输出端连接。
所述第二三极管Q2为NPN型三极管，所述第二三极管Q2的基极与所述第四运算放大器OP4的输出端连接，所述第二三极管Q2的发射极用于接地。
所述第三三极管Q3为NPN型三极管，所述第三三极管Q3的基极与所述第二三极管Q2的集电极连接，所述第三三极管Q3的基极还用于通过所述第五电阻R9连接所述内部电源VDD，所述第三三极管Q3的基极还用于通过所述第六电阻R10接地，所述第三三极管Q3的集电极与所述第一比较器COMP1的输出端连接，所述第三三极管Q3的发射极用于接地。
所述功耗模式设置模块3003用于检测外部的LP信号来决定VB是维持为预设频率及占空比为k的方波信号还是切换为持续的低电平信号；工作原理如下。因为运算放大器OP3构成电压跟随器，所以OP3的输出端电压等于OP3的同相端电压即OP3的输出端电压等于VLP（VLP指LP信号的电压值），此时OP4的同相端电压等于VLP*R8/（R7+R8），运算放大器OP4同样的被配置为电压跟随器，所以OP4的输出端电压等于OP4的同相端电压即OP4的输出端电压等于VLP*R8/（R7+R8）。又因为OP4的输出端连接NPN三极管Q2的基极，因此当VLP*R8/（R7+R8）电压大于0.7V时，NPN三极管Q2导通，当NPN三极管Q2导通时，NPN三极管Q3的基极就会被拉低，此时NPN三极管Q3就不导通。此时若没有其他模块的干预时，VB信号保持原样，VC即为预设频率及预设占空比的方波信号。当VLP*R8/（R7+R8）电压小于0.7V时，NPN三极管Q2不导通，通过设定好的R9，R10电阻可以使得NPN三极管Q3导通， VB电压会被Q3持续拉低，通过非门NOT1转换后，VC电压为持续的高电平信号。因此通过设定好R7，R8的电阻值的比例即可设定好LP信号的切换电压，实现如下技术效果：在没有其他模块干扰的前提下，当LP电压高于所述预设电压时，所述方波生成模块3002输出固定频率固定占空比的逻辑信号，并且此时，所述方波生成模块3002的输出信号能够被干预成为持续的高电平或者时长占比超过95%的低电平；当LP电压低于所述预设电压时，所述方波生成模块3002输出持续高电平的逻辑信号，并且此时，所述方波生成模块3002的输出信号只能够被干预成为持续的低电平信号（持续的低电平信号实际上也是一种特殊的低电平时长占比超过95%的信号）。所述预设电压可通过输入电源是否连接的判断标准进行设置。
所述负载连接状态检测模块3004包括第五运算放大器OP5、第六运算放大器OP6、第七电阻R11、第八电阻R12、第九电阻R13、第十电阻R14和第四三极管Q4。
其中，所述第四三极管为NPN型三极管Q4，所述第四三极管Q4的集电极与所述第一比较器COMP1的输出端连接，所述第四三极管Q4的发射极用于接地。
所述第五运算放大器OP5的输出端与所述第四三极管Q4的基极连接，所述第五运算放大器OP5的反相端通过所述第七电阻R11与所述第五运算放大器OP5的输出端连接，所述第五运算放大器OP5的反相端还用于通过所述第八电阻R12接地。
所述第六运算放大器OP6的输出端与所述第五运算放大器OP5的正相端连接，所述第六运算放大器OP6的输出端还通过所述第九电阻R13与所述第六运算放大器OP6的反相端连接，所述第六运算放大器OP6的反相端还用于通过所述第十电阻接地R14，所述第六运算放大器OP6的正相端用于获取反馈电压CS，所述反馈电压CS的测量点设置于所述输出侧。在本实施例中，CS的测量点可参考图1进行理解。
所述负载连接状态检测模块3004用于检测外部的CS信号来决定VB是维持为预设频率且占空比为k的方波信号还是切换为持续的低电平信号；工作原理如下。运算放大器OP5，OP6被配置为同相放大器，因此OP6的同相端电压等于VCS（VCS指所述反馈电压CS的电压值），因此OP6的输出端电压等于VCS*（R13+R14）/R14，同时运算放大器OP6的输出端也连接至运算放大器OP5的同相端，因此OP5的同相端电压等于VCS*（R13+R14）/R14，因此OP5的输出端电压等于VCS*（R13+R14）*（R11+R12）/（R14*R12），又有OP5的输出端接NPN三极管Q4的基极，因此NPN三极管Q4的基极电压等于VCS*（R13+R14）*（R11+R12）/（R14*R12）；又有三极管Q4的集电极连接比较器COMP1的输出端，当VCS*（R13+R14）*（R11+R12）/（R14*R12）大于0.7V时，三极管Q4导通，此时比较器COMP1的输出电压VB被持续拉低，因此所述方波生成模块3002输出持续高电平的逻辑信号，当VCS*（R13+R14）*（R11+R12）/（R14*R12）小于0.7V时，三极管Q4不导通，因此所述方波生成模块3002输出预设频率且占空比为k的逻辑信号，通过预设RCS电阻的阻值为0.01Ω，同时设定好R13/R14=70，R11/R12=100，此时RCS上的电流大于10mA时即可认为输出有负载，芯片可以进入所述第二工作状态，当RCS上的电流小于10mA时即可认为输出没有负载，芯片进入所述第一工作状态。可以理解的，上述的运行原理在没有其他模块干预的前提下成立。
所述负载短路状态检测模块3005包括第五三极管Q5、第六三极管Q6、第七三极管Q7、第八三极管Q8、第二电容C2、第二恒流源IS2、第三恒流源IS3、第四恒流源IS4、第二比较器COMP2、第十一电阻R15、第十二电阻R16、第十三电阻R17和第十四电阻R18。
其中，所述第五三极管Q5为NPN型三极管，所述第五三极管Q5的集电极与所述非门元件NOT1的输出端连接，所述第五三极管Q5的发射极用于接地。
所述第六三极管Q6为NPN型三极管，所述第六三极管Q6的基极与所述第一比较器COMP1的输出端连接，所述第六三极管Q6的发射极用于接地。
所述第二电容C2的第一端与所述第六三极管Q6的集电极连接，所述第二电容C2的第二端用于接地。
所述第七三极管Q7为NPN型三极管，所述第七三极管Q7的基极与所述第六三极管Q6的集电极连接，所述第七三极管Q7的发射极用于接地。
所述第八三极管Q8为NPN型三极管，所述第八三极管Q8的基极与所述第七三极管Q7的集电极连接，所述第八三极管Q8的集电极与所述第五三极管Q5的基极连接，所述第八三极管Q8的发射极用于接地。
所述第二比较器COMP2的输出端与所述第五三极管Q5的基极连接，所述第二比较器COMP2的正相端用于通过所述第十一电阻R15获取所述BOOST拓扑结构的输入电压VIN，所述第二比较器COMP的正相端还用于通过所述第十二电阻R16接地，所述第二比较器COMP的反相端与所述第十三电阻R17的第一端连接，所述第十三电阻R17的第二端用于获取所述BOOST拓扑结构的输出电压VO，所述第二比较器COMP2的反相端还用于通过所述第十四电阻R18接地。
所述第二恒流源IS2的正极用于连接所述内部电源VDD，所述第二恒流源IS2的负极与所述第六三极管Q6的集电极连接。
所述第三恒流源IS3的正极用于连接所述内部电源VDD，所述第三恒流源IS3的负极与所述第七三极管Q7的集电极连接。
所述第四恒流源IS4的正极用于连接所述内部电源VDD，所述第四恒流源IS4的负极与所述第十三电阻R17的第二端连接。
设置好R15，R16，R17，R18电阻的比例关系，当所述负载状态检测电路工作于正常状态时，此时VB处于持续低电平状态，因此Q6持续断开，恒流源IS2给电容C2充电，当C2的电压被IS2充到0.7V时，此时Q7可以导通，当Q7导通后将Q8的基极电压拉低，导致Q8二极管断开，此时比较器COMP2的输出电平可以控制Q5从而控制VC的状态。当所述输出侧工作正常时，此时VO电压高于一定值（该定值由R15，R16，R17，R18电阻的比例关系调节），此时比较器COMP2输出低电平，此时Q5断开，VC保持高电平，MOS管M1保持导通，当所述输出侧短路时，此时VO电压低于一定值，此时比较器COMP2输出高电平，此时Q5导通，将VC电平拉低关断MOS管M1，短路状态撤销后，通过恒流源IS4给VO充电使得VO电压在短路撤销后可以重新高于一定值，使得比较器COMP2重新输出低电平，此时Q5重新断开，VC恢复高电平，重新导通MOS管M1。当芯片在低功耗模式下接入负载时，此时CS检测到输出电流使得VB处于持续低电平状态，此时Q6断开，Q7导通，Q8断开，此处原理与上述相同。
所述逻辑控制转换子电路300的完整工作原理如下：通过所述三角波生成模块3001产生固定频率的三角波，然后所述方波生成模块3002将三角波转换成预设频率和预设占空比的逻辑信号（即VC）输出；同时通过三个检测模块，分别为所述功耗模式设置模块3003、所述负载连接状态检测模块3004和所述负载短路状态检测模块3005进行特定的状态检测，若不符合预期，则通过干预所述方波生成模块3002的输出信号切换所述负载状态检测电路的工作状态。
为了检测所述逻辑控制转换子电路300的有效性，在试验条件下对所述逻辑控制转换子电路300进行测试，测试结果如图4和图5所示。
图4为正常工作模式以及低功耗模式下负载状态切换时的时序图，其中VA为所述三角波生成模块3001的输出端的电压信号；VC为所述方波生成模块3002的输出端的电压信号，其中高电平表示控制MOS管M1导通，低电平表示控制MOS管M1关断。LP为功耗模式设置端所输入的信号，在图4所示的测试过程中，LP信号直接由一控制器输入，而并非是图1所示的连接方式，其中，低电平表示所述第二功耗模式，高电平表示所述第一功耗模式；IOUT为所述输出侧电流波形，VOUT表示所述输出侧电压波形。其中T0~T1时刻LP为低电平，此时不进行所述第一工作状态的切换，无论输出是否有负载电流，负载状态检测电路及电源芯片都按照正常工作状态（即所述第二工作状态或者所述第三工作状态）输出。T1~T4时刻LP为高电平，此时进行所述第一工作状态的切换，其中T1~T2时刻为输出无负载时刻，此时VC信号变为预设频率及预设占空比的信号电平，控制输入MOS管M1进入短时间开启长时间关断的状态，输出电压也变为固定短时间有长时间无的状态，T2~T3时刻为接入负载时刻，此时VC信号变为持续的高电平，控制输入MOS管M1进入持续打开状态，此时输出一直存在负载，输出电压和输出电流也一直存在，T3~T4时刻为负载移除时刻，此时VC信号重新变为固定频率，固定占空比的信号电平，重新控制输入MOS管M1进入短时间开启长时间关断的状态，输出电压也重新变为固定短时间有长时间无的状态。
图5为正常工作模式的短路与短路恢复以及低功耗模式下短路与短路恢复的时序图，图5中的各信号含义以及LP信号的输入方式均与图4相同。其中T0~T1时刻LP为低电平，此时不进行所述第一工作状态的切换，无论输出是否有负载电流，芯片都为正常功耗的输出。T1~T4时刻LP为高电平，此时进行所述第一工作状态的切换，其中T0~T5时刻为在正常工作模式下负载未发生短路的情况，此时VC一直为高电平，此时输出电流也正常，T5~T6时刻为输出负载短路时的状态，此时VC信号变为持续低电平，输出电压和输出电流也持续为0，T6~T1为输出重新恢复，此时VC重新恢复为持续的高电平，输出电压，输出电流均正常；T1~T3为低功耗模式下输出未发生短路时的状态，此时输出电压，输出电流也均正常，T3~T4为低功耗模式下输出短路时的状态，此时输出短路，因为C2电容的存在所以VC电压延时一小段时间才能检测到输出电压低于设定值切换为低电平状态。但是，低电平的时长占比超过95%。
通过图4和图5说明，所述负载状态检测电路及所述电源芯片均按照预设的逻辑工作，并且，当所述第三运算放大器OP3的正相端不用于获取所述电源状态电压时，其可以作为一个控制端，基于外部输入的控制信号在所述第一功耗模式和所述第二功耗模式这两种模式下工作，还具有一定的可扩展性。
综上所述，本实施例提供了一种负载状态检测电路及电源芯片，其中，所述负载状态检测电路包括控制逻辑转换子电路，在第一功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路至少在第一工作状态和第二工作状态之间切换；在所述第一工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出预设频率以及预设占空比的信号；在所述第二工作状态下，所述控制逻辑转换子电路持续输出高电平。仅当所述控制逻辑转换子电路的输出信号为高电平时，BOOST拓扑结构的输入侧和输出侧之间可以导通。如此配置，一方面利用BOOST拓扑结构解决升压问题，一方面利用所述第一工作状态降低待机等特定工况下的能耗，同时兼顾了两种设计要求，解决了现有技术中存在的问题。
上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (10)

1.一种负载状态检测电路，其特征在于，应用于BOOST拓扑结构，所述BOOST拓扑结构包括输入侧和输出侧，所述输入侧用于连接外部电源，所述输出侧用于连接负载，所述输入侧和所述输出侧之间至少通过能量传输开关件连接；
所述负载状态检测电路包括控制逻辑转换子电路，所述控制逻辑转换子电路至少具有第一功耗模式；
在所述第一功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路在至少两个工作状态之间切换；所述至少两个工作状态包括第一工作状态和第二工作状态，在所述第一工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出预设频率以及预设占空比的信号；在所述第二工作状态下，所述控制逻辑转换子电路持续输出高电平；
所述负载状态检测电路基于所述控制逻辑转换子电路的输出信号控制所述能量传输开关件，仅当所述控制逻辑转换子电路的输出信号为高电平时，所述能量传输开关件导通。
2.根据权利要求1所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述控制逻辑转换子电路还具有第二功耗模式，在所述第二功耗模式下工作时，所述控制逻辑转换子电路仅工作于所述第二工作状态，或者，所述控制逻辑转换子电路在所述至少两个工作状态中不包含所述第一工作状态的其他工作状态之间切换。
3.根据权利要求1所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述负载状态检测电路还包括逻辑驱动子电路、逻辑控制子电路、第一开关元件、第二开关元件；
所述逻辑驱动子电路用于获取所述控制逻辑转换子电路的输出信号，并用于控制所述第一开关元件的开闭，所述第一开关元件被配置为所述能量传输开关件；
所述第二开关元件设置于所述输出侧与地之间；
所述逻辑控制子电路用于基于预设逻辑控制所述第二开关元件的开闭，所述预设逻辑包括软启动逻辑、恒压控制逻辑、过流保护逻辑、过温保护逻辑和欠压保护逻辑中的至少一者。
4.根据权利要求1~3中任一项所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述控制逻辑转换子电路包括负载状态检测组件，所述负载状态检测组件用于判断所述负载的连接状态；所述负载的连接状态包括：正常连接和未连接；
所述控制逻辑转换子电路基于所述负载的连接状态在所述至少两个工作状态之间切换；
在所述第一功耗模式下工作时，当所述负载的连接状态为正常连接时，所述控制逻辑转换子电路切换至所述第二工作状态；当所述负载的连接状态为未连接时，所述控制逻辑转换子电路切换至所述第一工作状态。
5.根据权利要求4所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述控制逻辑转换子电路包括三角波生成模块和方波生成模块，所述三角波生成模块用于生成所述预设频率的三角波，所述方波生成模块用于基于所述三角波生成所述预设频率以及所述预设占空比的信号，所述方波生成模块的输出端被配置为所述控制逻辑转换子电路的输出端；
所述控制逻辑转换子电路的其他模块通过干预或者不干预所述方波生成模块的输出信号实现所述至少两个工作状态之间的切换。
6.根据权利要求5所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述三角波生成模块包括第一运算放大器、第二运算放大器、第一电阻、第二电阻、第一三极管、第一电容和第一恒流源；所述方波生成模块包括第一比较器和非门元件；其中，
所述第一运算放大器的反相端与自身的输出端连接；
所述第二运算放大器的正相端通过所述第一电阻与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第二运算放大器的正相端还用于通过所述第二电阻接地，所述第二运算放大器的反相端与自身的输出端连接；
所述第一三极管为NPN型三极管，所述第一三极管的基极与所述第二运算放大器的输出端连接，所述第一三极管的集电极与所述第一运算放大器的正相端连接，所述第一三极管的发射极用于接地；
所述第一恒流源的正极用于连接内部电源，所述第一恒流源的负极与所述第一电容的第一端连接，所述第一电容的第一端与所述第一运算放大器的正相端连接，所述第一电容的第二端用于接地；
所述第一比较器的正相端与所述第一运算放大器的正相端连接，所述第一比较器的反相端用于获取预设比较电压，所述第一比较器的输出端与所述非门元件的输入端连接，所述非门元件的输出端被配置为所述方波生成模块的输出端。
7.根据权利要求6所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述控制逻辑转换子电路还包括功耗模式设置模块；所述功耗模式设置模块包括第三运算放大器、第四运算放大器、第二三极管、第三三极管、第三电阻、第四电阻、第五电阻和第六电阻；其中，
所述第三运算放大器的正相端被配置为功耗模式设置端，当所述功耗模式设置端的电压高于预设电压时，所述控制逻辑转换子电路在所述第一功耗模式下工作；所述第三运算放大器的反相端与自身的输出端连接；
所述第四运算放大器的正相端通过所述第三电阻与所述第三运算放大器的输出端连接，所述第四运算放大器的正相端还用于通过所述第四电阻接地，所述第四运算放大器的反相端与自身的输出端连接；
所述第二三极管为NPN型三极管，所述第二三极管的基极与所述第四运算放大器的输出端连接，所述第二三极管的发射极用于接地；
所述第三三极管为NPN型三极管，所述第三三极管的基极与所述第二三极管的集电极连接，所述第三三极管的基极还用于通过所述第五电阻连接所述内部电源，所述第三三极管的基极还用于通过所述第六电阻接地，所述第三三极管的集电极与所述第一比较器的输出端连接，所述第三三极管的发射极用于接地。
8.根据权利要求6所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述负载状态检测组件包括负载连接状态检测模块，所述负载连接状态检测模块用于确定所述负载的连接状态是否为未连接状态；所述负载连接状态检测模块包括第五运算放大器、第六运算放大器、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻和第四三极管；其中，
所述第四三极管为NPN型三极管，所述第四三极管的集电极与所述第一比较器的输出端连接，所述第四三极管的发射极用于接地；
所述第五运算放大器的输出端与所述第四三极管的基极连接，所述第五运算放大器的反相端通过所述第七电阻与所述第五运算放大器的输出端连接，所述第五运算放大器的反相端还用于通过所述第八电阻接地；
所述第六运算放大器的输出端与所述第五运算放大器的正相端连接，所述第六运算放大器的输出端还通过所述第九电阻与所述第六运算放大器的反相端连接，所述第六运算放大器的反相端还用于通过所述第十电阻接地，所述第六运算放大器的正相端用于获取反馈电压，所述反馈电压的测量点设置于所述输出侧。
9.根据权利要求6所述的负载状态检测电路，其特征在于，所述负载的连接状态还包括：短路；所述负载状态检测组件包括负载短路状态检测模块；所述负载短路状态检测模块用于确定所述负载的连接状态是否为短路状态；所述至少两个工作状态还包括第三工作状态，在所述第三工作状态下，所述控制逻辑转换子电路输出低电平的时长占比至少超过95%；当所述负载的连接状态为短路时，所述控制逻辑转换子电路切换至所述第三工作状态；所述负载短路状态检测模块包括第五三极管、第六三极管、第七三极管、第八三极管、第二电容、第二恒流源、第三恒流源、第四恒流源、第二比较器、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻和第十四电阻；其中，
所述第五三极管为NPN型三极管，所述第五三极管的集电极与所述非门元件的输出端连接，所述第五三极管的发射极用于接地；
所述第六三极管为NPN型三极管，所述第六三极管的基极与所述第一比较器的输出端连接，所述第六三极管的发射极用于接地；
所述第二电容的第一端与所述第六三极管的集电极连接，所述第二电容的第二端用于接地；
所述第七三极管为NPN型三极管，所述第七三极管的基极与所述第六三极管的集电极连接，所述第七三极管的发射极用于接地；
所述第八三极管为NPN型三极管，所述第八三极管的基极与所述第七三极管的集电极连接，所述第八三极管的集电极与所述第五三极管的基极连接，所述第八三极管的发射极用于接地；
所述第二比较器的输出端与所述第五三极管的基极连接，所述第二比较器的正相端用于通过所述第十一电阻获取所述BOOST拓扑结构的输入电压，所述第二比较器的正相端还用于通过所述第十二电阻接地，所述第二比较器的反相端与所述第十三电阻的第一端连接，所述第十三电阻的第二端用于获取所述BOOST拓扑结构的输出电压，所述第二比较器的反相端还用于通过所述第十四电阻接地；
所述第二恒流源的正极用于连接所述内部电源，所述第二恒流源的负极与所述第六三极管的集电极连接；
所述第三恒流源的正极用于连接所述内部电源，所述第三恒流源的负极与所述第七三极管的集电极连接；
所述第四恒流源的正极用于连接所述内部电源，所述第四恒流源的负极与所述第十三电阻的第二端连接。
10.一种电源芯片，其特征在于，所述电源芯片包括如权利要求1~9中任一项所述的负载状态检测电路。
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