CN1111044A - 用于延迟检波式射频解调单元的自动频率控制方法和电路 - Google Patents

Abstract

对正交解调基带信号进行延迟检波，以求取该延 迟检波输出中的频率误差。在将此频率误差变换成 控制频率后，进行累加以生成相位旋转量ф，利用这 一相位旋转量ф使延迟检波前的输入基带信号进行 旋转来达到频率校正。通过这种在相位旋转后而在 延迟检波前的滤波处理，就能实现性能不致变坏的自 动频率控制。

Description

本发明是有关适用于无数字编码电话系统等的延迟检波方式的无线通讯机中的、在其延迟检波中利用必要的基带信号保持接收信号频率稳定的自动频率控制方法和电路。

在无线通讯机中，为保证接收信号操作的稳定，目前均采取自动控制频率的方法。现参照图13来对这种自动频率控制的一示例作简单说明。

图13示出了现有的具有（π/4）移位QPSK信号延迟检波功能的射频解调单元的结构方框图。在此射频解调单元中，由输入端701输入的输入信号（π/4移位QPSK调制波），利用混频器702或703与对由对本地振荡器704输出经π/2相位差分波器705送来的各具有π/2相位差的频率信号进行混频，进行基带信号I、Q的正交解调。

接着，这种基带信号I、Q经A/D变换器706和707由模拟信号变换为数字信号，此后通过滤波器708送往延迟检波电路，进行延迟检波。该延迟检波电路709的延迟检波输出在被送到基本信号系统（例如接收信号译码单元）的同时，还被送至频率误差检测电路710。

频率误差检测电路710检测出上述延迟检波输出的频率误差，此检测误差通过D/A变换器711送到本地振荡器704，依靠对其发送频率作可变控制来进行频率校正。

目前一般的无线通信机中的AFC（频率自动控制）均由对接收单元中的本地振荡器的频率控制来实现。

值得注意的是，本地振荡器的控制一般均为模拟信号，因而就存在着即使在控制量是由数字信号取得的情况下（见图13），也必须要通过D/A变换器711将其变换为模拟信号进行控制的问题。

亦即，如采用上述现有的AFC，就必须经常对本地振荡器作模拟信号的细微步骤的控制，因而出现这样的缺陷：

a.电路规模过大;

b.制造成本过高。

而且，在利用上述步骤进行控制的方法时，如为多重化的情况，则对各通道的频率变换的响应会产生延迟，从而出现这样的缺陷：

c.不能对TDMA·TDD等的时间多重化方式进行及时的响应。

为解决这些不利情况，迄今已经知道的方法为采用数字信号处理电路对延迟检波后的信号作校正处理。如采用这种方法，由于无需上述那样的步骤控制，因而有利于实现TDMA和TDD系统中所要求的快速AFC控制。

另一方面，采用该方法后，在经滤波及延迟检波后进行校正控制的处理方面还存在有这样的缺陷：

d.在由滤波器消除所希望的频谱时，其特性明显的恶化。

本发明的目的就是提供能抑制伴随依靠模拟信号作本地振荡器的精密步骤控制所引起的电路规模增大以及制造成本上升的AFC电路。

本发明的另一目的是提供能提高应用于TDMA·TDD等的时间多重化方式时频率转换的响应速度的AFC电路。

本发明的再一目的是提供能防止伴随依靠滤波来消除所希望的频谱而引起的性能下降的自动频率控制方法。

为达到上述目的，本发明的特点在于设置有：对多值相位调制信号作正交解调所得的基带信号进行延迟检波的延迟检波装置;对该延迟检波设备的延迟检波输出信号检测频率误差的频率误差检测装置;将由该频率误差检测装置检测到的频率误差变换为控制频率的控制频率变换装置;以及装设在前述延迟检波装置的输入路径之中的将前述控制频率变换装置的控制频率加以反馈以对前述正交解调后的基带信号在其作延迟检波前进行相位调整的相位调整装置。

而且在本发明中，被附加在对由多值相位调制信号的正交解调所得的基带信号中的原调制多值信息进行检波的接收解调单元的AFC电路中还设置有：使正交解调后的基带信号作相位旋转的相位旋转装置;对作相位旋转后的基带信号作延迟检波的延迟检波装置;对由该延迟检波装置所得的延迟检波模式中检测频率误差的频率误差检测装置;输入前述频率误差，产生控制频率的环形滤波器装置;以及将前述控制频率进行累加、将使得前述基带信号作相位旋转的瞬时相位值提供给前述相位旋转装置的可变频率振荡装置。

另外，本发明的特点还在于具有如下操作步骤：对由多值相位调制信号作正交解调所得的基带信号进行延迟检波;对该延迟检波的输出中的频率误差进行误差检测;按照由该频率检测所检测到的频率误差来产生控制频率;将所生成的控制频率加以反馈、对输入到前述延迟检波过程中的基带信号的频率误差进行校正。

如像已有的那样，在对接收单元的本地振荡进行控制来使频率稳定的AFC电路的情况下，必须由模拟信号来对本地振荡器进行细微的步骤控制，除了会引起电路规模增大和成本增高之外，还使得TDMA·TDD等的时间多重化方式中的时间响应性能变坏。

本发明针对经过正交解调的基带信号的延迟检波输出中每一信号的理想判定点来检测频率误差，根据该检测误差使上述基带信号作相位旋转来进行频率校正。采用这一方法，能将由延迟检波装置输出到相位旋转装置的反馈通路作成数字处理的闭合循环电路的结构，从而无需对本地振荡器进行细微步骤的控制，从而能够使电路规模减小并降低制造成本。

而且由于相位旋转装置中的相位旋转能根据上述检测误差信号的复数乘法来实现，因而有利于高速处理，能保证时分多重化时的多个信道的转换具有足够的响应性能。

另一方面，对经滤波、延迟检波后的信号以数字信号处理进行频率校正的现有方法中，由上述滤波过程来消除所希望的频谱的结果总无法避免使得性能降低。

而在本发明中，采用数字处理的闭环电路结构的AFC电路，由于是在进行上述滤波的滤波设备之前使得基于延迟检波设备的检波输出所得到的相位旋转量进行反馈，而实现在滤波及延迟检波之前进行相位误差校正的电路配置，因此不必像在滤波和延迟检波之后进行误差校正的已有方式那样由滤波来消除所希望的频谱，从而能保持良好的性能。

对附图的简要说明：

图1为表示应用本发明的AFC电路所组成的无数字编码电路系统的基站的大致结构的方框图;

图2为表示无数字编码电话系统的移动站的大致结构的方框图;

图3为表示图1中的基站的解调单元的大致结构的方框图;

图4为表示图2中的移动站的解调单元的大致结构的方框图;

图5为表示图4中的相位旋转电路的功能结构的示意图;

图6为表示图4中的相位旋转电路的具体实例的电路图;

图7为表示图4中的延迟检波电路的具体实例的电路图;

图8为表示有关图4中延迟检波电路的检波输出的相位判定点的分布的复数座标平面图;

图9为表示图4中频率误差检测电路的频率误差检测处理的图形;

图10为表示图4中频率误差检测电路的具体示例的电路图;

图11为表示图4中环形滤波器的具体示例电路图;

图12为表示图4中的数字VCO的具体示例电路图;和

图13为表示应用已有的AFC电路组成射频解调单元的结构的电路图。

下面按照附图对本发明实施例作详细说明。图1为说明与本发明相关的无数字编码电路系统的基站（以下称之为母机）的大致结构的方框图，图2为说明图1电话系统的移动站（以下称之为子机）的大致结构的方框图。

在图1中，母机100由下列部件组成：与交换机进行接口的接口单元110;为时分多重化进行编码及评码处理的TDMA单元120;对发送信号进行调制及对接收信号进行解调的调制解调单元130;对被调制信号进行发送和接收处理的射频单元140;接收射频信号的天线150;对上述各单元进行统一控制的控制单元160;保存控制用数据等的存储器单元170;和给出各种操作指令等的操作单元180。

这些单元的详细组成是：

接口单元110由交叉点式开关111、PCM编码112a、112b、ADPCM代码转换器113a、113b组成;

TDMA单元120由TDAM编码单元121及TDMA译码单元122组成;

调制解调单元130由调制单元131及解调单元132组成;

射频单元140由发送单元141、接收单元142、合成器143及其振荡源144、和天线转换开关145组成。

另一方面，在图2中，子机200则由下列部件组成：发送/接收射频信号的天线210;对被调制信号进行发送和接收处理的射频单元220;进行发送信号调制和接收信号解调处理的调制解调单元230;为时分多重化进行编码及译码处理的TDMA单元240;对通话声音信号进行编码/译码处理的通话单元250;再现通话声音信号的扩音器260;对通话声音进行拾音的微音器261;对上述各单元进行统一控制的控制单元270;保存控制用数据等的存储器单元271;为呼叫通报等作振铃声的发声器272;和给出各种操作指令等的操作单元273。

这些单元的详细组成如下：

射频单元220由天线转换单元221、接收单元222、发送单元223、合成器224及其振荡源225组成;

调制解调单元230由解调单元231及调制单元232组成;

TDMA单元240由TDMA译码单元241和TDMA编码单元242组成;

通话单元250由ADPCM编码交换器251及PCM编码252组成。

在上述无数字编码电话系统中，母机100在与子机200通信时，通过转换开关145将由天线150接收到的调制信号送到接收单元142，接着由解调单元132对此接收信号进行解调，再传送到TDMA译码单元122。

图3中示出了该母机100中解调单元132的大致结构以及与之相邻接的接收单元142的主要结构。此解调单元132除设置有与接收例如作（π/4）位移的QPSK信号相对应的混频器402和403、本地振荡器404、π/2相位差分波器405、A/D变换器406和407、滤波器409a和409b、延迟检波电路410等与现有的电路（见图13）相同功能的电路单元之外，还设置有相位旋转电路408、频率误差检测电路411、环形滤波器412a、412b、412c、412d和转换电路413、数字VCO（控制电压波形发生器）414。

这里，组成本发明中涉及AFC电路的部件有相位旋转电路408、滤波器409a和409b、延迟检波电路410、频率误差检测电路411、环形滤波器412a、412b、412c、412d和转换电路413、数字VCO414。

关于与此解调单元132邻接的接收单元142这里仅仅揭示了将由输入端301输入并经放大器302放大的接收频率（RF），利用由本地振荡器304给出的信号依靠混频器303变换成中频（IF），而且还利用本地振荡器306给出的信号依靠混频器305变换成基带（BB）的电路部分的组成。

另一方面，子机200在与母机100通信时，由天线210接收的调制信号通过开关221送到接收单元222，接着由解调单元231对该接收信号进行解调，再传送到TDMA译码单元241。

图4中揭示了与子机200中解调单元231的简要结构相邻接的接收单元222的主要结构。在此同一图中，对与解调单元231相邻接的接收单元222，仅仅揭示了对由输入端501输入并经放大器502放大的接收信号（RF），利用本地振荡器504给出的信号借助混频器503变换为中频（IF），同时还利用本地振荡器506所提供的信号借助混频器505变换成基带（BB）的电路部分的结构。

此子机200中的解调单元231的结构，除采用单一的环形滤波器612之外，其余均与图3中所示母机100的解调单元132的结构相同。亦即，在此子机200的解调单元231中也由相位旋转电路608、滤波器609a和609b、延迟检波电路610、频率误差检测电路611、环形滤波器612、数字VCO613组成与本发明相关的AFC电路。

本发明中的AFC电路的最大特点就在于由延迟检波输出信号检测频率误差，根据这一频率误差对延迟检波电路610的输入信号加以频率校正（相位旋转）。也就是说，本发明的AFC电路是以在对延迟检波电路610的输入信号进行滤波的滤波器609之前将基于频率误差的相位旋转量φ加以反馈的数字处理的控制电路来实现的。这样的结构特点与图3中所示的母机100的AFC电路相同。

下面对本实施例的无数字编码电路系统接收信号时的频率控制，以子机200的解调单元231为例，参照图4予以说明。在此解调单元231中，由输入端601所得的输入信号（由接收单元222变换成基带频段的π/4相移QPSK调制波），经混频器602或603，与由本地振荡器604通过π/2相位差分波器605所输出的分别相差π/2相位的频率信号进行混频，作为基带信号I、Q进行正交解调。

接着，此基带信号I、Q经A/D变换器606、607由模拟信号变换为数字信号后，被输入到相位旋转电路608。

相位旋转电路608，例如由图5所示那样的复数乘法电路构成，利用经下述处理由数字VOC613所给出的瞬时相位值（相位旋转量φ），按照式

Z＊E×P（j＊φ）

进行复数乘法运算，由此来在复数平面上对上述基带信号I、Q进行相位旋转。

图6表示这种相位旋转电路608的具体示例的方框图，由函数发生器6080、乘法器6082a、6082b、6082c、6082d、减法器6083a及加法器6083b组成。

函数发生器6080对应于对下述处理所生成的频率误差进行校正所需的相位旋转量φ产生各函数值Sinθ、Cosθ。

然后，由减法器6083a将乘法器6082a对基带信号I与函数发生器6080所给出的Cosθ相乘所得结果减去乘法器6082b对基带信号θ与函数发生器6080所给出的Sinθ相乘的结果，由此得到作为旋转校正值的基带信号Q。

而加法器6083b将乘法器6082c对基带信号I与函数发生器6080所给出的Sinθ相乘所得结果加上乘法器6082d对基带信号Q与函数发生器6080所给出的Cosθ相乘所得的结果，由此得到作为旋转校正值的基带信号Q。

这一相位旋转电路608中用作相位旋转的相位旋转量φ，依靠由延迟检波电路610→频率误差检测电路611→环形滤波器612→数字VDC  613→相位旋转电路608这样构成的数字处理闭环电路，按如下所述求取。

就是说，由如上述的相位旋转电路608接收相位旋转的基带信号I、Q分别在经滤波器609a、609b进行滤波后，输入到延迟检波电路610。这些滤波器609a、609b可采用公知的横向型滤波器。

然后，延迟检波电路610对通过上述滤波器609a、609b所给出的输入基带信号I、Q作延迟检波，在将此检波的输出送至主信号系统（TDMA译码单元241）的同时，亦送往频率误差检测电路611。

这一延迟检波电路610，例如图7中所示，可由锁存电路6101a和6101b、乘法器6102a、6102b、6102c、6102d、加法器6103a和减法器6103a组成。

在此延迟检波电路610中，输入基带信号I与锁存电路6101a中锁存的它的一符号前的值在乘法器6102a中相乘所得的结果，与输入基带信号Q与锁存电路6101b中锁存的它的一符号前的值在乘法器6102b中相乘所得的结果，由加法器6103a作相加处理，由此来得到作为延迟检波输出的基带信号I。

同时，由输入基带信号I与锁存电路6101b中锁存的一符号前的基带信号Q在乘法器6102c中相乘所得的结果，通过减法器6103b减去输入基带信号Q与锁存电路6101a中锁存的一符号前的基带信号I在乘法器6102d中相乘所得的结果，由此来得到作为延迟检波输出的基带信号Q。

接着，频率误差检测电路611，根据上述延迟检波电路610的延迟检波输出由各信号判断点检测的频率误差。在此，以对（π/4）位移QPSK调制信号作延迟检波的情况为例，简要说明这种频率误差的检测原理。

即，在对（π/4）位移QPSK调制信号作延迟检波时，经过正交解调的基带信号I、Q的相位，最理想的是能收敛于如图8中所示的复数座标平面上的P1～P4中的任一判定点。

在频率误差检测电路611中，对这此判断点P1～P4的各个信号作频率误差检测，例如说，以对各个象限中的（I-Q）的绝对值｜I-Q｜加以监控来实现。而其控制方向则由（I-Q）的正负来确定。

作为一示例，图9为表示在上述复数平面上的第一象限中对理想的判断点P1（I-Q）相位收敛为以△表示的点时的检测频率误差的图形。

如上所述，在由监测各个象限中的｜I-Q｜来检测频率误差的情况中，该频率误差检测电路611的电路结构，例如说，可如图10中所示，由将延迟检波电路610的检波输出I及Q作为输入并由减法器6110在前者中减去后者来实现。

由此频率误差检测电路611检测出的频率误差的瞬时值，顺序地送至环形滤波器612。环形滤波器612，由例如图11中所示的系数控制电路6121和累加器6122组成。而后在系数控制电路6121中，将由频率误差检测电路611输入的上述频率误差瞬时值乘以某一时间常数（计数控制信号）并加以平滑后，再在累加器6122中对上述平滑化输出利用加法器6123及锁存电路6124进行累加，由此来得到控制频率。借助于这样的环形滤波器612的结构来控制频率，就可以一定的时间常数相当接近于所希望值地加以计算处理。

由此环形滤波器612所得到的控制频率随后被送至数字VCO613。数字VCO  613依靠例如图12中所示的累加器6131来实现。而后，在此数字VCO  613中利用加法器6132及锁存电路6133对环形滤波器所给出的控制频率（单位时间的相位增量）进行累加来计算出瞬时相位值（相位旋转量φ），再将其输送到相位旋转电路608。

相位旋转电路608按照上述复数乘法功能以公式

Z＊E×P（j＊φ）

来进行复数计算，对正交解调所得的基带信号进行复数平面上的相位旋转，依此来进行频率误差校正。

以上是对无编码电话系统的子机200中的解调单元231的频率控制的说明，但是同一电话系统的母机100中的解调单元132的操作基本上也与子机200相同。但是，母机100的AFC电路单元，如图3中所示，在频率误差检测电路411与数字VCO414之间，通过转换电路413配置有四个环形滤波器412a、412b、412c、412d。

在这样的结构中，母机100由转换电路413将上述环形滤波器412a、412b、412c、412d的输出加以转换输入到数字VCO414中，由此来实现相当于四路多重化的频率误差校正。除这种对应于时分多重化处理的转换操作外，其余全部与子机200中的频率控制操作相同。

这样，在本发明中，频率误差校正依靠相位旋转来进行。虽然该相位旋转的定时在正交解调之后，但在滤波、延迟检波之前。如利用这样构成的AFC电路，由于是以相位旋转来进行频率误差校正，与采用模拟信号进行对本地振荡器的细微步骤的控制的情况相比，能减小电路规模和降低制造成本。

而且，由于是在滤波、延迟检波前进进行误差校正，因而就不会导致由滤波来消除所希望的频谱而引起的性能下降。而且由于误差校正中采用了适于高速处理的相位旋转，而能保证时分多重化中每一通道频率转换所需的足够快的响应性能。

另外，本发明即使去掉延迟检波前的滤波器609，也可予见到有关AFC的上述同样的效果。而且上述的AFC电路部分，其全部电路均可由数字信号处理电路来构成。除此之外，在不背这本发明的上述宗旨的范围内可能有各种变形和应用。

Claims (16)

1、一种AFC电路，其特征是设置有：

对由多值相位调制信号经正交解调所得的基带信号进行延迟检波的延迟检波装置；

由该延迟检波装置的延迟检波输出检测频率误差的频率误差检测装置；

将由该频率误差检测装置检测得的频率误差信号变换成控制频率的控制频率变换装置；和

设置在所述延迟检波装置的输入通路中的将由前述控制频率变换装置所产生的控制频率加以反馈并在对所述正交解调后的基带信号作延迟检波之前对其进行相位调整的相位调整装置。

2、如权利要求1中所述的AFC电路，其特征是：延迟检波装置、频率误差检测装置、控制频率变换装置和相位调整装置，具有数字处理的闭环电路结构。

3、如权利要求1中所述的AFC电路，其特征是：频率误差检测装置是由将经过延迟检波的正交的二个基带信号之差作为频率误差提取的装置所构成。

4、如权利要求1中所述的AFC电路，其特征是：相位调整装置是由使得相位旋转来校正频率误差的相位旋转装置所构成。

5、如权利要求4中所述的AFC电路，其特征是：控制频率变换装置是由输入所述频率误差以产生控制频率的环形滤波器和对该控制频率进行累加作为所述基带信号的相位旋转用的瞬时相位值加给所述相位旋转装置的可变频率振荡装置所构成。

6、如权利要求5中所述的AFC电路，其特征是：环形滤波器装置是由对所述频率误差乘以规定系数来给出时间常数的系数控制电路和将该系数控制电路的输出进行累加的累加器所构成。

7、一附加于对由多值相位调制信号的正交解调所得的基带信号检波原调制信号的接收解调单元的AFC电路，其特征是其中设置有：

使正交解调后的基带信号作相位旋转的相位旋转装置;

对相位旋转后的基带信号作延迟检波的延迟检波装置;

由该延迟检波装置所得的延迟检波信号模式检测频率误差的频率误差检测装置;

输入所述频率误差并产生控制频率的环形滤波装置;和

对所述控制频率进行累加以提供所述相位旋转装置为使所述基带信号作为相位旋转的瞬时相位值的可变频率振荡装置。

8、如权利要求7中所述的AFC电路，其特征是：相位旋转装置、延迟检波装置、频率误差检测装置、环形滤波装置及可变频率振荡装置具有数字处理闭环电路结构。

9、如权利要求7中所述的AFC电路，其特征是：频率误差检测装置是由将经过延迟检波的正交的二个基带信号之差作为所述频率误差的检波装置所构成。

10、如权利要求7中所述的AFC电路，其特征是：环形滤波器装置是由将所述频率误差乘以规定的系数给出时间常数的系数控制电路和将该系数控制电路的输出进行累加的累加器所构成。

11、如权利要求7中所述AFC电路，其特征是还设置有：输入由频率误差检测装置所检测出的频率误差分别产生控制频率的独立的多个环形滤波器装置和对该各环形滤波装置的输出以时分多重化的各通道的定时作有选择地转换提供给所述可变频率振荡装置的转换装置。

12、一种自动频率控制方法，其特征是包括如下的步骤：

对多值相位调制信号作正交变换所得的基带信号进行延迟检波;

由所述延迟检波的输出检测频率误差;

根据所检测出频率误差生成控制频率;和

将所生成的控制频率加以反馈并针对所述延迟检波的输入基带信号的频率误差进行校正。

13、如权利要求12中所述的自动频率控制方法，其特征是：延迟检波、频率误差检波、控制频率生成及频率误差校正步骤均由数字处理电路来实现。

14、如权利要求12中所述的自动频率控制方法，其特征是：频率误差校正步骤由根据所述控制频率使输入到所述延迟检波步骤的基带信号作相位旋转来进行频率误差校正的过程来实现。

15、如权利要求14中所述的自动频率控制方法，其特征是：控制频率生成步骤包括将由所述频率误差检测步骤所得的频率误差变换成控制频率的步骤和将该控制频率进行累加并生成为使所述输入基带信号作相位旋转的瞬时相位值的步骤。

16、如权利要求15中所述的自动频率控制方法，其特征是：变换成控制频率的步骤包括将由所述频率误差检测步骤所得到的频率误差乘以规定的系数以给出时间常数的系数控制步骤和将该系数控制步骤的输出进行累加的步骤。

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