CN110692187A - 开关电源装置的控制方法、开关电源装置及其控制电路 - Google Patents

开关电源装置的控制方法、开关电源装置及其控制电路 Download PDF

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Abstract

在LLC电流谐振转换器中改善负载突变时的响应性。首先，将低侧的开关元件关断(S1)。此时，对谐振电流反转前时间Tbh进行计数(S2)，如果谐振电流进行了反转(S3)，则保持其计数值，并开始谐振电流反转后时间Tah的计数动作(S4)。接着，基于反馈信号计算高侧的开关元件应关断的Tah的目标值Tah_t(S5)，继续Tah的计数动作(S6)。如果其计数值达到了其目标值Tah_t(S7)，则结束Tah的计数动作(S8)，高侧的开关元件被关断(S9)。在对关于该高侧的半周期进行了控制之后，对低侧的半周期进行同样的控制(S10‑S16)。通过每个半周期的控制，从而改善负载突变时的响应性。

Description

开关电源装置的控制方法、开关电源装置及其控制电路
技术领域
本发明涉及在作为开关电源的一个方式的LLC电流谐振转换器中改善了负载突变时的响应性的开关电源装置的控制方法、开关电源装置及其控制电路。
背景技术
作为高效率的开关电源装置，使用有电流谐振转换器。电流谐振转换器通常具备半桥电路、谐振电路和整流电路。半桥电路以串联连接两个开关元件的方式构成，通过交替地使开关元件进行开关从而使直流电压成为矩形的电压而将其输出。谐振电路具有谐振电感器、变压器的励磁电感、以及谐振电容器，接收矩形的电压而进行谐振动作，向变压器的次级侧输出交流电压。整流电路对交流电压进行整流，并利用电容器进行平滑化而输出直流的电压。该直流的输出电压被施加到负载。
在这样的电流谐振转换器中，将输出电压与其目标电压之间的误差信号反馈到半桥电路的控制IC(Integrated Circuit：集成电路)，并设为与误差信号对应的开关频率。该方式是所谓的电压模式控制，由此，将输出电压控制为恒定。在该电压模式控制中，在反馈误差信号的系统中具有相位补偿的电容器，但在电流谐振转换器的情况下，该电容器的电容值具有较大的值。另一方面，通常，开关电源装置进行如下的控制：如果处于包括无负载的轻负载，则为了改善效率而进行突发动作(间歇动作)，如果负载加重则返回到连续动作。在此情况下，存在如下特性：在负载从轻负载骤增而转移到连续动作时，因相位补偿的电容器的大的电容值而导致反馈电压的变化迟缓，返回到连续动作也变得迟缓，因此针对负载变化的响应差。
对此，也进行使用负载瞬态响应速度比电压模式控制的负载瞬态响应速度快的电流模式控制，在每个开关周期对从变压器的初级侧向次级侧传输电力进行控制(例如，参照专利文献1)。根据该专利文献1中记载的技术，求出将输入电压分压而生成的中心电压和被认为是基于对输出电压进行反馈的信号而生成的误差电压。根据中心电压和误差电压，设定比中心电压高出误差电压的第一阈值电压，并且设定比中心电压低了误差电压的第二阈值电压。
在此，将对谐振电容器的两端电压进行分压而生成的正弦波的谐振电压与第一阈值电压和第二阈值电压进行比较。此时，如果谐振电压进行变化而高达第一阈值电压，则高侧的开关元件被关断，如果谐振电压进行变化而低至第二阈值电压，则低侧的开关元件被关断。如此，通过使第一阈值电压和第二阈值电压根据输出电压而变化，从而使开关频率(或者周期)变化，且输出电压被控制为恒定。另外，由于将第一阈值电压和第二阈值电压设定为相对于中心电压上下差距相等的误差电压，因此将通过半桥电路生成的方波的时间比率保持为50％。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第9065350号说明书
发明内容
技术问题
然而，在专利文献1记载的技术中，例如如其图14所示，由于需要由用于检测电源的输入电压和谐振电容器的两端电压的电阻和电容器所构成的外置的分压电路，因此成本增加。另外，在分压电路中，对电阻和电容器要求高精度，但由于电阻和电容器的偏差大，因此存在特别是无负载时的控制极其困难的问题。
本发明是鉴于这样的问题而做出的，其目的在于提供一种不使用新的外置部件并且即使在无负载时也可以稳定的控制，进而改善了在负载突变时的响应性的开关电源装置的控制方法、开关电源装置和其控制电路。
技术方案
在本发明中，为了解决上述的问题，提供一种开关电源装置的控制方法，该开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路。该开关电源装置的控制方法检测谐振电路的谐振电流，从输出直流电压的输出电路获取反馈信号，该反馈信号表示输出电压与其目标电压之间的误差，将从第一开关元件和第二开关元件中的一个开关元件进行关断起至第一开关元件和第二开关元件中的另一个开关元件进行关断为止作为半周期，基于将从半周期的开始时间点起计数而得的时间信息与在半周期的开始时获取到的反馈信号相乘来计算在半周期中从谐振电流进行了极性反转时起至半周期结束为止的谐振电流反转后时间，并在从谐振电流进行了极性反转时起经过计算出的谐振电流反转后时间之后，关断第一开关元件和第二开关元件中的另一个开关元件。
另外，本发明提供一种开关电源装置，该开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路、以及对第一开关元件和第二开关元件进行控制的控制电路。该开关电源装置的控制电路具有：第一电流反转前时间计数器和第二电流反转前时间计数器，其以第一开关元件和第二开关元件中的一个开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以检测到的在谐振电路流通的谐振电流进行了极性反转为契机停止计数动作；第一目标值计算部和第二目标值计算部，其根据谐振电流反转前时间和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号来计算表示谐振电流反转后时间的长度的目标值，谐振电流反转前时间是第一电流反转前时间计数器的计数值和第二电流反转前时间计数器的计数值；第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以第一电流反转前时间计数器或者第二电流反转前时间计数器结束了计数动作为契机开始计数动作；以及第一比较器和第二比较器，其将第一电流反转后时间计数器或者第二电流反转后时间计数器的计数值与目标值进行比较，在一致时关断第一开关元件和第二开关元件中的另一个开关元件。
另外，本发明提供一种开关电源装置的控制电路，该开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路。该开关电源装置的控制电路具备：第一电流反转前时间计数器和第二电流反转前时间计数器，其以第一开关元件和第二开关元件中的一个开关元件进行了关断为契机，开始计数动作，并以检测到的在谐振电路流通的谐振电流进行了极性反转为契机停止计数动作；第一目标值计算部和第二目标值计算部，其根据谐振电流反转前时间和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号来计算表示谐振电流反转后时间的长度的目标值，谐振电流反转前时间是第一电流反转前时间计数器的计数值和第二电流反转前时间计数器的计数值；第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以第一电流反转前时间计数器或者第二电流反转前时间计数器结束了计数动作为契机开始计数动作；以及第一比较器和第二比较器，其将第一电流反转后时间计数器或者第二电流反转后时间计数器的计数值与目标值进行比较，在一致时关断第一开关元件和第二开关元件中的另一个开关元件。
发明效果
上述构成的开关电源装置的控制电路在进行开关时，在每个半周期对高侧的开关元件和低侧的开关元件关断的时刻进行控制，因此具有能够改善负载突变时的响应性这样的优点。另外，由于仅检测谐振电流，因此检测用的部件少，有利于开关电源装置的成本降低。而且，由于不依赖于电源的输入电压和谐振电路的LC常数，因此无需针对每个规格不同的开关电源装置设计电源常数，电源常数设计的灵活性高。
通过表示作为本发明的示例而优选的实施方式的附图和相关的下述说明，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得明确。
附图说明
图1是示出第一实施方式的开关电源装置的构成例的电路图。
图2是示出控制开关电源装置的控制IC的构成例的图。
图3是示出第一实施方式中的数字控制电路的动作的流程图。
图4是示出第一实施方式中的数字控制电路的输入输出波形的示例的图。
图5是示出数字控制电路的功能的构成例的框图。
图6是示出负载与电流相位比之间的关系的图。
图7是示出数字控制电路的动作波形的示例的图，图7的(A)是通常控制时的动作波形，图7的(B)是无负载控制时的动作波形。
图8是示出第二实施方式中的数字控制电路的开关动作的流程图。
图9是示出第二实施方式的半周期平均值计算动作的流程图。
图10是示出第二实施方式中的数字控制电路的输入输出波形的示例的图。
图11是示出第二实施方式的数字控制电路的功能的构成例的框图。
图12是示出FB电压与负载之间的关系的图。
符号说明
10 控制IC
20，20a 数字控制电路
21 Tbh计数器
22 目标值计算部
23 Tah计数器
24 数字比较器
25 驱动信号生成部
26 死区时间计数器
27 Tbl计数器
28 目标值计算部
29 Tal计数器
30 数字比较器
31 驱动信号生成部
32 死区时间计数器
41 Tch计数器
42 目标值计算部
43 Tah计数器
44 数字比较器
45 驱动信号生成部
46 死区时间计数器
47 Tco计算部
48 Tcl计数器
49 目标值计算部
50 Tal计数器
51 数字比较器
52 驱动信号生成部
53 死区时间计数器
ADC 模拟数字转换器
Buf1，Buf2 缓冲电路
C1 电容器
C2 自举电容器
C3 电容器
C4 输出电容器
C5，C6 电容器
Cis 分流电容器
Comp 比较器
Cr 谐振电容器
D1 自举二极管
D2，D3 二极管
IN1，IN2 输入端子
OUT1，OUT2 输出端子
P1 初级绕组
PC1 光电耦合器
Q1，Q2 开关元件
R1，R2，R3，R4，R5，R6，R7，Ris_lvs1，Ris_lvs2 电阻
Ris 分流电阻
S1，S2 次级绕组
SR1 并联稳压器
T1 变压器
具体实施方式
以下，对于本发明的实施方式，以应用于开关电源装置的LLC电流谐振转换器的情况为例，参照附图进行详细说明。应予说明，在下文中，在各个图中，用相同的符号示出的部分表示相同的构成要素。另外，在以下的说明中，端子名和该端子处的电压、信号等有时使用相同的符号。
[第一实施方式]
图1是示出第一实施方式的开关电源装置的构成例的电路图，图2是示出控制开关电源装置的控制IC的构成例的图。
如图1所示，本实施方式的开关电源装置具有输入端子IN1,IN2，直流电压Vi施加于该输入端子IN1,IN2。直流电压Vi能够采用将在开关电源装置产生的高次谐波电流抑制到某一限制值以下而对功率因数进行校正的功率因数校正(PFC：Power FactorCorrection)电路的输出电压。另外，输入端子IN1,IN2连接于电容器C1的两个端子。
输入端子IN1,IN2还连接于将高侧的开关元件Q1与低侧的开关元件Q2串联连接而构成的半桥电路。即，输入端子IN1连接于开关元件Q1的漏极端子，开关元件Q1的源极端子连接于开关元件Q2的漏极端子，开关元件Q2的源极端子连接于输入端子IN2。在图示的示例中，开关元件Q1,Q2采用N沟道MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。
高侧的开关元件Q1的栅极端子连接于电阻R1的一个端子，电阻R1的另一个端子连接于控制IC10的HO端子。低侧的开关元件Q2的栅极端子连接于电阻R2的一个端子，电阻R2的另一个端子连接于控制IC10的LO端子。开关元件Q1,Q2之间共同的连接点连接于控制IC10的VS端子和自举电容器C2的一个端子。自举电容器C2的另一个端子连接于控制IC10的高侧用电路的电源端子即VB端子。
控制IC10的低侧用电路的电源端子即VCC端子分别连接于电容器C3的一个端子和自举二极管D1的阳极端子。电容器C3的另一个端子连接于控制IC10的GND端子，自举二极管D1的阴极端子连接于控制IC10的VB端子。
另外，开关元件Q1,Q2之间共同的连接点连接于变压器T1的初级绕组P1的一个端子，初级绕组P1的另一个端子连接于谐振电容器Cr的一个端子。谐振电容器Cr的另一个端子连接于控制IC10的GND端子和输入端子IN2。在此，存在于变压器T1的初级绕组P1与次级绕组S1,S2之间的漏电感(leakage inductance)和谐振电容器Cr构成了谐振电路。应予说明，也可以不利用漏电感，而将与构成变压器T1的电感器不同的谐振电感器与谐振电容器Cr串联连接而构成谐振电路。另外，谐振电容器Cr的一个端子连接于分流电容器Cis的一个端子，分流电容器Cis的另一个端子连接于分流电阻Ris的一个端子，分流电阻Ris的另一个端子连接于控制IC10的GND端子。分流电容器Cis与分流电阻Ris之间共同的连接点连接于控制IC10的IS端子，将对流向谐振电容器Cr的谐振电流Icr进行分流而转换为电压的信号向控制IC10供给。
变压器T1的次级绕组S1的一个端子连接于二极管D2的阳极端子，次级绕组S2的一个端子连接于二极管D3的阳极端子。二极管D2,D3的阴极端子连接于输出电容器C4的正极端子和输出端子OUT1。输出电容器C4的负极端子连接于次级绕组S1,S2的另一个端子之间共同的连接点和输出端子OUT2。次级绕组S1,S2、二极管D2,D3和输出电容器C4构成将在次级绕组S1,S2产生的交流电压进行整流和平滑而转换为直流的输出电压Vo的电路，并构成开关电源装置的输出电路。在输出端子OUT1,OUT2连接有负载。
输出电容器C4的正极端子介由电阻R3而连接于光电耦合器PC1的发光二极管的阳极端子，发光二极管的阴极端子连接于并联稳压器SR1的阴极端子。在发光二极管的阳极端子与阴极端子之间，连接有电阻R4。并联稳压器SR1具有参考端子，该参考端子连接于在输出电容器C4的正极端子与负极端子之间串联连接的电阻R5,R6的连接点。并联稳压器SR1在参考端子与阴极端子之间，连接有电阻R7与电容器C5的串联电路。该并联稳压器SR1是使与将输出电压Vo(输出电容器C4的两端电压)进行分压而得的电压与内置的基准电压之差对应的电流在光电耦合器PC1的发光二极管流通的并联稳压器。光电耦合器PC1的光电晶体管的集电极端子连接于控制IC10的FB端子，光电耦合器PC1的光电晶体管的发射极端子连接于控制IC10的GND端子，并在集电极端子与发射极端子之间，连接有电容器C6。因此，为了以使输出电压Vo变为目标电压的方式进行控制，并联稳压器SR1将输出电压Vo与目标电压的误差的信号向控制IC10反馈。
如图2所示，在控制IC10中，IS端子连接于电阻Ris_lvs1的一个端子，电阻Ris_lvs1的另一个端子连接于电阻Ris_lvs2的一个端子。电阻Ris_lvs2的另一个端子连接于提供基准电压VDD的内部的电压源。由此，电阻Ris_lvs1和电阻Ris_lvs2构成上拉电路，并且，设置为相等的值而使分压比为1/2。电阻Ris_lvs1与电阻Ris_lvs2之间共同的连接点连接于比较器Comp的非反相输入端子，比较器Comp的反相输入端子连接于提供电压VDD/2的电压源。比较器Comp的输出端子连接于数字控制电路20而向数字控制电路20供给谐振电流Icr的电流反转信号Sinv。
控制IC10的FB端子连接于模拟数字转换器ADC的输入端子。模拟数字转换器ADC的输出端子连接于数字控制电路20而向数字控制电路20供给进行了数字转换的反馈信号Dfb。
数字控制电路20具有接收电流反转信号Sinv和反馈信号Dfb而输出将开关元件Q1,Q2驱动的驱动信号Vho,Vlo的功能。高侧用的驱动信号Vho介由缓冲电路Buf1而被供给到HO端子，低侧用的驱动信号Vlo介由缓冲电路Buf2而被供给到LO端子。
应予说明，在控制IC10的IS端子接收将由外置的分流电容器Cis与分流电阻Ris的串联电路构成的分流电路与谐振电容器Cr并联连接而利用该分流电路将谐振电流Icr分流而得的信号。该分流电路是开关电源装置为了检测开关元件Q1,Q2的过电流而原本所具备的电路。因此，分流电容器Cis和分流电阻Ris不是为了获得电流反转信号Sinv而新追加于控制IC10的部件，所以实质上不是新的外置的追加部件。
接着，对具有以上的构成的开关电源装置的大致的动作进行说明。对于开关电源装置而言，首先，在输入端子IN1,IN2施加直流电压Vi，通过控制IC10使开关元件Q1,Q2以50％的时间比率开始开关动作。此时的开关频率与由包含于变压器T1的初级侧的励磁电感和谐振电容器Cr所决定的谐振频率大致相等。通过开关元件Q1,Q2的开关动作，从变压器T1的初级侧向变压器T1的次级侧传输电力。被输出到变压器T1的次级侧的交流电压被整流和平滑而成为直流的输出电压Vo，并从输出端子OUT1,OUT2向负载供给。
该输出电压Vo被并联稳压器SR1检测，且其与目标电压的误差的信号介由光电耦合器PC1而被反馈到控制IC10的FB端子。另外，在控制IC10的IS端子接收利用分流电容器Cis和分流电阻Ris将流向谐振电容器Cr的谐振电流Icr进行分流，并利用分流电阻Ris将分流得到的电流转换为电压信号而得到的与谐振电流Icr相当的电压信号。
在控制IC10中，输入到FB端子的反馈电压Vfb被模拟数字转换器ADC转换为数字信号的反馈信号Dfb，而输入到数字控制电路20。输入到IS端子的与谐振电流Icr相当的电压信号被电阻Ris_lvs1,Ris_lvs2上拉而转换为以电压VDD/2为基准的电压Vis。该电压Vis在比较器Comp中与电压VDD/2进行比较，成为表示谐振电路的谐振电流Icr进行极性反转的时刻的电流反转信号Sinv，而被供给到数字控制电路20。应予说明，进行了上拉的电压Vis＝VDD/2相当于谐振电流Icr＝0。
接着，对数字控制电路20的大致动作进行说明。
图3是示出第一实施方式中的数字控制电路的动作的流程图，图4是示出第一实施方式中的数字控制电路的输入输出波形的示例的图。
在数字控制电路20中，如图3所示，首先，低侧的驱动信号Vlo被设为关闭，低侧的开关元件Q2被关断(步骤S1)。以该低侧的驱动信号Vlo的关闭动作为契机，数字控制电路20开始高侧的谐振电流反转前时间Tbh的计数动作(步骤S2)。
接着，数字控制电路20判断电流反转信号Sinv是否进行了反转(步骤S3)，在电流反转信号Sinv未进行反转的情况下，继续谐振电流反转前时间Tbh的计数动作直到进行反转为止。
接着，在电流反转信号Sinv进行了反转的情况下，数字控制电路20结束谐振电流反转前时间Tbh的计数动作并保持其计数值。另外，数字控制电路20同时开始高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作(步骤S4)。
接着，数字控制电路20根据反馈信号Dfb计算高侧的驱动信号Vho应关闭的谐振电流反转后时间Tah的目标值Tah_t(步骤S5)。
接着，数字控制电路20继续高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作(步骤S6)，并判断谐振电流反转后时间Tah的计数值是否达到了其目标值Tah_t(步骤S7)。如果谐振电流反转后时间Tah的计数值未达到其目标值Tah_t，则数字控制电路20继续高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作直到谐振电流反转后时间Tah的计数值达到其目标值Tah_t为止。
如果谐振电流反转后时间Tah的计数值达到其目标值Tah_t，则数字控制电路20结束高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作(步骤S8)。另外，数字控制电路20同时使高侧的驱动信号Vho变化为指示关闭的状态而将高侧的开关元件Q1关断(步骤S9)。
接着，数字控制电路20以高侧的驱动信号Vho的关闭动作为契机，开始低侧的谐振电流反转前时间Tbl的计数动作(步骤S10)。
接着，数字控制电路20判断电流反转信号Sinv是否进行了反转(步骤S11)，在电流反转信号Sinv未进行反转的情况下，继续谐振电流反转前时间Tbl的计数动作直到进行反转为止。
接着，在电流反转信号Sinv进行了反转的情况下，数字控制电路20结束谐振电流反转前时间Tbl的计数动作而保持其计数值。另外，数字控制电路20同时开始低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作(步骤S12)。
接着，数字控制电路20根据反馈信号Dfb计算高侧的驱动信号Vlo应关闭的谐振电流反转后时间Tal的目标值Tal_t(步骤S13)。
接着，数字控制电路20继续低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作(步骤S14)，并判断谐振电流反转后时间Tal的计数值是否达到了其目标值Tal_t(步骤S15)。如果谐振电流反转后时间Tal的计数值未达到其目标值Tal_t，则数字控制电路20继续低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作直到谐振电流反转后时间Tal的计数值达到其目标值Tal_t为止。
如果谐振电流反转后时间Tal的计数值达到其目标值Tal_t，则数字控制电路20结束低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作(步骤S16)。然后，返回到步骤S1，数字控制电路20在结束低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作的同时，使低侧的驱动信号Vlo变为指示关闭的状态而将低侧的开关元件Q2关断。
应予说明，虽然在图3中未示出与开关元件Q1,Q2的导通相关的控制，但被控制为在从开关元件Q1,Q2中的一个开关元件关断起经过预定的死区时间之后，将另一个开关元件导通。即，如图4所示，在从低侧的驱动信号Vlo变为低电平而将低侧的开关元件Q2关断起经过死区时间Td1之后，高侧的驱动信号Vho变为高电平而将高侧的开关元件Q1导通。另外，在从高侧的驱动信号Vho变为低电平而将高侧的开关元件Q2关断起经过死区时间Td2之后，低侧的驱动信号Vlo变为高电平而将高侧的开关元件Q1导通。
利用控制IC10所具有的计算机的处理器和存储器来实施以上的数字控制电路20的处理功能。或者，通过由以实现图3的逻辑功能的方式设计出的FPGA(Field-Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)等构成控制IC10，从而实施数字控制电路20的处理功能。
如此，数字控制电路20在每个半周期通过反馈信号Dfb控制谐振电流Icr的极性反转前后的时间比。应予说明，电压Vis是与将励磁电流(不依赖于负载的电流)和负载电流合计而得的电流对应的信号，如图4中单点划线所示，负载变得越重则电压Vis的上升变得越陡，如图4中虚线所示，负载变得越轻则电压Vis的上升变得越缓。因此，负载变得越重，谐振电流反转前时间Tbh,Tbl就变得越短，负载变得越轻，谐振电流反转前时间Tbh,Tbl就变得越长。另外，对于谐振电流反转后时间Tah,Tal，是通过表示负载的轻重的反馈信号Dfb来控制。在此，对电压Vis而言，谐振电流反转前时间Tbh,Tbl在每个半周期根据负载的轻重而变化，因此能够改善在启动时的情况下或者如负载在待机状态与通常动作状态之间进行切换时那样负载发生了突变的情况下的响应性。
接着，对数字控制电路20的具体的构成例进行说明。
图5是示出数字控制电路的功能的构成例的框图，图6是示出负载与电流相位比之间的关系的图，图7是示出数字控制电路的动作波形的示例的图，图7的(A)是通常控制时的动作波形，图7的(B)是无负载控制时的动作波形。
数字控制电路20具有Tbh计数器21、目标值计算部22、Tah计数器23、数字比较器24、驱动信号生成部25和死区时间计数器26用于高侧。另外，数字控制电路20具有Tbl计数器27、目标值计算部28、Tal计数器29、数字比较器30、驱动信号生成部31和死区时间计数器32用于低侧。
Tbh计数器21是对谐振电流反转前时间Tbh进行计数的计数器，Tbl计数器27是对谐振电流反转前时间Tbl进行计数的计数器，在它们的Stop端子连接有比较器Comp的输出端子。在Tbh计数器21的Stop端子，接收与电流反转信号Sinv的上升沿同步的信号，在Tbl计数器27的Stop端子，接收与电流反转信号Sinv的下降沿同步的信号。
Tbh计数器21的输出端子连接于目标值计算部22，Tbl计数器27的输出端子连接于目标值计算部28。目标值计算部22,28的输入端子分别连接于模拟数字转换器ADC的输出端子。在Tbh计数器21和Tbl计数器27结束了计数动作时，目标值计算部22,28基于反馈信号Dfb，分别计算表示谐振电流反转后时间Tah的长度的目标值Tah_t和表示谐振电流反转后时间Tal的长度的目标值Tal_t。
另外，Tbh计数器21的输出端子连接于Tah计数器23的输入端子，Tbl计数器27的输出端子连接于Tal计数器29的输入端子。在前级的Tbh计数器21和Tbl计数器27结束了计数动作时，Tbh计数器21开始谐振电流反转后时间Tah的计数动作，Tbl计数器27开始谐振电流反转后时间Tal的计数动作。该Tah计数器23和Tal计数器29优选可以在计数动作的开始前或者后级的数字比较器24,30的比较动作结束之后使计数值清零。
目标值计算部22和Tah计数器23的输出端子连接于数字比较器24的输入端子。数字比较器24将Tah计数器23计数而得的计数值与目标值计算部22计算出的谐振电流反转后时间Tah的长度即目标值Tah_t进行比较，在两者一致时，输出关闭信号OFF_h。目标值计算部28和Tal计数器29的输出端子连接于数字比较器30的输入端子。数字比较器30将Tal计数器29计数而得的计数值与目标值计算部28计算出的谐振电流反转后时间Tal的长度即目标值Tal_t进行比较，在两者一致时，输出关闭信号OFF_l。
高侧用的数字比较器24的输出端子连接于低侧用的Tbl计数器27的Start端子，低侧用的数字比较器30的输出端子连接于高侧用的Tbh计数器21的Start端子。因此，Tbl计数器27如果接收到关闭信号OFF_h，则开始计数动作，Tbh计数器21如果接收到关闭信号OFF_l，则开始计数动作。
另外，高侧用的数字比较器24的输出端子连接于低侧用的死区时间计数器32的输入端子，低侧用的数字比较器30的输出端子连接于高侧用的死区时间计数器26的输入端子。死区时间计数器26如果接收到来自数字比较器30的关闭信号OFF_l，则开始死区时间的计数动作，并在预定时间后时间结束时，输出开启信号ON_h。死区时间计数器32如果接收到来自数字比较器24的关闭信号OFF_h，则开始死区时间的计数动作，并在预定时间后时间结束时，输出开启信号ON_l。
数字比较器24和死区时间计数器26的输出端子连接于驱动信号生成部25的输入端子，驱动信号生成部25的输出端子连接于缓冲电路Buf1的输入端子。驱动信号生成部25如果接收到来自死区时间计数器26的开启信号ON_h，则输出上升的驱动信号Vho，如果接收到来自数字比较器24的关闭信号OFF_h，则输出下降的驱动信号Vho。数字比较器30和死区时间计数器32的输出端子连接于驱动信号生成部31的输入端子，驱动信号生成部31的输出端子连接于缓冲电路Buf2的输入端子。驱动信号生成部31如果接收到来自死区时间计数器32的开启信号ON_l，则输出上升的驱动信号Vlo，如果接收到来自数字比较器30的关闭信号OFF_l，则输出下降的驱动信号Vlo。
在该数字控制电路20中，以改善负载突变时的响应性为目的，利用由连接于FB端子的电容器C6得到的Vfb电压的时间平均值(取时间平均的期间例如为半个开关周期的程度)，在每半周期进行与负载的轻重对应的控制。以下，对利用也能够应对负载突变的数字控制电路20所进行的控制进行说明。
首先，负载的轻重用谐振电流Icr的电流相位比Kcpr表示。电流相位比Kcpr是谐振电流反转前时间Tbh,Tbl与谐振电流反转后时间Tah,Tal的时间比。
即，电流相位比Kcpr为：
Kcpr＝Tah/Tbh＝Tal/Tbl…(1)。
应予说明，Tah/Tbh＝Tal/Tbl成立是在稳定状态时，在负载突变时，高侧的开关元件的导通/关断控制与低侧的导通/关断控制变得不同，有时Tah/Tbh≠Tal/Tbl。
如上所述，由于负载变得越重则图4的电压Vis的上升变得越陡，因此负载变得越重则谐振电流反转前时间Tbh,Tbl变得越短，负载变得越轻则谐振电流反转前时间Tbh,Tbl变得越长。由此可知，在上述的式(1)中，电流相位比Kcpr表示负载的轻重，高侧的谐振电流反转前时间Tbh和低侧的谐振电流反转前时间Tbl越短(谐振电流反转后时间Tah,Tal越长)则负载变得越重。
将该负载的轻重(Po)与电流相位比Kcpr之间的关系进行图形化就得到图6中的图表。该图表是用直线将无负载Po_min的点与对应于最大负载Po_max的点连结而得的图表。另外，负载的轻重Po与Vfb电压呈正比例。应予说明，负载的轻重Po与电流相位比Kcpr之间的关系不保证一定如图示那样呈线性，但能够大致近似于线性。同样地，不保证负载的轻重Po与Vfb电压完全呈正比例，但作为第1近似是成立的。另外，即使相对于负载的轻重Po的准确的电流相位比Kcpr的值与图表偏离，或者负载的轻重Po与Vfb电压之间的关系与正比例偏离，由于被反馈的Vfb电压以相应的量变化而调整电流相位比Kcpr，因此结果输出电压Vo被调整为恒定的电压。
此时的Vfb电压与电流相位比Kcpr之间的关系用下述(2)式表示：
Vfb＝Kcpr/A+B…(2)。
在此，A、B为常数。
在此，根据上述的式(1)和式(2)，求出：
Tah＝(Vfb－B)·A·Tbh…(3)
Tal＝(Vfb－B)·A·Tbl…(4)。
通过式(3)求出的谐振电流反转后时间Tah与通过目标值计算部22计算出的目标值Tah_t相等，通过式(4)求出的谐振电流反转后时间Tal与通过目标值计算部28计算出的目标值Tal_t相等。
应予说明，常数A,B以满足式(2)的方式根据谐振电流反转前时间Tbh和谐振电流反转后时间Tah与谐振电流反转前时间Tbl和谐振电流反转后时间Tal来确定。即，首先，根据式(3)可得到：
A·(Vfb－B)＝Tah/Tbh…(5)。
另外，在系统设计(确定规格)的阶段，确定Tah/Tbh(＝Kcpr)的范围和与其对应的Vfb电压的范围。Tah/Tbh的最小值(＝Kcpr_min)是无负载时且谐振电流Icr仅为励磁电流的情况，因此为1。Tah/Tbh的最大值在此设为例如10。接着，确定与Tah/Tbh的最小值对应的Vfb电压的最小值Vfb_min和与Tah/Tbh的最大值对应的Vfb电压的最大值Vfb_max。在此，利用在该实施方式的控制IC10中设定于VF端子的最小值和最大值，例如Vfb_min＝1V，Vfb_max＝3V。如果将这些值代入上述的式(5)则获得联立方程式，因此求解该联立方程式而能够分别求出常数A、常数B。应予说明，在此，对于高侧的情况进行了说明，但低侧的情况也是同样。
另外，为了进一步简化控制的说明，如果将常数A,B设为常数k，则上述的式(3)和式(4)表示为：
Tah＝k·Vfb·Tbh…(6)
Tal＝k·Vfb·Tbl…(7)。
据此，谐振电流反转后时间Tah由将谐振电流反转前时间Tbh与Vbf电压相乘来确定，谐振电流反转后时间Tal由将谐振电流反转前时间Tbl与Vbf电压相乘来确定。
接着，参照图7的(A)对图5所示的数字控制电路20的通常控制时的动作进行说明。在此，例如，假设低侧的驱动信号Vlo处于指示开关元件Q2导通的开启状态，高侧的驱动信号Vho处于指示开关元件Q1关断的关闭状态而进行说明。在该状态下，假设在时刻t1，数字比较器30输出关闭信号OFF_l，驱动信号生成部31输出使开关元件Q2关断的驱动信号Vlo。在该时刻t1下，以数字比较器30输出了关闭信号OFF_l为契机，Tbh计数器21开始计数动作并且死区时间计数器26也开始计数动作。
在时刻t2下，如果死区时间计数器26时间结束而输出开启信号ON_h，则驱动信号生成部25输出的驱动信号Vho从关闭状态转变到开启状态。
接着，在时刻t3下，如果表示谐振电流Icr从负极性反转到了正极性的电流反转信号Sinv被输入到Tbh计数器21，则Tbh计数器21结束计数动作。以该Tbh计数器21结束了计数动作为契机，目标值计算部22计算目标值Tah_t并且Tah计数器23开始计数动作。应予说明，在数字控制电路20的处理速度足够快的情况下，Tah计数器23也可以从结束由目标值计算部22所进行的目标值Tah_t的计算起开始计数动作。但是，在数字控制电路20的处理速度慢的情况下，可以使目标值计算部22所进行的目标值Tah_t的计算和Tah计数器23所进行的计数动作同时开始而进行并行处理。
接着，在时刻t4下如果Tah计数器23的计数值达到目标值计算部22的目标值Tah_t，则数字比较器24输出关闭信号OFF_h。由此，驱动信号生成部25输出使开关元件Q1关断的驱动信号Vho。另外，关闭信号OFF_h被供给到低侧的Tbl计数器27和死区时间计数器32，Tbl计数器27开始计数并且死区时间计数器32也开始计数动作。
下一个半周期的情况也与高侧的控制动作相同。即，在时刻t5下，如果死区时间计数器32时间结束，则驱动信号Vlo从关闭状态转变到开启状态，在时刻t6下Tbl计数器27结束计数动作。以该Tbl计数器27结束了计数动作为契机，目标值计算部28计算目标值Tal_t并且Tal计数器29开始计数动作。在时刻t7下如果Tal计数器29的计数值达到目标值计算部28的目标值Tal_t，则数字比较器30输出关闭信号OFF_l，驱动信号生成部31输出使开关元件Q2关断的驱动信号Vlo。在该时刻t7以后，重复时刻t1至时刻t7的控制。
在数字控制电路20为无负载控制时，LLC电流谐振转换器的谐振电流Icr仅成为与从初级侧向次级侧输送电力无关的励磁电流Im，在此情况下，如图7的(B)所示，励磁电流Im线性地变化。即，在时刻t11下如果数字比较器30输出关闭信号OFF_l，驱动信号生成部31输出使得关断的驱动信号Vlo，则Tbh计数器21开始计数动作并且死区时间计数器26也开始计数动作。
在时刻t12下如果死区时间计数器26时间结束而输出开启信号ON_h，则驱动信号生成部25输出的驱动信号Vho从关闭状态转变为开启状态。
在时刻t13下如果谐振电流Icr极性反转，则Tbh计数器21结束计数动作，目标值计算部22计算目标值Tah_t，Tah计数器23开始计数动作。
在时刻t14下如果Tah计数器23的计数值达到目标值计算部22的目标值Tah_t，则数字比较器24输出关闭信号OFF_h，驱动信号生成部25输出使开关元件Q1关断的驱动信号Vho。在该t14的时刻下，低侧的Tbl计数器27开始计数动作并且死区时间计数器32也开始计数动作。
在时刻t15下如果死区时间计数器32时间结束，则驱动信号Vlo从关闭状态转变为开启状态，在时刻t16下如果谐振电流Icr极性反转，则Tbl计数器27结束计数动作。此时，目标值计算部28计算目标值Tal_t，Tal计数器29开始计数动作。在时刻t17下如果Tal计数器29的计数值达到目标值计算部28的目标值Tal_t，则数字比较器30输出关闭信号OFF_l，驱动信号生成部31输出关闭状态的驱动信号Vlo。在该时刻t17以后，重复时刻t11至时刻t17的控制。
如此，在数字控制电路20，在该开关电源装置的负载例如从无负载状态突变至通常负载状态的情况下，能够以半周期的单位瞬时地将控制从图7的(B)的状态切换为图7的(A)的状态。由此，该数字控制电路20能够在负载发生了变化时没有响应延迟地进行跟随控制。而且，如上述的式(6)和式(7)可知，FB电压的动作点不依赖于电源的输入电压和谐振电路的LC常数，因此无需针对每个规格不同的开关电源装置设计电源常数，电源常数设计的灵活性高。
[第二实施方式]
第二实施方式的开关电源装置与第一实施方式的开关电源装置相比，对谐振电流反转后时间Tah,Tal的求出方法进行了改变。即，在第一实施方式的开关电源装置中，基于将作为从半周期的开始时间点起计数而得的时间信息的谐振电流反转前时间Tbh,Tbl与在半周期的开始时获取到的FB电压相乘来计算谐振电流反转后时间Tah,Tal。与此相对，在第二实施方式中，使用对最近连续的多个半周期的时间平均化而得的平均时间作为从半周期的开始时间点起计数而得的时间信息。具体来说，第二实施方式的谐振电流反转后时间Tah,Tal是基于将该平均时间与在半周期的开始时获取到的FB电压相乘而计算出的。应予说明，第二实施方式的开关电源装置的整体构成和控制IC的构成，与第一实施方式的开关电源装置的整体构成(图1)和控制IC10的构成(图2)相同。因此，对于第二实施方式的开关电源装置，从控制IC10的数字控制电路的动作开始进行说明。
图8是示出第二实施方式中的数字控制电路的开关动作的流程图，图9是示出第二实施方式的半周期平均值计算动作的流程图，图10是示出第二实施方式中的数字控制电路的输入输出波形的示例的图。
在数字控制电路20a中，首先，通过使低侧的驱动信号Vlo关闭，使低侧的开关元件Q2关断，从而开始开关动作(步骤S21)。应予说明，图10示出开关动作的开始后的数字控制电路20a的输入输出波形而并非开关动作开始时的所述输入输出波形。在该低侧的驱动信号Vlo的关闭动作时，数字控制电路20a对反馈信号Dfb进行采样，而求出用于计算高侧的谐振电流反转后时间Tah的FB电压Vfbh(步骤S22)。
接着，数字控制电路20a开始死区时间的计数动作(步骤S23)，在预定时间之后，结束死区时间的计数动作(步骤S24)。在计数动作结束的同时，数字控制电路20a使高侧的驱动信号Vho变为指示关闭的状态而导通高侧的开关元件Q1(步骤S25)。
接着，数字控制电路20a判断电流反转信号Sinv的极性是否从负反转到了正(步骤S26)，在电流反转信号Sinv未进行反转的情况下，等待直到进行反转为止。
接着，在电流反转信号Sinv进行了反转的情况下，数字控制电路20a计算高侧的谐振电流反转后时间Tah的目标值Tah_t(步骤S27)。该高侧的谐振电流反转后时间Tah的目标值Tah_t通过下述式(8)而计算出：
Tah_t＝k·Vfbh·Tco…(8)。
在此，k为常数，Vfbh为步骤S22中通过采样而求出的FB电压，Tco为通过与该开关动作并行进行动作的图9的半周期平均值计算动作而求出的半周期平均值。接着，数字控制电路20a开始高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作(步骤S28)。应予说明，该谐振电流反转后时间Tah的计数动作也可以在电流反转信号Sinv进行反转之后与目标值Tah_t的计算同时开始。
接着，数字控制电路20a判断谐振电流反转后时间Tah的计数值是否达到了其目标值Tah_t(步骤S29)。如果谐振电流反转后时间Tah的计数值未达到其目标值Tah_t，则数字控制电路20a继续高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作直到谐振电流反转后时间Tah的计数值达到其目标值Tah_t为止。
如果谐振电流反转后时间Tah的计数值达到其目标值Tah_t而求出：
Tah＝k·Vfbh·Tco…(9)，
则数字控制电路20a结束高侧的谐振电流反转后时间Tah的计数动作(步骤S30)。另外，数字控制电路20a同时使高侧的驱动信号Vho变为指示关闭的状态而将高侧的开关元件Q1关断(步骤S31)。
接着，数字控制电路20a对反馈信号Dfb进行采样而求出用于计算低侧的谐振电流反转后时间Tal的FB电压Vfbl(步骤S32)。
接着，数字控制电路20a开始死区时间的计数动作(步骤S33)，在预定时间之后，结束死区时间的计数动作(步骤S34)。在结束计数动作的同时，数字控制电路20a使低侧的驱动信号Vlo变为指示关闭的状态而将低侧的开关元件Q2导通(步骤S35)。
接着，数字控制电路20a判断电流反转信号Sinv的极性是否从正反转到了负(步骤S36)，在电流反转信号Sinv未进行反转的情况下，等待直到进行反转为止。
接着，在电流反转信号Sinv进行了反转的情况下，数字控制电路20a计算低侧的谐振电流反转后时间Tal的目标值Tal_t(步骤S37)。该高侧的谐振电流反转后时间Tal的目标值Tal_t通过下述式(10)而计算出：
Tal_t＝k·Vfbl·Tco…(10)。
在此，k为常数，Vfbl为在步骤S22中通过采样而求出的FB电压，Tco为通过图9的半周期平均值计算动作而求出的半周期平均值。接着，数字控制电路20a开始低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作(步骤S38)。应予说明，该谐振电流反转后时间Tal的计数动作也可以在电流反转信号Sinv进行反转之后与目标值Tal_t的计算同时开始。
接着，数字控制电路20a判断谐振电流反转后时间Tal的计数值是否达到了其目标值Tal_t(步骤S39)。如果谐振电流反转后时间Tal的计数值未达到其目标值Tal_t，则数字控制电路20a继续高侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作直到谐振电流反转后时间Tal的计数值达到其目标值Tal_t为止。
如果谐振电流反转后时间Tal的计数值达到其目标值Tal_t而求出：
Tal＝k·Vfbl·Tco…(11)，
则数字控制电路20a结束低侧的谐振电流反转后时间Tal的计数动作(步骤S40)。接着，该开关动作返回到步骤S21，重复步骤S21～S40的处理。
接着，对图9所示的半周期平均值Tco的计算处理进行说明。
首先，数字控制电路20a在开关电源装置的启动时进行半周期平均值Tco的初始值设定(步骤S41)。在该初始值设定中，以能够在开关电源装置刚启动后紧接着求出半周期平均值Tco的方式，在存储半周期的计数值的空的寄存器中设定半周期的临时计数值。可设定开关频率成为最大的最小半周期的值作为临时计数值，由此，实现了开关电源装置的软启动。
接着，数字控制电路20a判断低侧的开关元件Q2是否被关断(步骤S42)。在低侧的开关元件Q2未被关断的情况下，等待直到低侧的开关元件Q2被关断为止。
接着，如果判断为低侧的开关元件Q2被关断，则数字控制电路20a结束低侧周期Tcl的计数并保持其计数值(步骤S43)。另外，数字控制电路20a同时开始高侧周期Tch的计数(步骤S44)。
接着，数字控制电路20a判断高侧的开关元件Q1是否被关断(步骤S45)。在高侧的开关元件Q1未被关断的情况下，等待直到低侧的开关元件Q2被关断为止。
接着，如果判断为高侧的开关元件Q1被关断，则数字控制电路20a结束高侧周期Tch的计数并保持其计数值(步骤S46)。
由此，由于获得了最近1个周期的计数值，因此数字控制电路20a根据该计数值和已经获得的连续的预定周期的计数值来计算开关动作中的半周期的平均值Tco(步骤S47)。该低侧和高侧的半周期的平均值Tco通过下述公式1来表示：
[公式1]
Figure BDA0002295314440000201
在此，N是用于平均的开关周期数，Tcli是低侧的半周期宽度(从高侧的关断起至低侧的关断为止)，Tchi是高侧的半周期宽度(从低侧的关断起至高侧的关断为止)。应予说明，也可以仅根据与半周期的开始前的1个周期的长度的一半相当的平均时间来计算平均值Tco。
接着，数字控制电路20a开始低侧周期Tcl的计数(步骤S48)。接着，该半周期平均值Tco的计算处理返回到步骤S42，重复步骤S42～S48的处理。
以上的数字控制电路20a的处理功能是利用控制IC10所具有的计算机的处理器和存储器来实施的。或者，通过由以实现图8和图9的逻辑功能的方式设计出的FPGA等构成控制IC10，从而实施数字控制电路20a的处理功能。
如此，数字控制电路20a在每个开关半周期，通过FB电压Vfbl,Vfbh控制最近的连续的多个半周期的平均时间。通过在每个开关半周期计算低侧的谐振电流反转后时间Tal和高侧的谐振电流反转后时间Tah，数字控制电路20a能够改善对于负载突变的响应性。另外，由于在计算谐振电流反转后时间Tal,Tah时，与FB电压Vfbl,Vfbh相乘的值为其自身不发生突变的平均时间，因此数字控制电路20a能够进行比较稳定的控制。
接着，对数字控制电路20a的具体的构成例进行说明。
图11是示出第二实施方式的数字控制电路的功能的构成例的框图，图12是示出FB电压与负载之间的关系的图。
数字控制电路20a具有Tch计数器41、目标值计算部42、Tah计数器43、数字比较器44、驱动信号生成部45和死区时间计数器46用于高侧。另外，数字控制电路20a具有用于高侧和低侧的Tco计算部47。而且，数字控制电路20a具有Tcl计数器48、目标值计算部49、Tal计数器50、数字比较器51、驱动信号生成部52和死区时间计数器53用于低侧。
Tch计数器41是对高侧周期Tch进行计数的计数器，在其Stop端子连接有数字比较器44的输出端子，在其Start端子连接有数字比较器51的输出端子。Tcl计数器48是对低侧周期Tcl进行计数的计数器，在其Stop端子连接有数字比较器51的输出端子，在其Start端子连接有数字比较器44的输出端子。Tch计数器41和Tcl计数器48的输出端子连接于Tco计算部47的输入端子。
Tco计算部47是计算半周期平均值Tco的计算部，其输出端子分别与目标值计算部42,49的第一输入端子连接。目标值计算部42,49的第二输入端子连接于模拟数字转换器ADC的输出端子，以接收反馈信号Dfb。目标值计算部42接收来自Tco计算部47的半周期平均值Tco和反馈信号Dfb(FB电压)而输出目标值Tah_t，目标值计算部49接收来自Tco计算部47的半周期平均值Tco和反馈信号Dfb(FB电压)而输出目标值Tal_t。
应予说明，Tco计算部47构成为例如针对用于高侧和用于低侧而分别具有N个寄存器，并在每次计算出半周期的数据时依次进行保持而始终保持最新的2N个数据。半周期平均值Tco是在每次保持最新的2N个数据时，通过将这些数据相加后除以2N而求出的移动平均值，并在目标值计算部42,49中，被共用于目标值Tah_t,Tal_t的计算。
另外，输入到目标值计算部42,49的反馈信号Dfb根据负载的轻重Po而变化。即，如图12所示，Vfb电压(FB电压)与负载的轻重Po具有随着负载的轻重Po变重而Vfb电压(FB电压)逐渐饱和这样的关系。在此，在该实施方式中，FB电压的动作范围设定为1.0～2.0伏特(V)。在此情况下，由于谐振电流反转后时间Ta与半周期平均值Tco的比Ta/Tco为0.5～1，因此根据式(9)和式(11)，常数k为0.5。
Tah计数器43和Tal计数器50的输入端子分别连接于比较器Comp的输出端子，以接收电流反转信号Sinv。Tah计数器43的输出端子连接于数字比较器44的第一输入端子，Tal计数器50的输出端子连接于数字比较器51的第一输入端子。数字比较器44的第二输入端子连接于目标值计算部42的输出端子，数字比较器51的第二输入端子连接于目标值计算部49的输出端子。
数字比较器44将Tah计数器43计数而得的计数值与目标值计算部42计算出的谐振电流反转后时间Tah的长度即目标值Tah_t进行比较，在两者一致时，输出高侧的关闭信号OFF_h。数字比较器51将Tal计数器50计数而得的计数值与目标值计算部49计算出的谐振电流反转后时间Tal的长度即目标值Tal_t进行比较，在两者一致时，输出低侧的关闭信号OFF_l。
高侧用的数字比较器44输出的关闭信号OFF_h用于开始Tcl计数器48的计数动作并且用于停止Tch计数器41的计数动作。低侧用的数字比较器51输出的关闭信号OFF_l用于开始Tch计数器41的计数动作并且用于停止Tcl计数器48的计数动作。
另外，高侧用的数字比较器44的输出端子连接于低侧用的死区时间计数器53的输入端子，低侧用的数字比较器51的输出端子连接于高侧用的死区时间计数器46的输入端子。死区时间计数器46如果接收到来自数字比较器51的关闭信号OFF_l，则开始死区时间的计数动作，并在预定时间之后时间结束时，输出开启信号ON_h。死区时间计数器53如果接收到来自数字比较器44的关闭信号OFF_h，则开始死区时间的计数动作，并在预定时间之后时间结束时，输出开启信号ON_l。
数字比较器44和死区时间计数器46的输出端子连接于驱动信号生成部45的输入端子，驱动信号生成部45的输出端子连接于缓冲电路Buf1的输入端子。驱动信号生成部45如果接收到来自死区时间计数器46的开启信号ON_h则输出上升的驱动信号Vho，如果接收到来自数字比较器44的关闭信号OFF_h，则输出下降的驱动信号Vho。数字比较器51和死区时间计数器53的输出端子连接于驱动信号生成部52的输入端子，驱动信号生成部52的输出端子连接于缓冲电路Buf2的输入端子。驱动信号生成部52如果接收到来自死区时间计数器53的开启信号ON_l则输出上升的驱动信号Vlo，如果接收到来自数字比较器51的关闭信号OFF_l，则输出下降的驱动信号Vlo。
如此，在数字控制电路20a，即使在该开关电源装置的负载例如从无负载状态突变到通常负载状态的情况下，通过以半周期的单位进行控制，从而能够没有响应延迟地进行跟随控制。而且，FB电压的动作点不依赖于电源的输入电压和谐振电路的LC常数，因此无需针对每个规格不同的开关电源装置设计电源常数，电源常数设计的灵活性高。应予说明，在上述记载中，作为从半周期的开始时间点起计数而得的时间信息，在第一实施方式中使用从半周期的开始起至谐振电流进行极性反转为止的谐振电流反转前时间，在第二实施方式中使用对最近连续的预定数量的半周期的时间平均化而得的平均时间，但也可以使用其他的从半周期的开始时间点起计数而得的时间信息。另外，还可以使用从半周期的开始时间点前后起计数而得的时间信息。
关于上述内容，仅示出本发明的原理。而且，对本领域技术人员而言，可以进行大量变形、改变，本发明不限于在上述示出且说明的准确的构成和应用例，所有对应的变形例和等价物被视为所附的权利要求和其等价物所确定的本发明的范围。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，所述开关电源装置的控制方法包括：
检测所述谐振电路的谐振电流，
从输出直流电压的输出电路获取反馈信号，所述反馈信号表示输出电压与其目标电压之间的误差，
将从所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行关断起至所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件进行关断为止作为半周期，基于将从所述半周期的开始时间点起计数而得的时间信息与在所述半周期的开始时获取到的所述反馈信号相乘来计算在所述半周期中从所述谐振电流进行了极性反转时起至所述半周期结束为止的谐振电流反转后时间，并在从所述谐振电流进行了极性反转时起经过计算出的所述谐振电流反转后时间之后，关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述时间信息是从所述半周期的开始起至所述谐振电流进行极性反转为止的谐振电流反转前时间。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述谐振电流反转后时间通过如下方法求出：计算所述谐振电流反转前时间，并根据计算出的所述谐振电流反转前时间和所述反馈信号来计算所述谐振电流反转后时间的目标值，根据从所述谐振电流进行了极性反转时起进行计数而得的计数值与所述目标值一致时的所述计数值来求出所述谐振电流反转后时间。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述时间信息是对最近连续的预定数量的半周期的时间进行平均化而得的平均时间。
5.根据权利要求4所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述谐振电流反转后时间通过如下方法求出：计算所述平均时间，并根据计算出的所述平均时间和所述反馈信号来计算所述谐振电流反转后时间的目标值，根据从所述谐振电流进行了极性反转时起进行计数而得的计数值与所述目标值一致时的所述计数值来求出所述谐振电流反转后时间。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，通过保持在所述第一开关元件和所述第二开关元件每次关断时求出的半周期的长度，将所保持的预定数量的半周期的长度进行平均化，从而求出所述平均时间。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，通过启动时开关频率成为最大的最小半周期的值而对保持半周期的长度的寄存器进行初始设定。
8.[修改后]一种开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备：对半桥电路的高侧的第一开关元件进行驱动的第一驱动信号生成部、以及对半桥电路的低侧的第二开关元件进行驱动的第二驱动信号生成部，
所述半桥电路设置于具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，
所述开关电源装置的控制电路具有：
谐振电流检测单元，其接收对所述谐振电路的谐振电流进行转换而得的信号；
反馈信号检测单元，其从输出直流电压的输出电路获取反馈信号，所述反馈信号表示输出电压与其目标电压之间的误差；以及
控制单元，其将从所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行关断起至所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件进行关断为止作为半周期，基于将从所述半周期的开始时间点起计数而得的时间信息与在所述半周期的开始时获取到的所述反馈信号相乘来计算在所述半周期中从所述谐振电流进行了极性反转时起至所述半周期结束为止的谐振电流反转后时间，并在从所述谐振电流进行了极性反转时起经过计算出的所述谐振电流反转后时间之后，关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
9.[修改后]一种开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备：对半桥电路的高侧的第一开关元件进行驱动的第一驱动信号生成部、以及对半桥电路的低侧的第二开关元件进行驱动的第二驱动信号生成部，
所述半桥电路设置于具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，
所述开关电源装置的控制电路具有：
谐振电流检测单元，其接收对所述谐振电路的谐振电流进行转换而得的信号；
反馈信号检测单元，其从输出直流电压的输出电路获取反馈信号，所述反馈信号表示输出电压与其目标电压之间的误差；以及
控制单元，其基于将从所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行关断起计数而得的时间信息与所述反馈信号相乘，来计算从所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行关断起至所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件进行关断为止的关断时间，并基于所述关断时间将所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件关断。
10.一种开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，
所述开关电源装置的控制电路具备：
第一电流反转前时间计数器和第二电流反转前时间计数器，其以所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行了关断为契机，开始计数动作，并以检测到的在所述谐振电路流通的谐振电流进行了极性反转为契机停止计数动作；
第一目标值计算部和第二目标值计算部，其根据谐振电流反转前时间和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号来计算表示谐振电流反转后时间的长度的目标值，所述谐振电流反转前时间是所述第一电流反转前时间计数器的计数值和所述第二电流反转前时间计数器的计数值；
第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以所述第一电流反转前时间计数器或者所述第二电流反转前时间计数器结束了计数动作为契机开始计数动作；以及
第一比较器和第二比较器，其将所述第一电流反转后时间计数器或者所述第二电流反转后时间计数器的计数值与所述目标值进行比较，在一致时关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
11.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备：
上拉电路，其利用电路内部的基准电压将输入信号进行上拉，所述输入信号是通过与所述谐振电容器并联连接的分流电路将所述谐振电流进行分流并转换为检测电压而得到的信号；以及
第三比较器，其将通过该上拉电路将所述输入信号上拉而得的电压与将所述基准电压以预定的分压比进行分压而得的电压进行比较而输出表示所述谐振电流进行了极性反转的信号。
12.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备模拟数字转换器，所述模拟数字转换器将从所述输出电路反馈而得的所述误差信号转换为数字信号而向所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部输入。
13.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一死区时间计数器和第二死区时间计数器，所述第一死区时间计数器和所述第二死区时间计数器接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件的关断信号而对死区时间进行计数。
14.根据权利要求13所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一驱动信号生成部和第二驱动信号生成部，所述第一驱动信号生成部和所述第二驱动信号生成部接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件的关断信号以及所述第一死区时间计数器或者所述第二死区时间计数器输出的导通信号，而输出用于驱动所述第一开关元件或者所述第二开关元件的驱动信号。
15.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述误差信号是随着从所述输出电路输出的所述直流电压变得越大于目标值而变得越大的信号，所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部通过所述谐振电流反转前时间与从所述误差信号减去预定的值而得的差值相乘的结果来计算所述目标值。
16.[修改后]一种开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，
所述开关电源装置的控制电路具备：
第一计数器，其以所述第一开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以所述第二开关元件进行了关断为契机停止计数动作；
第二计数器，其以所述第二开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以所述第一开关元件进行了关断为契机停止计数动作；
半周期平均值计算部，其计算平均时间，所述平均时间是对通过所述第一计数器和所述第二计数器进行计数而得的最近连续的预定数量的半周期的时间进行平均化而得；
第一目标值计算部和第二目标值计算部，其基于所述半周期平均值计算部计算出的半周期平均值和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号，来计算目标值，所述目标值表示从谐振电流进行极性反转起至所述第一开关元件或者所述第二开关元件进行关断为止的谐振电流反转后时间的长度；
第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以所述谐振电流进行了极性反转为契机开始计数动作；以及
第一比较器和第二比较器，其将所述第一电流反转后时间计数器或者所述第二电流反转后时间计数器的计数值与所述目标值进行比较，在一致时关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
17.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备：
上拉电路，其利用电路内部的基准电压将输入信号进行上拉，所述输入信号是通过与所述谐振电容器并联连接的分流电路将所述谐振电流进行分流并转换为检测电压而得到的信号；以及
第三比较器，其将通过该上拉电路将所述输入信号上拉而得的电压与将所述基准电压以预定的分压比进行分压而得的电压进行比较而输出表示所述谐振电流进行了极性反转的信号。
18.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备模拟数字转换器，所述模拟数字转换器将从所述输出电路反馈而得的所述误差信号转换为数字信号而向所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部输入。
19.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一死区时间计数器和第二死区时间计数器，所述第一死区时间计数器和所述第二死区时间计数器接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件的关断信号而对死区时间进行计数。
20.根据权利要求19所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一驱动信号生成部和第二驱动信号生成部，所述第一驱动信号生成部和所述第二驱动信号生成部接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件的关断信号以及所述第一死区时间计数器或者所述第二死区时间计数器输出的导通信号，而输出用于驱动所述第一开关元件或者所述第二开关元件的驱动信号。
21.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述误差信号是随着连接于所述输出电路的负载的轻重变重而变大的信号，所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部通过所述半周期平均值与所述误差信号相乘的结果来计算所述目标值。

Claims (21)

1.一种开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，所述开关电源装置的控制方法包括：
检测所述谐振电路的谐振电流，
从输出直流电压的输出电路获取反馈信号，所述反馈信号表示输出电压与其目标电压之间的误差，
将从所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行关断起至所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件进行关断为止作为半周期，基于将从所述半周期的开始时间点起计数而得的时间信息与在所述半周期的开始时获取到的所述反馈信号相乘来计算在所述半周期中从所述谐振电流进行了极性反转时起至所述半周期结束为止的谐振电流反转后时间，并在从所述谐振电流进行了极性反转时起经过计算出的所述谐振电流反转后时间之后，关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述时间信息是从所述半周期的开始起至所述谐振电流进行极性反转为止的谐振电流反转前时间。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述谐振电流反转后时间通过如下方法求出：计算所述谐振电流反转前时间，并根据计算出的所述谐振电流反转前时间和所述反馈信号来计算所述谐振电流反转后时间的目标值，根据从所述谐振电流进行了极性反转时起进行计数而得的计数值与所述目标值一致时的所述计数值来求出所述谐振电流反转后时间。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述时间信息是对最近连续的预定数量的半周期的时间进行平均化而得的平均时间。
5.根据权利要求4所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，所述谐振电流反转后时间通过如下方法求出：计算所述平均时间，并根据计算出的所述平均时间和所述反馈信号来计算所述谐振电流反转后时间的目标值，根据从所述谐振电流进行了极性反转时起进行计数而得的计数值与所述目标值一致时的所述计数值来求出所述谐振电流反转后时间。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，通过保持在所述第一开关元件和所述第二开关元件每次关断时求出的半周期的长度，将所保持的预定数量的半周期的长度进行平均化，从而求出所述平均时间。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，通过启动时开关频率成为最大的最小半周期的值而对保持半周期的长度的寄存器进行初始设定。
8.一种开关电源装置，其特征在于，具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路、以及对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行控制的控制电路，
所述控制电路具有：
第一电流反转前时间计数器和第二电流反转前时间计数器，其以所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以检测到的在所述谐振电路流通的谐振电流进行了极性反转为契机停止计数动作；
第一目标值计算部和第二目标值计算部，其根据谐振电流反转前时间和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号来计算表示谐振电流反转后时间的长度的目标值，所述谐振电流反转前时间是所述第一电流反转前时间计数器的计数值和所述第二电流反转前时间计数器的计数值；
第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以所述第一电流反转前时间计数器或者所述第二电流反转前时间计数器结束了计数动作为契机开始计数动作；以及
第一比较器和第二比较器，其将所述第一电流反转后时间计数器或者所述第二电流反转后时间计数器的计数值与所述目标值进行比较，在一致时关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
9.一种开关电源装置，其特征在于，具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路、以及对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行控制的控制电路，
所述控制电路具有：
第一计数器，其以所述第一开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以所述第二开关元件进行了关断为契机停止计数动作；
第二计数器，其以所述第二开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以所述第一开关元件进行了关断为契机停止计数动作；
半周期平均值计算部，其计算平均时间，所述平均时间是对通过所述第一计数器和所述第二计数器进行计数而得的最近连续的预定数量的半周期的时间进行平均化而得；
第一目标值计算部和第二目标值计算部，其基于所述半周期平均值计算部计算出的半周期平均值和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号，来计算目标值，所述目标值表示从所述谐振电流进行极性反转起至所述第一开关元件或者所述第二开关元件进行关断为止的谐振电流反转后时间的长度；
第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以所述谐振电流进行了极性反转为契机开始计数动作；以及
第一比较器和第二比较器，其将所述第一计数器或者所述第二计数器的计数值与所述目标值进行比较，在一致时关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
10.一种开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，
所述开关电源装置的控制电路具备：
第一电流反转前时间计数器和第二电流反转前时间计数器，其以所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件进行了关断为契机，开始计数动作，并以检测到的在所述谐振电路流通的谐振电流进行了极性反转为契机停止计数动作；
第一目标值计算部和第二目标值计算部，其根据谐振电流反转前时间和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号来计算表示谐振电流反转后时间的长度的目标值，所述谐振电流反转前时间是所述第一电流反转前时间计数器的计数值和所述第二电流反转前时间计数器的计数值；
第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以所述第一电流反转前时间计数器或者所述第二电流反转前时间计数器结束了计数动作为契机开始计数动作；以及
第一比较器和第二比较器，其将所述第一电流反转后时间计数器或者所述第二电流反转后时间计数器的计数值与所述目标值进行比较，在一致时关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
11.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备：
上拉电路，其利用电路内部的基准电压将输入信号进行上拉，所述输入信号是通过与所述谐振电容器并联连接的分流电路将所述谐振电流进行分流并转换为检测电压而得到的信号；以及
第三比较器，其将通过该上拉电路将所述输入信号上拉而得的电压与将所述基准电压以预定的分压比进行分压而得的电压进行比较而输出表示所述谐振电流进行了极性反转的信号。
12.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备模拟数字转换器，所述模拟数字转换器将从所述输出电路反馈而得的所述误差信号转换为数字信号而向所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部输入。
13.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一死区时间计数器和第二死区时间计数器，所述第一死区时间计数器和所述第二死区时间计数器接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件的关断信号而对死区时间进行计数。
14.根据权利要求13所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一驱动信号生成部和第二驱动信号生成部，所述第一驱动信号生成部和所述第二驱动信号生成部接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件的关断信号以及所述第一死区时间计数器或者所述第二死区时间计数器输出的导通信号，而输出用于驱动所述第一开关元件或者所述第二开关元件的驱动信号。
15.根据权利要求10所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述误差信号是随着从所述输出电路输出的所述直流电压变得越大于目标值而变得越大的信号，所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部通过所述谐振电流反转前时间与从所述误差信号减去预定的值而得的差值相乘的结果来计算所述目标值。
16.一种开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置具备：将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而构成的半桥电路、以及具有谐振电感器和谐振电容器的谐振电路，
所述开关电源装置的控制电路具备：
第一计数器，其以所述第一开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以所述第二开关元件进行了关断为契机停止计数动作；
第二计数器，其以所述第二开关元件进行了关断为契机开始计数动作，并以所述第一开关元件进行了关断为契机停止计数动作；
半周期平均值计算部，其计算平均时间，所述平均时间是对通过所述第一计数器和所述第二计数器进行计数而得的最近连续的预定数量的半周期的时间进行平均化而得；
第一目标值计算部和第二目标值计算部，其基于所述半周期平均值计算部计算出的半周期平均值和从输出直流电压的输出电路反馈而得的误差信号，来计算目标值，所述目标值表示从所述谐振电流进行极性反转起至所述第一开关元件或者所述第二开关元件进行关断为止的谐振电流反转后时间的长度；
第一电流反转后时间计数器和第二电流反转后时间计数器，其以所述谐振电流进行了极性反转为契机开始计数动作；以及
第一比较器和第二比较器，其将所述第一电流反转后时间计数器或者所述第二电流反转后时间计数器的计数值与所述目标值进行比较，在一致时关断所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件。
17.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备：
上拉电路，其利用电路内部的基准电压将输入信号进行上拉，所述输入信号是通过与所述谐振电容器并联连接的分流电路将所述谐振电流进行分流并转换为检测电压而得到的信号；以及
第三比较器，其将通过该上拉电路将所述输入信号上拉而得的电压与将所述基准电压以预定的分压比进行分压而得的电压进行比较而输出表示所述谐振电流进行了极性反转的信号。
18.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备模拟数字转换器，所述模拟数字转换器将从所述输出电路反馈而得的所述误差信号转换为数字信号而向所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部输入。
19.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一死区时间计数器和第二死区时间计数器，所述第一死区时间计数器和所述第二死区时间计数器接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的一个开关元件的关断信号而对死区时间进行计数。
20.根据权利要求19所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述开关电源装置的控制电路具备第一驱动信号生成部和第二驱动信号生成部，所述第一驱动信号生成部和所述第二驱动信号生成部接收所述第一比较器或者所述第二比较器输出的所述第一开关元件和所述第二开关元件中的另一个开关元件的关断信号以及所述第一死区时间计数器或者所述第二死区时间计数器输出的导通信号，而输出用于驱动所述第一开关元件或者所述第二开关元件的驱动信号。
21.根据权利要求16所述的开关电源装置的控制电路，其特征在于，所述误差信号是随着连接于所述输出电路的负载的轻重变重而变大的信号，所述第一目标值计算部和所述第二目标值计算部通过所述半周期平均值与所述误差信号相乘的结果来计算所述目标值。
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