CN111052580A

CN111052580A - 开关电源装置

Info

Publication number: CN111052580A
Application number: CN201880050423.0A
Authority: CN
Inventors: 陈建
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2018-02-15
Filing date: 2018-12-27
Publication date: 2020-04-21
Anticipated expiration: 2038-12-27
Also published as: US20200169175A1; WO2019159551A1; US11063521B2; JP6801816B2; CN111052580B; JPWO2019159551A1

Abstract

在开关电源装置中，利用控制IC的外置电路来修正从开关元件接收到关断指令起到实际进行关断为止的延迟。在具备在变压器(T1)的初级侧设置辅助线圈(P2)，并利用由电阻(R3、R4)形成的分压电路对由电流谐振动作而在辅助线圈(P2)产生的电压进行分压，将分压得到的电压作为用于设定开关元件(Qa、Qb)的关断的时刻的谐振电压的检测电压而提供给控制IC(12)的电流谐振型的DC‑DC转换器的开关电源装置中，将相位修正用电容器(Cvw)设置于辅助线圈(P2)与分压电路之间而使分压电路的电压的相位比辅助线圈(P2)的电压提前，从而修正上述延迟。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及具备电流谐振型的DC-DC转换器的开关电源装置，特别是涉及对开关元件的关断延迟进行了修正的开关电源装置。

背景技术

电流谐振型的DC-DC转换器的开关电源装置由于适于高效率化、薄型化，所以广泛用于液晶电视、AC-DC适配器等。该电流谐振型的DC-DC转换器的开关电源装置通常具备将两个开关元件串联连接而成的半桥电路、谐振电路、直流电压输出电路和控制IC(Integrated Circuit：集成电路)。谐振电路由谐振电容器、谐振电感器、变压器的初级线圈的串联电路构成，大多数情况下，谐振电感器使用变压器的漏电感，但是也可以将独立的电感器置于变压器外部。

构成半桥电路的开关元件通过从控制IC的高侧驱动电路和低侧驱动电路输出的信号被交替地控制为导通、关断。通过将开关元件控制为导通、关断，从而控制谐振电路的谐振电流，并将该谐振电流传输到变压器的次级侧，通过直流电压输出电路而转换为直流的输出电压。该输出电压被并联稳压器用于与目标电压进行比较，并介由光电耦合器将该输出电压与目标电压之间的误差信号反馈到控制IC。控制IC以基于反馈的误差信号改变开关元件的开关频率而使输出电压成为目标电压的方式进行控制。

这里，控制IC向半桥电路的开关元件输出导通指令和关断指令，但是从控制IC输出导通指令和关断指令起到开关元件实际进行导通和关断为止存在延迟。

因此，公开了一种在驱动开关元件的动作频率中，使其相位比谐振电流成为零的时刻提前所期望的时间的谐振型转换器(例如，参照专利文献1)。

在该专利文献1所记载的谐振型转换器中，使用电流互感器来检测谐振电流波形，并使用PLL(Phase Locked Loop：锁相环)电路在检测出的谐振电流即将成为零的时刻之前将开关元件导通。虽然在该专利文献1中，考虑了开关元件的延迟时间的修正动作仅提及了将开关元件导通的时刻，但是在将开关元件关断的时刻也能够同样适用。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2005-151608号公报(第0018段、图2)

发明内容

技术问题

然而，为了检测谐振电流而使用电流互感器会成为开关电源装置成本上升的主要原因。此外，虽然用于相位调整的PLL电路实际设置在控制IC中，但是由于电路规模大，有时控制IC的成本会变高。

而且，从输出关断指令起到开关元件实际关断为止的延迟时间并非恒定，会根据开关电源装置的种类而有较大差异。例如，开关电源装置使用电流容量根据其输出容量的不同而不同的开关元件，但由于其开关元件不同，所以延迟时间也不同。此外，如果谐振电路的谐振电容器的电容不同，则延迟时间也会不同。因此，并不期望在一般用途的控制IC中加入使开关元件的关断指令一律提前的功能。

本发明是鉴于这一点而完成的，其目的在于提供能够利用置于控制IC外部的电路来修正开关元件的关断指令的延迟的开关电源装置。

技术方案

在本发明中，为了解决上述课题，提供一种开关电源装置，其具备：半桥电路，将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而成；电流谐振型的谐振电路，包括谐振电容器、谐振电感器和变压器的初级线圈；直流电压输出电路，对从谐振电路介由变压器而传输来的电力进行整流、平滑而使其成为直流的输出电压并进行输出；控制部，集成有控制第一开关元件和第二开关元件的导通、关断的功能；反馈电路，使输出电压与目标电压之间的误差信号反馈到控制部。本发明的开关电源装置具备变压器的辅助线圈；分压电路，将在辅助线圈产生的电压进行分压而作为谐振电压的检测信号提供给控制部；以及相位修正用电容器，连接于辅助线圈与分压电路之间。该相位修正用电容器使由分压电路进行分压而得到的电压的相位比在辅助线圈产生的电压的相位提前，从而修正关断指令的延迟。

技术效果

上述构成的开关电源装置能够仅通过以外置的方式追加相位修正用电容器来修正关断指令的延迟。此外，由于相位修正用电容器是外置的，所以具有能够针对根据开关电源装置的种类而不同的延迟，通过调整相位修正用电容器的电容值来容易地使其适配的优点。

本发明的上述及其他目的、特征和优点将通过作为本发明的例子而表示优选的实施方式的与附图关联的以下的说明而变得清楚。

附图说明

图1是示出具备应用了本发明的电流谐振型的DC-DC转换器的开关电源装置的构成例的电路图。

图2是示出控制IC的构成例的图。

图3是示出控制电路的构成例的图。

图4是示出关断阈值生成电路的输入输出特性的说明图。

图5是示出生成关断信号的时序的图。

图6是用于说明辅助线圈的电压与电阻分压电路所输出的电压之间的频率响应的图。

图7是示出关断阈值生成电路的另一构成例的图。

符号说明

10p、10n 输入端子

11n、11p 输出端子

12 控制IC

21 启动电路

22 控制电路

23 高侧驱动电路

24 低侧驱动电路

31 电平转换电路

32 关断阈值生成电路

33、34 比较器

35 驱动信号生成电路

41 模拟-数字转换器

42 数字阈值控制部

43、44 数字-模拟转换器

C1 输入电容器

C2、C3、C5 电容器

C6 谐振电容器

C10 输出电容器

C11 电容器

Cvw 相位修正用电容器

D2、D3、D4 二极管

P1 初级线圈

P2 辅助线圈

PC1 光电耦合器

Qa、Qb 开关元件

R1、R2、R3、R4、R6、R7、R8、R9、R10、Rvw3、Rvw4 电阻

S1、S2 次级线圈

SR1 并联稳压器

T1 变压器

具体实施方式

以下，参照附图对用于实施本发明的方式进行详细说明。应予说明，在以下的说明中，有时构成要素的端子名与其端子上的电压、信号等使用相同的符号。

图1是示出具备应用了本发明的电流谐振型的DC-DC转换器的开关电源装置的构成例的电路图，图2是示出控制IC的构成例的图，图3是示出控制电路的构成例的图，图4是示出关断阈值生成电路的输入输出特性的说明图，图5是示出生成关断信号的时序的图。

图1所示的开关电源装置在其输入端子10p、10n连接有输入电容器C1，接受例如由功率因数校正电路生成的高压且被设为恒定的直流的输入电压Vi。在输入端子10p、10n还连接有将高侧的开关元件Qa和低侧的开关元件Qb串联连接而构成的半桥电路。在图示的例子中，开关元件Qa、Qb使用N沟道MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。

开关元件Qa、Qb的共同的连接点连接于变压器T1的初级线圈P1的一个端子，初级线圈P1的另一个端子介由谐振电容器6连接于地。这里，位于变压器T1的初级线圈P1与次级线圈S1、S2之间的漏电感成分和谐振电容器C6构成谐振电路。应予说明，也可以不使用漏电感，而将与构成变压器T1的电感器不同的另一电感器与谐振电容器C6串联连接，将该电感器作为谐振电路的谐振电抗。

变压器T1的次级线圈S1的一个端子连接于二极管D3的阳极端子，次级线圈S2的一个端子连接于二极管D4的阳极端子。二极管D3、D4的阴极端子一同连接于输出电容器C10的正极端子和输出端子11p。输出电容器C10的负极端子连接于次级线圈S1、S2的共同的连接点和输出端子11n。次级线圈S1、S2、二极管D3、D4和输出电容器C10构成对在次级线圈S1、S2产生的交流电压进行整流、平滑而将其转换为直流的输出电压Vo的电路，并构成开关电源装置的输出电路。

输出电容器C10的正极端子介由电阻R8而连接于光电耦合器PC1的发光二极管的阳极端子，发光二极管的阴极端子连接于并联稳压器SR1的阴极端子。在发光二极管的阳极端子和阴极端子之间连接有电阻R6。并联稳压器SR1的阳极端子连接于输出端子11n。并联稳压器SR1具有连接于电阻R9、R10的连接点的参考端子，所述电阻R9、R10在输出电容器C10的正极端子与负极端子之间串联连接。并联稳压器SR1在参考端子与阴极端子之间连接有电阻R7和电容器C11的串联电路。

该并联稳压器SR1是使对应于将输出电压Vo(输出电容器C10的两端电压)分压而得的电位与内置的基准电压之间的差的电流在光电耦合器PC1的发光二极管流通的器件。由此，在发光二极管流通与输出电压Vo相对于目标电压的误差相当的电流。光电耦合器PC1的光电晶体管的集电极端子连接于控制IC12的FB端子，发射极端子连接于地，在集电极端子和发射极端子之间连接有电容器C2。

控制IC12为控制该开关电源装置的控制部，具有连接于输入电容器C1的正极端子的VH端子、连接于地的GND端子。控制IC12还具有介由电阻R1而连接于开关元件Qa的栅极端子的HO端子、介由电阻R2而连接于开关元件Qb的栅极端子的LO端子。控制IC12还具有作为高侧的电源端子的VB端子、作为高侧的基准电位端子的VS端子、作为低侧的电源端子的VCC端子和谐振电压检测用的VW端子。在VB端子与VS端子之间连接有电容器C5，VS端子连接于开关元件Qa、Qb的共同的连接点。VCC端子连接于电容器C3的正极端子，电容器C3的负极端子连接于地。VCC端子还连接于二极管D2的阳极端子，该二极管D2的阴极端子连接于VB端子。

变压器T1在其初级侧还具有辅助线圈P2。辅助线圈P2的一个端子连接于相位修正用电容器Cvw的一个端子，辅助线圈P2的另一个端子连接于地。相位修正用电容器Cvw的另一个端子连接于电阻R3的一个端子，电阻R3的另一个端子连接于电阻R4的一个端子，电阻R4的另一个端子连接于地。电阻R3、R4的共同的连接点连接于控制IC12的VW端子。

这样，在该开关电源装置中，在辅助线圈P2与由电阻R3、R4形成的分压电路之间设置相位修正用电容器Cvw，从而使从分压电路输出的电压的相位比在辅助线圈P2产生的电压的相位提前。

如图2所示，控制IC12具有启动电路21、控制电路22、高侧驱动电路23和低侧驱动电路24。启动电路21在其输入端子连接有VH端子而接收输入电压Vi，且输出端子连接于VCC端子和低侧驱动电路24而向低侧驱动电路24提供电压VCC。控制电路22与VW端子连接而接收电压Vvw，并与FB端子连接而接收电压Vfb。控制电路22还与高侧驱动电路23连接而输出高侧驱动信号hi_pre，并与低侧驱动电路24连接而输出低侧驱动信号lo_pre。高侧驱动电路23根据高侧驱动信号hi_pre来驱动高侧的Qa的开关元件Qa，低侧驱动电路24根据低侧驱动信号lo_pre来驱动低侧的开关元件Qb。

如图3所示，控制电路22具有电平转换电路31、关断阈值生成电路32、比较器33、34和驱动信号生成电路35。电平转换电路31具有一端与VW端子连接的电阻Rvw3和一端与内部电源VDD连接的电阻Rvw4，电阻Rvw3的另一端和电阻Rvw4的另一端连接在一起，构成电平转换电路31的输出端子。电平转换电路31的输出端子分别连接于比较器33的反相输入端子和比较器34的非反相输入端子，提供对电压Vvw进行电平转换而得的信号Vvwshift。

关断阈值生成电路32的输入端子与FB端子连接，被输入FB端子的电压Vfb。关断阈值生成电路32还具有输出高侧用的关断阈值信号Vvwth_fb_h的输出端子，该输出端子连接于比较器33的非反相输入端子。关断阈值生成电路32还具有输出低侧用的关断阈值信号Vvwth_fb_l的输出端子，该输出端子连接于比较器34的反相输入端子。该关断阈值生成电路32接收FB端子的电压Vfb而生成高侧用的关断阈值信号Vvwth_fb_h和低侧用的关断阈值信号Vvwth_fb_l。

比较器33的输出端子连接于驱动信号生成电路35而提供高侧用的关断信号High_off。比较器34的输出端子连接于驱动信号生成电路35而提供低侧用的关断信号Low_off。

驱动信号生成电路35基于高侧用的关断信号High_off和低侧用的关断信号Low_off来生成高侧驱动信号hi_pre和低侧驱动信号lo_pre。高侧驱动信号hi_pre被提供给高侧驱动电路23，低侧驱动信号lo_pre被提供给低侧驱动电路24。

在该控制电路22中，将关断阈值生成电路32所生成的关断阈值信号Vvwth_fb_h、Vvwth_fb_l与对VW端子的电压Vvw进行电平转换而得的信号Vvwshift进行比较。这是由于在不具有负电源的单电源的控制电路22中，关断阈值生成电路32无法生成负的关断阈值信号Vvwth_fb_l，因此，对以0伏为中心变化的比较对象的电压Vvw进行电平转换。由此，电平转换而得到的信号Vvwshift能够在正的电压范围内与关断阈值信号Vvwth_fb_h、Vvwth_fb_l进行比较。

接下来，参照图4和图5说明控制电路22的动作。应予说明，在图4和图5中，为了简化说明，将VW端子的电压Vvw和关断阈值信号Vvwth_fb_h、Vvwth_fb_l分别示为以0伏为中心而变化。

首先，关断阈值生成电路32具有图4所示的输入输出特性。即，高侧用的关断阈值信号Vvwth_fb_h具有在负载的轻重程度减轻到预定的轻重程度为止的期间，根据电压Vfb而从初始值的“D”以“-C”的倾斜度变化的特性。

Vvwth_fb_h＝-C·Vfb+D (1)

此外，低侧用的关断阈值信号Vvwth_fb_l具有在负载的轻重程度减轻到预定的轻重程度为止的期间，根据电压Vfb而从初始值的“-D”以“C”的倾斜度变化的特性。

Vvwth_fb_l＝+C·Vfb-D (2)

这里，C和D为正常数。应予说明，该图4所示的阈值是针对由电平转换电路31进行升压之前的电压Vvw的阈值。

接下来，参照图5对根据该电压Vvw和关断阈值信号Vvwth_fb_h、Vvwth_fb_l来生成高侧驱动信号hi_pre和低侧驱动信号lo_pre的时刻进行说明。图5中，从上侧起示出VW端子的电压Vvw的波形、高侧驱动信号hi_pre和低侧驱动信号lo_pre。应予说明，希望注意的是，在图1所示的构成中，电压Vvw并非是与谐振电容器C6的电压本身成比例的电压，而是与由开关元件Qa、Qb的导通关断和谐振电容器C6的电压确定的初级线圈P1的电压成比例的电压。

这里，VW端子的电压Vvw变化，例如在时刻t0，如果电压Vvw上升到低侧的关断阈值信号Vvwth_fb_l，则比较器34输出的关断信号Low_off从低电平变为高电平。驱动信号生成电路35如果被输入高电平的关断信号Low_off，则将低侧驱动信号lo_pre设为低电平而输出。接下来，在时刻t1，如果电压Vvw下降到高侧的关断阈值信号Vvwth_fb_h，则比较器33输出的关断信号High_off从低电平变为高电平。驱动信号生成电路35如果被输入高电平的关断信号High_off，则将高侧驱动信号hi_pre设为低电平而输出。

应予说明，高侧驱动信号hi_pre上升到高电平是在低侧驱动信号lo_pre下降到低电平以后经过了预定的死区时间后。同样地，低侧驱动信号lo_pre上升到高电平是在高侧驱动信号hi_pre下降到低电平以后经过了预定的死区时间后。

这里，考虑在利用电平转换电路31将电压Vvw升压的情况下，图4所示的关断阈值信号Vvwth_fb_h、Vvwth_fb_l从上下对称的特性如何变化。首先，将电压Vvw升压而得的信号Vvwshift被表示为：

Vvwshift＝E·VDD+F·Vvw (3)。

这里，如果将电平转换电路31的电阻Rvw3、Rvw4的电阻值也分别设为Rvw3、Rvw4，则E、F成为：

E＝Rvw3/(Rvw3+Rvw4) (4)

F＝Rvw4/(Rvw3+Rvw4) (5)。

因此，对于式(1)的信号Vvwshift成为：

Vvwshift＝E·VDD+F(-C·Vfb+D)

＝-C·F·Vfb+(E·VDD+D·F) (6)。

另一方面，对于式(2)的信号Vvwshift成为：

Vvwshift＝E·VDD+F(C·Vfb-D)

＝C·F·Vfb+(E·VDD-D·F) (7)。

应予说明，在该实施方式中，电阻Rvw3、Rvw4被设为相同的电阻值，使Rvw3＝Rvw4，在此情况下，式(4)和式(5)变得简单，成为：

E＝F＝1/2 (8)。

如果将该式(8)代入到式(6)，则成为：

Vvwshift＝-C·Vfb/2+(VDD+D)/2 (9)。

进一步地，如果将式(8)代入到式(7)，则成为：

Vvwshift＝C·Vfb/2+(VDD-D)/2 (10)。

接下来，说明在将相位修正用电容器Cvw设置于变压器T1的辅助线圈P2与由电阻R3、R4形成的分压电路之间时，通过相位修正用电容器Cvw能够修正何种程度的延迟。

包括相位修正用电容器Cvw和电阻R3、R4的电路的频率响应P(jω)为其输出电压与输入电压的比，即，表示为：

P(jω)＝Vvw/Vaux (11)。

这里，Vaux是在辅助线圈P2产生的电压，Vvw是提供给控制IC12的VW端子的电压。

电压Vvw是利用相位修正用电容器Cvw和电阻R3、R4将电压Vaux分压而得到的电压值，因此，如果将相位修正用电容器Cvw的阻抗设为Zcvw，则成为：

Vvw＝Vaux·(R4/(Zcvw+R3+R4)) (12)，

由此，得到：

Vvw/Vaux＝R4/(Zcvw+R3+R4) (13)。

这里，相位修正用电容器Cvw的阻抗Zcvw为1/jωCvw，因此，频率响应P(jω)成为：

【数学式1】

接下来，求出该频率响应P(jω)的相位θ。为此，首先将-jωCvw(R3+R4)+1与式(14)的分母和分子相乘。由此，得到：

【数学式2】

在该式(15)中，右边的第一项为实部Re，第二项为虚部Im。

根据该式(15)，频率响应P(jω)的相位θ成为：

【数学式3】

此外，频率响应P(jω)的增益|P(jω)|成为：

【数学式4】

这里，尝试将具体数值代入到式(16)和式(17)。例如，在将开关频率设为100kHz、将相位修正用电容器Cvw设为1nF、将电阻R3设为20kΩ、将电阻R4设为2kΩ的情况下，将ω＝2π×100×10^3、Cvw＝1×10^(-9)、R3＝20×10^3、R4＝2×10^3代入。于是，频率响应P(jω)的相位θ可得到：

θ＝4.138° (18)，

增益|P(jω)|成为：

|P(jω)|＝0.090669 (19)。

如果以100kHz的周期(10μ秒)来看该相位θ，则可得到：

10μ秒×(4.138/360)＝0.115μ秒(20)。

其结果是，根据式(18)可知，电压Vvw的相位相对于辅助线圈P2的电压Vaux提前4.138°。此外，可知此时的关断延迟时间能够修正0.115μ秒(115n秒)。

应予说明，在不存在相位修正用电容器Cvw的以往的情况下，增益|P(jω)|为：

|P’(jω)|＝R4/(R3+R4)＝0.090909 (21)，

因此，可知基本没有因设置相位修正用电容器Cvw而引起的增益的下降。

在式(15)中，由于开关频率(＝ω/2π)和电阻R3、R4不变，所以该关断延迟时间的修正量由外置的相位修正用电容器Cvw的电容值来决定。因此，通过调整相位修正用电容器Cvw的电容值，能够容易地进行关断的时刻匹配的调整。

对于控制电路22的关断阈值生成电路32，在图3的关断阈值生成电路32中，以模拟方式进行了生成关断阈值的处理，但接下来，对以数字方式进行该关断阈值生成处理的情况进行说明。

图7是示出关断阈值生成电路的另一构成例的图。

关断阈值生成电路32具有模拟-数字转换器41、数字阈值控制部42、数字-模拟转换器43、44。模拟-数字转换器41的输入端子连接于FB端子，输出端子连接于数字阈值控制部42，从而将模拟的电压Vfb转换为10位的数字信号Dfb。数字阈值控制部42的第一输出端子连接于数字-模拟转换器43的输入端子，第二输出端子连接于数字-模拟转换器44的输入端子。数字阈值控制部42对接收到的数字信号Dfb进行处理而向第一输出端子输出将高侧的开关元件Qa关断的阈值的10位的数字信号Dvwth_fb_h。该数字阈值控制部42的处理是基于图4所示的关断阈值生成电路32的输入输出特性而进行的。数字阈值控制部42还对接收到的数字信号Dfb进行处理而向第二输出端子输出将低侧的开关元件Qb关断的阈值的10位的数字信号Dvwth_fb_l。数字-模拟转换器43将数字信号Dvwth_fb_h转换为模拟的关断阈值信号Vvwth_fb_h并输出。数字-模拟转换器44将数字信号Dvwth_fb_l转换为模拟的关断阈值信号Vvwth_fb_l并输出。

在如上所述构成的开关电源装置中，由于根据机型的不同，开关元件Qa、Qb的关断延迟时间不同，所以外置的相位修正用电容器Cvw的电容值是根据该关断延迟时间而确定的。因此，首先，在不加入相位修正用电容器Cvw的状态下测量关断延迟时间。接下来，根据该测量的关断延迟时间而计算出与该延迟时间对应的相位θ，并根据该相位θ，利用式(16)求出相位修正用电容器Cvw的电容值。如此，通过利用外置的相位修正用电容器Cvw来进行关断延迟时间的修正，从而能够根据机型来进行最佳的延迟修正。

关于上述内容仅是示出本发明的原理的示例。对本领域技术人员来说，还能够进行大量的变形、变更，本发明并不限于上述示出并说明的准确的构成和应用例，对应的所有变形例和等价物都看作是由权利要求及其等价物所限定的本发明的范围。

Claims

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：

半桥电路，将高侧的第一开关元件和低侧的第二开关元件串联连接而成；

电流谐振型的谐振电路，包括谐振电容器、谐振电感器和变压器的初级线圈；

直流电压输出电路，对从所述谐振电路介由所述变压器而传输来的电力进行整流、平滑而使其成为直流的输出电压并进行输出；

控制部，集成有控制所述第一开关元件和所述第二开关元件的导通、关断的功能；

反馈电路，使所述输出电压与目标电压之间的误差信号反馈到所述控制部；

所述变压器的辅助线圈；

分压电路，将在所述辅助线圈产生的电压进行分压而作为谐振电压的检测信号提供给所述控制部；以及

相位修正用电容器，连接于所述辅助线圈与所述分压电路之间而使由所述分压电路进行分压而得到的电压的相位比在所述辅助线圈产生的电压的相位提前。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部具有：

电平转换电路，输出对由所述分压电路提供的电压进行电平转换而得到的电平转换信号；

关断阈值生成电路，根据所述误差信号生成高侧用的第一关断阈值和低侧用的第二关断阈值；

第一比较器，比较所述电平转换信号与所述第一关断阈值而输出将所述第一开关元件关断的第一关断信号；

第二比较器，比较所述电平转换信号与所述第二关断阈值而输出将所述第二开关元件关断的第二关断信号；以及

驱动信号生成电路，在接收到所述第一关断信号的时刻输出将所述第一开关元件关断的高侧驱动信号，并且在接收到所述第二关断信号的时刻输出将所述第二开关元件关断的低侧驱动信号。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述关断阈值生成电路具有：

模拟-数字转换器，将模拟的所述误差信号转换为数字；

数字阈值控制部，根据转换为数字的所述误差信号生成高侧用的第一数字关断阈值和低侧用的第二数字关断阈值；

第一数字-模拟转换器，将所述第一数字关断阈值转换为模拟而输出所述第一关断阈值；以及

第二数字-模拟转换器，将所述第二数字关断阈值转换为模拟而输出所述第二关断阈值。

4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

如果将所述误差信号的值设为Vfb，则所述关断阈值生成电路以若由所述分压电路提供的电压低于-C×Vfb+D，则所述第一开关元件关断，若由所述分压电路提供的电压高于+C×Vfb-D，则所述第二开关元件关断的方式，生成所述第一关断阈值和所述第二关断阈值，其中，C、D为正常数。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，

所述谐振电感器为所述变压器的漏电感或与构成所述变压器的电感器不同的另一电感器。