JPWO2019159551A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

スイッチング電源装置において、制御ICの外付け回路にてスイッチング素子がターンオフ指令を受けてから実際にターンオフするまでの遅延を補正する。トランス(T1)の1次側に補助巻線(P2)を設け、電流共振動作によって補助巻線(P2)に発生した電圧を抵抗(R3,R4)による分圧回路で分圧し、分圧した電圧をスイッチング素子(Qa,Qb)のターンオフのタイミングを設定するための共振電圧の検出電圧として制御IC(12)に供給する、電流共振型のDC−DCコンバータを備えるスイッチング電源装置において、補助巻線(P2)と分圧回路との間に位相補正用コンデンサ(Cvw)を設けて補助巻線(P2)の電圧よりも分圧回路の電圧の位相を進めて、上記の遅延を補正する。

Description

本発明は、電流共振型のDC−DCコンバータを備えるスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング素子のターンオフ遅延を補正したスイッチング電源装置に関する。
電流共振型のDC−DCコンバータのスイッチング電源装置は、高効率化・薄型化に適しているため、液晶テレビ、AC−DCアダプタなどに広く採用されている。この電流共振型のDC−DCコンバータのスイッチング電源装置は、一般に2つのスイッチング素子を直列に接続したハーフブリッジ回路、共振回路、直流電圧出力回路および制御IC(Integrated Circuit)を備えている。共振回路は、共振コンデンサと共振インダクタとトランスの一次巻線の直列回路によって構成され、共振インダクタは、トランスの漏れインダクタンスを利用することが多いが、独立したインダクタをトランスに外付けしてもよい。
ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子は、制御ICのハイサイドドライブ回路およびローサイドドライブ回路から出力される信号によって交互にオン・オフ制御される。スイッチング素子をオン・オフ制御することで、共振回路の共振電流が制御され、この共振電流がトランスの2次側に伝達され、直流電圧出力回路によって直流の出力電圧に変換される。その出力電圧は、シャントレギュレータによって目標の電圧と比較され、目標の電圧との誤差信号がフォトカプラを介して制御ICに帰還される。制御ICは、帰還された誤差信号を基にスイッチング素子のスイッチング周波数を可変して出力電圧が目標の電圧になるように制御している。
ここで、制御ICは、ハーフブリッジ回路のスイッチング素子にターンオン指令およびターンオフ指令を出力するが、制御ICがターンオン指令およびターンオフ指令を出してからスイッチング素子が実際にターンオンおよびターンオフするまでに遅延がある。
そこで、スイッチング素子をドライブする動作周波数において、その位相を共振電流がゼロとなるタイミングより所望の時間だけ進めるようにした共振型コンバータが開示されている(たとえば、特許文献1参照)。
この特許文献1に記載の共振型コンバータでは、カレントトランスを使って共振電流波形を検出し、PLL(Phase Locked Loop)回路を用いて、検出した共振電流がゼロとなるタイミングの直前にスイッチング素子をターンオンしている。この特許文献1では、スイッチング素子の遅延時間を考慮した補正動作は、スイッチング素子をターンオンするタイミングのみに言及しているが、スイッチング素子をターンオフするタイミングにおいても、同じように適用可能である。
特開2005−151608号公報(段落〔0018〕,図2)
しかしながら、共振電流を検出するためにカレントトランスを使用することは、スイッチング電源装置のコストアップの要因になる。また、位相調整のためのPLL回路は、制御ICに実装することになるが、回路規模が大きいために制御ICのコストが高くなることがある。
さらに、ターンオフ指令が出てからスイッチング素子が実際にターンオフするまでの遅延時間は、スイッチング電源装置の機種によって大きく異なり、一定ではない。たとえば、スイッチング電源装置は、その出力容量に応じて電流容量の異なるスイッチング素子を用いているが、そのスイッチング素子が異なることにより遅延時間も異なっている。また、共振回路の共振コンデンサの容量が異なると、遅延時間も異なってくる。そのため、汎用目的の制御ICにスイッチング素子のターンオフ指令を一律に進める機能を組み込むことは好ましくない。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、制御ICに外付けする回路にてスイッチング素子のターンオフ指令の遅延を補正することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
本発明では、上記の課題を解決するために、ハイサイドの第1のスイッチング素子およびローサイドの第2のスイッチング素子を直列に接続したハーフブリッジ回路と、共振コンデンサ、共振インダクタおよびトランスの1次巻線からなる電流共振型の共振回路と、共振回路からトランスを介して送られた電力を整流・平滑して直流の出力電圧にして出力する直流電圧出力回路と、第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子のオン・オフを制御する機能を集積化した制御部と、出力電圧と目標の電圧との誤差信号を制御部にフィードバックさせるフィードバック回路とを備えたスイッチング電源装置が提供される。本発明のスイッチング電源装置は、トランスの補助巻線と、補助巻線に生起された電圧を分圧して制御部に共振電圧の検出信号として供給する分圧回路と、補助巻線と分圧回路との間に接続される位相補正用コンデンサと、を備えている。この位相補正用コンデンサが、分圧回路により分圧された電圧の位相を補助巻線に発生された電圧の位相よりも進めて、ターンオフ指令の遅延を補正する。
上記構成のスイッチング電源装置は、位相補正用コンデンサを外付けで追加するだけでターンオフ指令の遅延を補正することができる。また、位相補正用コンデンサは、外付けであるため、スイッチング電源装置の機種によって異なる遅延に対して、位相補正用コンデンサの容量値を調整することで容易に適合させることができるという利点がある。
本発明の上記および他の目的、特徴および利点は、本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。
本発明を適用した電流共振型のDC−DCコンバータを備えるスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 制御ICの構成例を示す図である。 制御回路の構成例を示す図である。 ターンオフ閾値生成回路の入出力特性を示す説明図である。 ターンオフ信号を生成するタイミングチャートを示す図である。 補助巻線の電圧と抵抗分圧回路が出力する電圧との周波数応答を説明するための図である。 ターンオフ閾値生成回路の別の構成例を示す図である。
以下、添付図面を参照しながら、本発明を実施するための形態を詳細に説明する。なお、以下の説明において、構成要素の端子名とその端子における電圧、信号などは、同じ符号を用いることがある。
図1は本発明を適用した電流共振型のDC−DCコンバータを備えるスイッチング電源装置の構成例を示す回路図、図2は制御ICの構成例を示す図、図3は制御回路の構成例を示す図、図4はターンオフ閾値生成回路の入出力特性を示す説明図、図5はターンオフ信号を生成するタイミングチャートを示す図である。
図1に示すスイッチング電源装置は、その入力端子10p,10nに入力コンデンサC1が接続されており、たとえば、力率改善回路によって生成された高圧で一定にされた直流の入力電圧Viを受けている。入力端子10p,10nには、また、ハイサイドのスイッチング素子Qaとローサイドのスイッチング素子Qbとを直列接続して構成したハーフブリッジ回路が接続されている。スイッチング素子Qa,Qbは、図示の例では、NチャネルMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用している。
スイッチング素子Qa,Qbの共通の接続点は、トランスT1の1次巻線P1の一方の端子に接続され、1次巻線P1の他方の端子は、共振コンデンサC6を介してグランドに接続されている。ここで、トランスT1の1次巻線P1と2次巻線S1,S2との間にあるリーケージインダクタンス成分および共振コンデンサC6は、共振回路を構成している。なお、リーケージインダクタンスを用いず、共振コンデンサC6にトランスT1を構成するインダクタとは別のインダクタを直列に接続して、当該インダクタを共振回路の共振リアクタンスとするようにしてもよい。
トランスT1の2次巻線S1の一方の端子は、ダイオードD3のアノード端子に接続され、2次巻線S2の一方の端子は、ダイオードD4のアノード端子に接続されている。ダイオードD3,D4のカソード端子は、ともに、出力コンデンサC10の正極端子および出力端子11pに接続されている。出力コンデンサC10の負極端子は、2次巻線S1,S2の共通の接続点および出力端子11nに接続されている。2次巻線S1,S2、ダイオードD3,D4および出力コンデンサC10は、2次巻線S1,S2に生起された交流電圧を整流・平滑して直流の出力電圧Voに変換する回路を構成し、スイッチング電源装置の出力回路を構成している。
出力コンデンサC10の正極端子は、抵抗R8を介してフォトカプラPC1の発光ダイオードのアノード端子に接続され、発光ダイオードのカソード端子は、シャントレギュレータSR1のカソード端子に接続されている。発光ダイオードのアノード端子およびカソード端子間には、抵抗R6が接続されている。シャントレギュレータSR1のアノード端子は、出力端子11nに接続されている。シャントレギュレータSR1は、出力コンデンサC10の正極端子と負極端子との間に直列接続された抵抗R9,R10の接続点に接続されたリファレンス端子を有している。シャントレギュレータSR1は、リファレンス端子とカソード端子との間に、抵抗R7およびコンデンサC11の直列回路が接続されている。
このシャントレギュレータSR1は、出力電圧Vo(出力コンデンサC10の両端電圧)を分圧した電位と内蔵の基準電圧との差に応じた電流をフォトカプラPC1の発光ダイオードに流すものである。これにより、発光ダイオードには、出力電圧Voの目標の電圧に対する誤差に相当する電流が流れることになる。フォトカプラPC1のフォトトランジスタは、そのコレクタ端子が制御IC12のFB端子に接続され、エミッタ端子がグランドに接続され、コレクタ端子およびエミッタ端子間には、コンデンサC2が接続されている。
制御IC12は、このスイッチング電源装置を制御する制御部であり、入力コンデンサC1の正極端子に接続されたVH端子、グランドに接続されたGND端子を有している。制御IC12は、また、抵抗R1を介してスイッチング素子Qaのゲート端子に接続されたHO端子、抵抗R2を介してスイッチング素子Qbのゲート端子に接続されたLO端子を有している。制御IC12は、さらに、ハイサイドの電源端子であるVB端子、ハイサイドの基準電位端子であるVS端子、ローサイドの電源端子であるVCC端子および共振電圧検出用のVW端子を有している。VB端子とVS端子との間には、コンデンサC5が接続され、VS端子は、スイッチング素子Qa,Qbの共通の接続点に接続されている。VCC端子は、コンデンサC3の正極端子に接続され、コンデンサC3の負極端子はグランドに接続されている。VCC端子は、また、ダイオードD2のアノード端子に接続され、このダイオードD2のカソード端子は、VB端子に接続されている。
トランスT1は、また、その1次側に補助巻線P2を有している。補助巻線P2の一方の端子は、位相補正用コンデンサCvwの一方の端子に接続され、補助巻線P2の他方の端子は、グランドに接続されている。位相補正用コンデンサCvwの他方の端子は、抵抗R3の一方の端子に接続され、抵抗R3の他方の端子は、抵抗R4の一方の端子に接続され、抵抗R4の他方の端子は、グランドに接続されている。抵抗R3,R4の共通の接続点は、制御IC12のVW端子に接続されている。
このように、このスイッチング電源装置では、補助巻線P2と抵抗R3,R4による分圧回路との間に位相補正用コンデンサCvwを設けて、分圧回路から出力される電圧の位相を補助巻線P2に発生する電圧の位相よりも進めるようにしている。
制御IC12は、図2に示したように、起動回路21、制御回路22、ハイサイドドライブ回路23およびローサイドドライブ回路24を有している。起動回路21は、その入力端子にVH端子が接続されて入力電圧Viを入力し、出力端子がVCC端子およびローサイドドライブ回路24に接続されていて、ローサイドドライブ回路24に電圧VCCが供給されている。制御回路22は、VW端子に接続されて電圧Vvwが入力され、FB端子に接続されて電圧Vfbが入力されている。制御回路22は、また、ハイサイドドライブ回路23に接続されてハイサイドドライブ信号hi_preを出力し、ローサイドドライブ回路24に接続されてローサイドドライブ信号lo_preを出力している。ハイサイドドライブ回路23は、ハイサイドドライブ信号hi_preに応じてハイサイドのQaのスイッチング素子Qaをドライブし、ローサイドドライブ回路24は、ローサイドドライブ信号lo_preに応じてローサイドのスイッチング素子Qbをドライブする。
制御回路22は、図3に示したように、レベルシフト回路31、ターンオフ閾値生成回路32、比較器33,34およびドライブ信号生成回路35を有している。レベルシフト回路31は、一方の端子がVW端子に接続された抵抗Rvw3と、一方の端子が内部電源VDDに接続された抵抗Rvw4とを有し、抵抗Rvw3および抵抗Rvw4の他方の端子は、ともに接続され、レベルシフト回路31の出力端子を構成している。レベルシフト回路31の出力端子は、比較器33の反転入力端子および比較器34の非反転入力端子にそれぞれ接続されており、電圧Vvwをレベルシフトした信号Vvwshiftを供給している。
ターンオフ閾値生成回路32は、入力端子にFB端子が接続され、FB端子の電圧Vfbが入力される。ターンオフ閾値生成回路32は、また、ハイサイド用のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_hを出力する出力端子を有し、当該出力端子は比較器33の非反転入力端子に接続されている。ターンオフ閾値生成回路32は、さらに、ローサイド用のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_lを出力する出力端子を有し、当該出力端子は比較器34の反転入力端子に接続されている。このターンオフ閾値生成回路32は、FB端子の電圧Vfbを入力して、ハイサイド用のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_hおよびローサイド用のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_lを生成している。
比較器33の出力端子は、ドライブ信号生成回路35に接続され、ハイサイド用のターンオフ信号High_offを供給する。比較器34の出力端子は、ドライブ信号生成回路35に接続され、ローサイド用のターンオフ信号Low_offを供給する。
ドライブ信号生成回路35は、ハイサイド用のターンオフ信号High_offおよびローサイド用のターンオフ信号Low_offを基にハイサイドドライブ信号hi_preおよびローサイドドライブ信号lo_preを生成する。ハイサイドドライブ信号hi_preは、ハイサイドドライブ回路23に供給され、ローサイドドライブ信号lo_preは、ローサイドドライブ回路24に供給される。
この制御回路22では、ターンオフ閾値生成回路32が生成したターンオフ閾値信号Vvwth_fb_h,Vvwth_fb_lは、VW端子の電圧Vvwをレベルシフトした信号Vvwshiftと比較している。これは、負電源を有さない単一電源の制御回路22では、ターンオフ閾値生成回路32が負のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_lを生成することができないからであり、そのために、0ボルトを中心に変化する比較対象の電圧Vvwをレベルシフトしている。これにより、レベルシフトされた信号Vvwshiftは、正の電圧範囲においてターンオフ閾値信号Vvwth_fb_h,Vvwth_fb_lと比較することができる。
次に、図4および図5を参照して制御回路22の動作を説明する。なお、図4および図5では、説明を簡単にするために、VW端子の電圧Vvwおよびターンオフ閾値信号Vvwth_fb_h,Vvwth_fb_lは、それぞれ0ボルトを中心に変化しているとして示している。
まず、ターンオフ閾値生成回路32は、図4に示す入出力特性を有している。すなわち、ハイサイド用のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_hは、負荷の重さが所定の重さまで軽減する期間、電圧Vfbに応じて初期値の「D」から「−C」の傾きで変化する特性
Vvwth_fb_h=−C・Vfb+D (1)
を有している。また、ローサイド用のターンオフ閾値信号Vvwth_fb_lは、負荷の重さが所定の重さまで軽減する期間、電圧Vfbに応じて初期値の「−D」から「C」の傾きで変化する特性
Vvwth_fb_l=+C・Vfb−D (2)
を有している。ここで、CとDは正定数である。なお、この図4に示した閾値は、レベルシフト回路31によってシフトアップされる前の電圧Vvwに対してのものである。
次に、この電圧Vvwとターンオフ閾値信号Vvwth_fb_h,Vvwth_fb_lとからハイサイドドライブ信号hi_preおよびローサイドドライブ信号lo_preを生成するタイミングについて図5を参照して説明する。図5には、上から、VW端子の電圧Vvwの波形、ハイサイドドライブ信号hi_preおよびローサイドドライブ信号lo_preを示している。なお、図1に示す構成では、電圧Vvwは、共振コンデンサC6の電圧そのものに比例するものではなく、スイッチング素子Qa,Qbのオンオフおよび共振コンデンサC6の電圧によって決まる、1次巻線P1の電圧に比例するものであることに注意されたい。
ここで、VW端子の電圧Vvwが変化し、たとえば時刻t0にて、電圧Vvwがローサイドのターンオフ閾値信号Vvwth_fb_lまで上昇すると、比較器34が出力するターンオフ信号Low_offは、ローレベルからハイレベルになる。ドライブ信号生成回路35は、ハイレベルのターンオフ信号Low_offが入力されると、ローサイドドライブ信号lo_preをローレベルにして出力する。次に、時刻t1にて、電圧Vvwがハイサイドのターンオフ閾値信号Vvwth_fb_hまで低下すると、比較器33が出力するターンオフ信号High_offは、ローレベルからハイレベルになる。ドライブ信号生成回路35は、ハイレベルのターンオフ信号High_offが入力されると、ハイサイドドライブ信号hi_preをローレベルにして出力する。
なお、ハイサイドドライブ信号hi_preがハイレベルに立ち上がるのは、ローサイドドライブ信号lo_preがローレベルに立ち下がってから所定のデッドタイムの経過後である。同様に、ローサイドドライブ信号lo_preがハイレベルに立ち上がるのは、ハイサイドドライブ信号hi_preがローレベルに立ち下がってから所定のデッドタイムの経過後である。
ここで、電圧Vvwをレベルシフト回路31でシフトアップした場合、図4に示すターンオフ閾値信号Vvwth_fb_h,Vvwth_fb_lが上下対称の特性からどのように変化するかについて考える。まず、電圧Vvwをシフトアップした信号Vvwshiftは、
Vvwshift=E・VDD+F・Vvw (3)
で表される。ここで、レベルシフト回路31の抵抗Rvw3,Rvw4の抵抗値もそれぞれRvw3,Rvw4とすると、E,Fは、
E=Rvw3/(Rvw3+Rvw4) (4)
F=Rvw4/(Rvw3+Rvw4) (5)
となる。
したがって、(1)式に対する信号Vvwshiftは、
Vvwshift=E・VDD+F(−C・Vfb+D)
=−C・F・Vfb+(E・VDD+D・F) (6)
となる。一方、(2)式に対する信号Vvwshiftは、
Vvwshift=E・VDD+F(C・Vfb−D)
=C・F・Vfb+(E・VDD−D・F) (7)
となる。
なお、この実施の形態では、抵抗Rvw3,Rvw4は、同じ抵抗値にして、Rvw3=Rvw4としており、この場合、(4)式および(5)式は、
E=F=1/2 (8)
と簡単になる。この(8)式を(6)式に代入すると、
Vvwshift=−C・Vfb/2+(VDD+D)/2 (9)
となり、さらに、(8)式を(7)式に代入すると、
Vvwshift=C・Vfb/2+(VDD−D)/2 (10)
となる。
次に、トランスT1の補助巻線P2と抵抗R3,R4による分圧回路との間に位相補正用コンデンサCvwを設置したときに、位相補正用コンデンサCvwによってどの程度の遅延を補正することができるかについて説明する。
図6は補助巻線の電圧と抵抗分圧回路が出力する電圧との周波数応答を説明するための図である。
位相補正用コンデンサCvwおよび抵抗R3,R4を含む回路の周波数応答P(jω)は、その出力電圧と入力電圧との比、すなわち、
P(jω)=Vvw/Vaux (11)
で表される。ここで、Vauxは、補助巻線P2に発生する電圧であり、Vvwは、制御IC12のVW端子に供給される電圧である。
電圧Vvwは、電圧Vauxを位相補正用コンデンサCvwおよび抵抗R3,R4で分圧した電圧値であるので、位相補正用コンデンサCvwのインピーダンスをZcvwとすると、
Vvw=Vaux・(R4/(Zcvw+R3+R4)) (12)
となるので、これから、
Vvw/Vaux=R4/(Zcvw+R3+R4) (13)
が得られる。ここで、位相補正用コンデンサCvwのインピーダンスZcvwは、1/jωCvwであるので、周波数応答P(jω)は、
Figure 2019159551
となる。
次に、その周波数応答P(jω)の位相θを求める。そのためには、まず、(14)式の分母と分子に、−jωCvw(R3+R4)+1を掛ける。これにより、
Figure 2019159551
が得られる。この(15)式において、右辺の第1項目は実部Reであり、第2項目は虚部Imである。
この(15)式から、周波数応答P(jω)の位相θは、
Figure 2019159551
となる。
また、周波数応答P(jω)のゲイン|P(jω)|は、
Figure 2019159551
となる。
ここで、(16)式および(17)式に具体的な数値を代入してみる。たとえば、スイッチング周波数が100kHz、位相補正用コンデンサCvwが1nF、抵抗R3が20kΩ、抵抗R4が2kΩとした場合、ω=2π×100×10^3、Cvw=1×10^(−9)、R3=20×10^3、R4=2×10^3が代入される。すると、周波数応答P(jω)の位相θは、
θ=4.138° (18)
が得られ、ゲイン|P(jω)|は、
|P(jω)|=0.090669 (19)
となる。
この位相θを100kHzの周期(10μ秒)で見ると、
10μ秒×(4.138/360)=0.115μ秒 (20)
が得られる。この結果、(18)式からは、補助巻線P2の電圧Vauxに対して電圧Vvwの位相が4.138°進んでいることが分かる。また、このときのターンオフ遅延時間は、0.115μ秒(115n秒)だけ補正できることが分かる。
なお、ゲイン|P(jω)|は、位相補正用コンデンサCvwが存在しない従来の場合では、
|P’(jω)|=R4/(R3+R4)=0.090909 (21)
であるので、位相補正用コンデンサCvwを設けたことによるゲインの低下はほとんどないことが分かる。
このターンオフ遅延時間の補正量は、(15)式において、スイッチング周波数(=ω/2π)および抵抗R3,R4が変わらないので、外付けの位相補正用コンデンサCvwの容量値によって決まる。したがって、位相補正用コンデンサCvwの容量値を調整することにより、ターンオフのタイミング合わせの調整は、容易に行うことができる。
次に、制御回路22のターンオフ閾値生成回路32において、図3のターンオフ閾値生成回路32では、ターンオフ閾値を生成する処理をアナログで行ったが、そのターンオフ閾値生成処理をデジタルで行う場合について説明する。
図7はターンオフ閾値生成回路の別の構成例を示す図である。
ターンオフ閾値生成回路32は、アナログ・デジタル変換器41と、デジタル閾値制御部42と、デジタル・アナログ変換器43,44とを有している。アナログ・デジタル変換器41は、入力端子がFB端子に接続され、出力端子がデジタル閾値制御部42に接続されて、アナログの電圧Vfbを10ビットのデジタル信号Dfbに変換する。デジタル閾値制御部42は、第1の出力端子がデジタル・アナログ変換器43の入力端子に接続され、第2の出力端子がデジタル・アナログ変換器44の入力端子に接続されている。デジタル閾値制御部42は、入力されたデジタル信号Dfbを処理して、第1の出力端子にハイサイドのスイッチング素子Qaをターンオフする閾値の10ビットのデジタル信号Dvwth_fb_hを出力する。このデジタル閾値制御部42における処理は、図4に示したターンオフ閾値生成回路32の入出力特性に基づいて行われる。デジタル閾値制御部42は、また、入力されたデジタル信号Dfbを処理して、第2の出力端子にローサイドのスイッチング素子Qbをターンオフする閾値の10ビットのデジタル信号Dvwth_fb_lを出力する。デジタル・アナログ変換器43は、デジタル信号Dvwth_fb_hをアナログのターンオフ閾値信号Vvwth_fb_hに変換して出力する。デジタル・アナログ変換器44は、デジタル信号Dvwth_fb_lをアナログのターンオフ閾値信号Vvwth_fb_lに変換して出力する。
以上のように構成されるスイッチング電源装置においては、機種によってスイッチング素子Qa,Qbのターンオフ遅延時間が異なるので、外付けの位相補正用コンデンサCvwの容量値は、そのターンオフ遅延時間に応じて決定される。そのためには、まず、位相補正用コンデンサCvwを組み込まない状態でターンオフ遅延時間を計測する。次に、その計測したターンオフ遅延時間からその遅延時間に対応する位相θを算出し、その位相θから(16)式を用いて、位相補正用コンデンサCvwの容量値が求められる。このように、ターンオフ遅延時間の補正を外付けの位相補正用コンデンサCvwで行うようにしたことで、機種に応じて最適な遅延補正を行うことができる。
上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。
10p,10n 入力端子
11n,11p 出力端子
12 制御IC
21 起動回路
22 制御回路
23 ハイサイドドライブ回路
24 ローサイドドライブ回路
31 レベルシフト回路
32 ターンオフ閾値生成回路
33,34 比較器
35 ドライブ信号生成回路
41 アナログ・デジタル変換器
42 デジタル閾値制御部
43,44 デジタル・アナログ変換器
C1 入力コンデンサ
C2,C3,C5 コンデンサ
C6 共振コンデンサ
C10 出力コンデンサ
C11 コンデンサ
Cvw 位相補正用コンデンサ
D2,D3,D4 ダイオード
P1 1次巻線
P2 補助巻線
PC1 フォトカプラ
Qa,Qb スイッチング素子
R1,R2,R3,R4,R6,R7,R8,R9,R10,Rvw3,Rvw4 抵抗
S1,S2 2次巻線
SR1 シャントレギュレータ
T1 トランス
制御IC12は、図2に示したように、起動回路21、制御回路22、ハイサイドドライブ回路23およびローサイドドライブ回路24を有している。起動回路21は、その入力端子にVH端子が接続されて入力電圧Viを入力し、出力端子がVCC端子およびローサイドドライブ回路24に接続されていて、ローサイドドライブ回路24に電圧VCCが供給されている。制御回路22は、VW端子に接続されて電圧Vvwが入力され、FB端子に接続されて電圧Vfbが入力されている。制御回路22は、また、ハイサイドドライブ回路23に接続されてハイサイドドライブ信号hi_preを出力し、ローサイドドライブ回路24に接続されてローサイドドライブ信号lo_preを出力している。ハイサイドドライブ回路23は、ハイサイドドライブ信号hi_preに応じてハイサイドのスイッチング素子Qaをドライブし、ローサイドドライブ回路24は、ローサイドドライブ信号lo_preに応じてローサイドのスイッチング素子Qbをドライブする。

Claims (5)

  1. ハイサイドの第1のスイッチング素子およびローサイドの第2のスイッチング素子を直列に接続したハーフブリッジ回路と、共振コンデンサ、共振インダクタおよびトランスの1次巻線からなる電流共振型の共振回路と、前記共振回路から前記トランスを介して送られた電力を整流・平滑して直流の出力電圧にして出力する直流電圧出力回路と、前記第1のスイッチング素子および前記第2のスイッチング素子のオン・オフを制御する機能を集積化した制御部と、前記出力電圧と目標の電圧との誤差信号を前記制御部にフィードバックさせるフィードバック回路とを備えたスイッチング電源装置において、
    前記トランスの補助巻線と、
    前記補助巻線に生起された電圧を分圧して前記制御部に共振電圧の検出信号として供給する分圧回路と、
    前記補助巻線と前記分圧回路との間に接続されて前記分圧回路により分圧された電圧の位相を前記補助巻線に生起された電圧の位相よりも進める位相補正用コンデンサと、
    を備えた、スイッチング電源装置。
  2. 前記制御部は、前記分圧回路より供給され電圧をレベルシフトしたレベルシフト信号を出力するレベルシフト回路と、前記誤差信号からハイサイド用の第1のターンオフ閾値およびローサイド用の第2のターンオフ閾値を生成するターンオフ閾値生成回路と、前記レベルシフト信号と前記第1のターンオフ閾値とを比較して前記第1のスイッチング素子をターンオフする第1のターンオフ信号を出力する第1の比較器と、前記レベルシフト信号と前記第2のターンオフ閾値とを比較して前記第2のスイッチング素子をターンオフする第2のターンオフ信号を出力する第2の比較器と、前記第1のターンオフ信号を受けたタイミングで前記第1のスイッチング素子をターンオフするハイサイドドライブ信号および前記第2のターンオフ信号を受けたタイミングで前記第2のスイッチング素子をターンオフするローサイドドライブ信号を出力するドライブ信号生成回路と、を有する請求項1記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記ターンオフ閾値生成回路は、アナログの前記誤差信号をデジタルに変換するアナログ・デジタル変換器と、デジタルに変換された前記誤差信号からハイサイド用の第1のデジタルターンオフ閾値およびローサイド用の第2のデジタルターンオフ閾値を生成するデジタル閾値制御部と、前記第1のデジタルターンオフ閾値をアナログに変換して前記第1のターンオフ閾値を出力する第1のデジタル・アナログ変換器と、前記第2のデジタルターンオフ閾値をアナログに変換して前記第2のターンオフ閾値を出力する第2のデジタル・アナログ変換器と、を有する請求項2記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記誤差信号の値をVfbとすると、
    前記ターンオフ閾値生成回路は、
    前記分圧回路より供給され電圧が(−C×Vfb+D)を下回ると前記第1のスイッチング素子がオフし(C,Dは正定数)、
    前記分圧回路より供給され電圧が(+C×Vfb−D)を上回ると前記第2のスイッチング素子がオフするよう、
    前記第1のターンオフ閾値および前記第2のターンオフ閾値を生成する、請求項2記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記共振インダクタは、前記トランスのリーケージインダクタンスまたは前記トランスを構成するインダクタとは別のインダクタである、請求項1ないし4のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。
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