CN110022067B - Dc/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

课题：本发明提供一种具有初级侧转换器至N(N为3以上的自然数)级侧转换器的构成且能够减小由循环电流产生的功率损失DC/DC转换器。解决方案：控制部(14)对IGBT(5a至5d、8b及8d、11b及11d)进行切换控制，将IGBT(8a及8c)设为截止状态，使IGBT(5a至5d、8b、8d、11b、11d)的占空比变化，从而对从次级侧转换器(200)输出的输出电压(Vs)及从三级侧转换器(300)输出的输出功率进行调节。IGBT(5b、5c、8b及11b)同步地以规定的周期进行切换，IGBT(5d、8d及11d)以相对于IGBT(5b、5c、8b及11d)错开半周期的状态(相位错开180度的状态)进行切换。

Description

DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器。
背景技术
例如专利文献1或非专利文献1中公开了DAB(Dual Active Bridge)式DC/DC转换器。
由非专利文献1公开的DAB式DC/DC转换器是将初级侧全桥电路和次级侧全桥电路以隔离变压器结合的DC/DC转换器。在初级侧全桥电路及次级侧全桥电路中，位于一方对角的开关元件和位于另一方对角的开关元件除了停滞时间以外，以固定周期以50％的占空比互补地导通。并且，以初级侧全桥电路的切换与次级侧全桥电路的切换之间的相位差为操作量，对传递的电力进行调节。
在由非专利文献1公开的DAB式DC/DC转换器中，在将初级侧全桥电路的切换与次级侧全桥电路的切换的相位差设为零的情况下，在隔离变压器的初级侧线圈中流动的电流(循环电流)Inp及隔离变压器的次级侧线圈中流动的电流(循环电流) Ins如图21所示。从图21可知，在非专利文献1公开的DAB式 DC/DC转换器中，在完全不从初级侧向次级侧传递电力的状态下，振幅小于2A的循环电流Inp及振幅小于2A的循环电流Ins 流动。
现有技术文献
专利文件
专利文献1：日本特开2014-87134号公报
非专利文件
非专利文献1：平地克也，“平地研究室技术备忘录No.20 140310DAB式DC/DC转换器，2014年3月10日，舞鹤高专， [平成29年11月30日检索]，网址<URL：http://hirachi.cocolo g-nifty.com/kh/files/20140310-1.pdf>”
发明内容
本发明所要解决的技术问题
在这里，在非专利文献1公开的DAB式DC/DC转换器的隔离变压器中追加三级侧线圈，并对追加有三级侧全桥电路构造的DC/DC转换器(以下称为“三向DC/DC转换器”)进行讨论。
在三向DC/DC转换器中，在以从初级侧向次级侧传递电力的方式使初级侧全桥电路的切换与次级侧全桥电路的切换的相位差增大，以不从初级侧向三级侧传递电力的方式控制初级侧全桥电路的切换与三级侧全桥电路的切换的相位差的情况下，隔离变压器的初级侧线圈中流动的电流Inp、隔离变压器的次级侧线圈中流动的电流Ins、隔离变压器的三级侧线圈中流动的电流 (循环电流)Int如图22所示。从图22可知，在三向DC/DC转换器中，在完全不从初级侧向三级侧传递电力的状态下，循环电流Int的振幅也会达到振幅30A左右。若像这样无益于电力传递的循环电流很大，则功率损失变大。
在非专利文献1公开的DAB式DC/DC转换器中，如图23 所示，根据初级侧全桥电路的切换与次级侧全桥电路的切换的相位差的正负，输入侧和输出侧唯一确定。另一方面，在三向DC/DC 转换器中，在初级侧全桥电路的切换、次级侧全桥电路的切换与三级侧全桥电路的切换的相位差为例如图24所示的关系的情况下，次级侧全桥电路相对于初级侧全桥电路成为输出侧，相对于三级侧全桥电路成为输入侧。即，次级侧全桥电路成为既是输入侧也是输出侧的不确定状态，从初级侧全桥电路接受电力，向三级侧全桥电路传递电力，该动作使循环电流增大。
本发明鉴于上述状况，提供一种具有初级侧转换器至N(N 为3以上的自然数)级侧转换器的构造且能够减小由循环电流产生的功率损失的DC/DC转换器。
解决问题的手段
为了实现上述目，本发明一方案的DC/DC转换器包括具有电抗器、多个半导体开关元件及与多个所述半导体开关元件分别并联连接的多个电容器的k(k为N以下的各自然数，N为3 以上的自然数)级侧转换器、具有初级线圈至N级线圈的变压器、以及对所述初级侧转换器至所述N级侧转换器的切换进行控制的控制部。所述k级侧转换器的所述电抗器与所述k级线圈连接和/或是所述k级线圈的漏电感。所述初级侧转换器至所述N 级侧转换器分别具有全桥电路。所述控制部针对所述初级侧转换器至所述N级侧转换器分别设为输入侧转换器或输出侧转换器中的某一个，在进行第一控制时，以使导通期间一致的方式对所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件进行切换控制，以使导通期间一致的方式对所述输入侧转换器的位于第一臂下侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂上侧的所述半导体开关元件进行切换控制，不对所述输出侧转换器的位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个所述半导体开关元件进行切换控制，以相位差为大致 180度对所述输出侧转换器的位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行切换控制，以使导通期间与所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件一致的方式对位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一方进行切换控制，通过使所实施的各切换控制的占空比变化，从而对所述输出侧转换器的输出功率进行调节。
发明效果
根据本发明的一个方案的DC/DC转换器，构成为具有初级侧转换器至N(N为3以上的自然数)级侧转换器，能够减小由于循环电流而产生的功率损失。
附图说明
图1是表示本发明一实施方式的DC/DC转换器的概略构成的图。
图2是表示第一控制下的各IGBT的状态及初级、次级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图3是用于说明第一控制下的DC/DC转换器的动作的图。
图4是用于说明第一控制下的DC/DC转换器的动作的图。
图5是用于说明第一控制下的DC/DC转换器的动作的图。
图6是表示第一控制下的各IGBT的状态及初级至三级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图7是表示第二控制下的各IGBT的状态及初级、次级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图8是用于说明第二控制下的DC/DC转换器的动作的图。
图9是用于说明第二控制下的DC/DC转换器的动作的图。
图10是用于说明第二控制下的DC/DC转换器的动作的图。
图11是表示第二控制下的各IGBT的状态及初级至三级侧转换器的各输出电压波形的时序图。
图12是表示本发明一实施方式的DC/DC转换器中的线圈电流波形的时序图。
图13是表示恒定电流控制下的次级侧输出功率的时序图。
图14是表示恒定电流控制下的三级侧输出功率的时序图。
图15是表示恒定电流控制下的次级侧输出功率的时序图。
图16是表示恒定电流控制下的三级侧输出功率的时序图。
图17是表示恒定电压控制下的次级侧输出功率的时序图。
图18是表示恒定电压控制下的三级侧输出功率的时序图。
图19是表示恒定电压控制下的次级侧输出功率的时序图。
图20是表示恒定电压控制下的三级侧输出功率的时序图。
图21是表示在非专利文献1中公开的DAB式DC/DC转换器的线圈电流波形的时序图。
图22是表示三向DC/DC转换器的线圈电流波形的时序图。
图23是表示在非专利文献1中公开的DAB式DC/DC转换器中的切换相位差的图。
图24是表示三向DC/DC转换器中的切换相位差的一例的图。
具体实施方式
以下参照附图，对本发明的实施方式进行说明。
＜1.DC/DC转换器的构成＞
图1是表示本发明一实施方式的DC/DC转换器的概略构成的图。本发明一实施方式的DC/DC转换器包括变压器1、初级侧转换器100、次级侧转换器200、三级侧转换器300和控制部 14。初级侧转换器100与变压器1的初级线圈L1连接，次级侧转换器200与变压器1的次级线圈L2连接，三级侧转换器300 与变压器1的三级线圈L3连接。以下，对将初级线圈L1、次级线圈L2和三级线圈L3的线圈比设为1：1：1的情况进行说明，但线圈比不限定于1：1：1，能够设定为任意的线圈比。
初级侧转换器100包括电容器2及4a至4d、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor)5a至5d和电抗器6。IGBT5a至5d分别沿反方向并联连接有二极管。另外，IGBT5a至5d分别并联连接有电容器4a至4d。IGBT5a与IGBT5b串联连接，IGBT5a的集电极与电容器2的正极侧连接，IGBT5b的发射极与电容器2的负极侧连接。同样地，IGBT5c与IGBT5d串联连接，IGBT5c的集电极与电容器2的正极侧连接，IGBT5d的发射极与电容器2 的负极侧连接。IGBT5c与IGBT5d的连接节点经由电抗器6与初级线圈L1的一端连接，IGBT5a与IGBT5b的连接节点与初级线圈L1的另一端连接。作为电抗器6，例如可以使用线圈，也可以使用初级线圈L1的漏电感或线圈和初级线圈L1的漏电感双方。
次级侧转换器200包括电容器3及9a至9d、IGBT8a至8d 和电抗器7。IGBT8a至8d分别沿反方向并联连接二极管。另外， IGBT8a至8d分别并联连接电容器9a至9d。IGBT8a与IGBT8b 串联连接，IGBT8a的集电极与电容器3的正极侧连接，IGBT8b 的发射极与电容器3的负极侧连接。同样地，IGBT8c与IGBT8d 串联连接，IGBT8c的集电极与电容器3的正极侧连接，IGBT8d 的发射极与电容器3的负极侧连接。IGBT8c与IGBT8d的连接节点经由电抗器7与次级线圈L2的一端与连接，IGBT8a与 IGBT8b的连接节点与次级线圈L2的另一端连接。作为电抗器7 例如可以使用线圈，也可以使用次级线圈L2的漏电感或使用线圈和次级线圈L2的漏电感双方。
三级侧转换器300包括电容器13及12a至12d、IGBT11a 至11d和电抗器10。IGBT11a至11d分别沿反方向并联连接二极管。另外，IGBT11a至11d分别并联连接电容器12a至12d。IGBT11a与IGBT11b串联连接，IGBT11a的集电极与电容器13 的正极侧连接，IGBT11b的发射极与电容器13的负极侧连接。同样地，IGBT11c与IGBT11d串联连接，IGBT11c的集电极与电容器13的正极侧连接，IGBT11d的发射极与电容器13的负极侧连接。IGBT11c与IGBT11d的连接节点经由电抗器10与三级线圈L3的一端连接，IGBT11a与IGBT11b的连接节点与三级线圈L3的另一端连接。作为电抗器10，例如可以使用线圈，也可以使用三级线圈L3的漏电感或线圈和三级线圈L3的漏电感双方。
控制部14分别向IGBT5a至5d、8a至8d及11a至11d供给栅极信号，分别对IGBT5a至5d、8a至8d及11a至11d的状态进行控制。
控制部14针对初级侧转换器100、次级侧转换器200及三级侧转换器300，分别设为输入侧转换器或输出侧转换器中的某一个，在全部输出侧转换器能够以第一控制进行输出功率调节的情况下以第一控制进行控制，在输出侧转换器中的某一个无法以第一控制调节输出功率的情况下，针对无法以该第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制。
并且，控制部14优选为，在全部输出侧转换器能够以第一控制进行输出功率调节的情况下，以第一控制进行控制，在输出侧转换器中的某一个无法以第一控制进行输出功率调节的情况下，为了针对无法以该第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制，从第一控制直接切换为第二控制。此外，控制部14优选为，在从由于输出侧转换器中的某一个无法以第一控制进行输出功率调节而针对无法以该第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制的状态，变为全部输出侧转换器能够以第一控制进行输出功率调节的情况下，为了针对以第二控制控制的输出侧转换器进行第一控制，从第二控制直接切换为第一控制。
以下依次对第一控制及第二控制进行说明。
＜2.第一控制＞
对于第一控制下的动作，首先以作为电力传递最小单位的仅有初级侧和次级侧的电路构成，即从图1所示的电路构成中去除三级侧的电路构成进行说明，之后扩展为初级侧至三级侧的电路构成即图1所示的电路构成进行说明。
＜2-1.仅有初级侧和次级侧的电路构成中的第一控制＞
控制部14对IGBT5a至5d、8b及8d进行切换控制，将IGBT8a 及8c设为截止状态，使IGBT5a至5d、8b及8d的占空比变化，从而对从次级侧转换器200输出的输出功率进行调节。
图2是各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout 的波形及次级侧转换器200的输出电压Vs的波形的时序图。 IGBT5b、5c及8b同步地以周期T切换，IGBT5a、5d及8d相对于IGBT5b、5c及8b以错开半周期的状态(相位错开180度的状态)进行切换。
在时间t为t0＜t＜t1时，如图2所示，IGBT5b及5c为导通状态，因此在初级侧转换器100中，如图3所示，电流按照 IGBT5c→电抗器6→变压器1的初级线圈L1→IGBT5b的顺序流动。由此，在变压器1的次级线圈L2产生电动势，在次级侧转换器200中，如图3所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级线圈L2→电抗器7→IGBT8c的顺序流动。
在时间t为t1＜t＜t2时，如图2所示，全部IGBT5a至5d 及8a至8d成为截止状态。但是，在电抗器6及7中，在维持电流的方向产生电动势，重复进行电磁振荡(交替重复进行图4所示的状态和图5所示的状态)，在初级侧转换器100中，在电抗器6中蓄积的激发能在输入端再生，在次级侧转换器200中，在电抗器7中蓄积的激发能被向输出端供给。初级侧转换器100中的再生动作持续直到电抗器6的激发能变为零，次级侧转换器 200中的供给动作持续直到电抗器7的激发能变为零。
在时间t为t＝t2的定时，电抗器6及7的激发能均为零而电磁振荡停止的情况下，成为在IGBT5a至5d的各集电极-发射极间施加Vp/2的电压，在IGBT8a至8d的各集电极-发射极间施加Vs/2的电压的状态。在该状态下，如图2所示，若IGBT5a、 5d及8d导通，则蓄积在分别与IGBT5a、5d及8d并联连接的电容器4a、4d及9d中的电荷被短路消耗。
在时间t为t＝t2的定时，在电抗器6及7的激发能中的至少一方不为零的情况下，成为在IGBT5a至5d的各集电极-发射极间施加0以上Vp以下的电压，在IGBT8a至8d的各集电极- 发射极间施加0以上Vs以下的电压的状态。
在时间t为t2＜t＜t3时，由于全桥电路的对称性，仅使导通状态的IGBT的组合不同就实现与时间t为t0＜t＜t1时相同的动作，因此省略说明。
＜2-2.图1所示的电路构成中的第一控制＞
以控制部14将初级侧转换器100设为输入侧转换器，将次级侧转换器200及三级侧转换器300设为输出侧转换器，并仅在次级侧连接负载的情况为例进行说明。即，以从次级侧向负载输出功率，不从三级侧输出功率的情况为例进行说明。
控制部14对IGBT5a至5d、8b、8d、11b及11d进行切换控制，通过将IGBT8a、8c、11a及11c设为截止状态，并使IGBT5a 至5d、8b、8d、11b及11d的占空比变化，而对从次级侧转换器200输出的输出电压Vs及从三级侧转换器300输出的输出功率进行调节。
图6是表示各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout的波形、次级侧转换器200的输出电压Vs的波形及三级侧转换器300的输出电压Vt的波形的时序图。IGBT5b、5c、8b 及11b同步地以周期T进行切换，IGBT5a、5d、8d及11d以相对于IGBT5b、5c、8b及11b错开半周期的状态(相位错开180 度的状态)进行切换。从次级侧转换器200输出的输出电压Vs与从三级侧转换器300输出的输出电压Vt为相同值。
＜3.第二控制＞
对于第二控制下的动作，首先以作为电力传递最小单位的仅有初级侧和次级侧的电路构成，即从图1所示的电路构成去除三级侧的电路构成进行说明，之后扩展为初级侧至三级侧的电路构成即图1所示的电路构成进行说明。
＜3-1.仅有初级侧和次级侧的电路构成中的第二控制＞
图7是表示控制部14进行第二控制时的各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout的波形及次级侧转换器200 的输出电压Vs的波形的时序图。IGBT5b及5c和IGBT5a及5d 若去除停滞时间则互补地导通/截止。IGBT5a至5d的占空比不考虑停滞时间时为50％。IGBT8b以相对于IGBT5b及5c相位错开的状态进行切换，IGBT8d以相对于IGBT5a及5d相位错开的状态进行切换。IGBT8b及8d的占空比在不考虑停滞时间时也为 50％。在第二控制中，通过使上述相位的错开量变化，对从次级侧转换器200输出的输出功率进行调节。
在时间t为t0＜t＜t1时，如图7所示，IGBT5b及5c为导通状态，因此在初级侧转换器100中，如图8所示，电路按照 IGBT5c→电抗器6→变压器1的初级线圈L1→IGBT5b的顺序流动。由此，在变压器1的次级线圈L2中产生电动势且如图7所示IGBT8d为导通状态，因此在次级侧转换器200中，如图8所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级线圈L2→电抗器 7→IGBT8d的顺序流动。
在时间t为t1＜t＜t3时，由于在时间t为t＝t1的定时 IGBT8d截止，之后在时间t为t＝t2的定时IGBT8b导通，因此在次级侧转换器200中，如图9所示，电流按照IGBT8b→变压器1的次级线圈L2→电抗器7→IGBT8c的顺序流动。此时，在变压器1的次级线圈L2中产生由在初级侧转换器100中流动的电流感应的电动势，进而，电抗器7整流时的电动势上升。由此，次级侧转换器200的输出电压Vs升压。
在时间t为t3＜t＜t4时，如图7所示，全部IGBT5a至5d 及8a至8d变为截止状态，电抗器6进行整流，因此在初级侧转换器100中，如图10所示，电流按照IGBT5d→电抗器6→变压器1的初级线圈L1→IGBT5a的顺序流动。在次级侧转换器200 中，在电抗器7持续整流的作用下，电流持续向次级侧转换器 200的输出端流动。
在时间t为t4＜t时，由于全桥电路的对称性，仅使成为导通状态的IGBT的组合不同就能够实现与时间t为t0＜t＜t4时相同的动作，因此省略说明。
在第一控制中，在为了使次级侧转换器200的输出功率增加而使占空比增大的情况下，若占空比除去停滞时间增大至50％，则无法使次级侧转换器200的输出功率进一步增加。但是，通过从第一控制直接切换为第二控制，能够无缝地获得比第一控制下的次级侧转换器200的最大输出功率大的次级侧转换器200的输出功率。
因此，若在第一控制中实施的各切换控制的占空比达到大约50％，则从第一控制直接切换为第二控制即可。并且，第一控制是减少与ZVS不成立相关的切换损失的控制，因此将第一控制与第二控制比较，若是第二控制在小负载也效率良好的区域，则也可以在第一控制中实施的各切换控制的占空比达到大约50％之前，从第一控制直接切换为第二控制。
＜3-2.图1所示的电路构成中的第二控制＞
对控制部14将初级侧转换器100设为输入侧转换器，将次级侧转换器200及三级侧转换器300设为输出侧转换器，并仅在次级侧连接负载的情况为例进行说明。即，以从次级侧向负载输出功率，而不从三级侧输出功率的情况为例进行说明。
图11是表示在控制部14进行第二控制时的各IGBT的状态、初级侧转换器100的输出电压Vout的波形、次级侧转换器 200的输出电压Vs的波形及三级侧转换器300的输出电压Vt的波形的时序图。
IGBT5b及5c和IGBT5a及5d若去除停滞时间则互补地导通/截止。IGBT5a至5d的占空比若不考虑停滞时间为50％。
IGBT8b以相对于IGBT5b及5c相位错开的状态进行切换， IGBT8d以相对于IGBT5a及5d相位错开的状态进行切换。 IGBT8b及8d的占空比若不考虑停滞时间也为50％。在第二控制中，通过使上述相位的错开量变化而对从次级侧转换器200输出的输出功率进行调节。
通过在三级侧也进行与次级侧相同的控制，能够通过使相位的错开量变化而对从三级侧转换器300输出的进行输出功率进行调节，但在本例中，由于不从三级侧输出功率，因此如图11所示，在三级侧将相位的错开量设为零。
＜4.循环电流＞
本发明一实施方式的DC/DC转换器在进行第一控制和进行第二控制时，均使输入侧转换器的动作与输出侧转换器的动作明显不同，不存在既是输入侧也是输出侧的不确定状态的转换器。
其结果，在将初级侧转换器100设为输入侧转换器，将次级侧转换器200及三级侧转换器300设为输出侧转换器，并仅在次级侧连接负载的情况下，隔离变压器的初级侧线圈中流动的电流Inp、隔离变压器的次级侧线圈中流动的电流Ins、隔离变压器的三级侧线圈中流动的电流(循环电流)Int如图12所示。从图 12可知，在本发明一实施方式的DC/DC转换器中，在完全不从初级侧向三级侧传递电力的状态下，能够将循环电流Int的振幅抑制为几A，减少功率损失。
＜5.进行恒定电流控制时的电压条件＞
在将初级侧转换器设为输入侧转换器，将次级侧转换器及三级侧转换器设为输出侧转换器，并与分别由次级侧转换器及三级侧转换器以恒定电流控制供给电力的负载(例如电池或LED等) 连接的情况下，优选变压器1的匝数比按照下述方式设定。即，优选初级侧与次级侧的匝数比设定为，在第一控制中，次级侧转换器的输出低于次级侧负载的电流开始流动的阈值电压，初级侧与三级侧的匝数比设定为，在第一控制中，三级侧转换器的输出低于三级侧负载的电流开始流动的阈值电压。
根据上述构成，能够在以恒定电流向与次级侧转换器200 连接的负载供给电力的情况下，分别独立地对初级侧转换器至三级侧转换器进行控制。
例如，从使初级侧全桥电路至三级侧全桥电路的切换停止的状态起动，最终从该次级侧输出功率，不从三级侧输出功率，在执行这种控制时序的情况下，初级侧与次级侧的负荷(duty) T1、初级侧与次级侧的切换相位差T2、次级侧输出功率T3如图 13所示，初级侧与三级侧的负荷T4、初级侧与三级侧的切换相位差T5、三级侧输出功率T6如图14所示。
从图13及图14可知，在第一控制中，次级侧及三级侧均不输出功率，在转入第二控制后，按照希望仅从次级侧输出功率。
另一方面，在将次级侧转换器设为输出侧转换器，通过第一控制从次级侧转换器输出的电压不低于开始向负载流动电流的阈值电压的情况下，若执行例如上述的控制时序，则初级侧与次级侧的负荷T1、初级侧与次级侧的切换相位差T2、次级侧输出功率T3如图15所示，初级侧与三级侧的负荷T4、初级侧与三级侧的切换相位差T5、三级侧输出功率T6如图16所示。在第一控制下已经从三级侧输出了电力，无法获得希望的输出结果。
＜6.进行恒定电压控制时的电压条件＞
在将初级侧转换器设为输入侧转换器，将次级侧转换器及三级侧转换器设为输出侧转换器，并与分别由次级侧转换器及三级侧转换器以恒定电压控制供给电力的负载连接的情况下，优选变压器1的匝数比按照下述方式设定。即，优选初级侧与次级侧的匝数比设定为，在第一控制中，次级侧转换器的输出为次级侧负载的电压容许范围的最大值以下，初级侧与三级侧的匝数比设定为，在第一控制中，三级侧转换器的输出为三级侧负载的电压容许范围的最大值以下。
根据这种构成，在向与次级侧转换器200连接的负载以恒定电压控制供给电力的情况下，能够独立地分别对初级侧转换器 100至三级侧转换器300进行控制。
例如，从使初级侧全桥电路至三级侧全桥电路的切换停止的状态起动，最终从次级侧输出功率，而不从三级侧输出功率，在执行这种控制时序的情况下，初级侧与次级侧的负荷T1、初级侧与次级侧的切换相位差T2、次级侧输出功率T3、次级侧输出电压Vs如图17所示，初级侧与三级侧的负荷T4、初级侧与三级侧的切换相位差T5、三级侧输出功率T6、三级侧输出电压 Vt如图18所示。并且，在图17中，由与横轴平行的两条虚线所夹的区域为次级侧输出电压的容许范围，在图18中，由与横轴平行的两条虚线所夹的区域为三级侧输出电压的容许范围。
从图17及图18可知，次级侧及三级侧的输出电压均不超过容许范围的最大值。
另一方面，作为一例，初级侧与次级侧的匝数比设定为，在第一控制中，次级侧转换器的输出为次级侧负载的电压容许范围的最大值以下，初级侧与三级侧的匝数比设定为，在第一控制中，三级侧转换器的输出为三级侧负载的电压容许范围的最大值以上。若基于该设定执行上述的控制时序，则初级侧与次级侧的负荷T1、初级侧与次级侧的切换相位差T2、次级侧输出功率T3、次级侧输出电压Vs如图19所示，初级侧与三级侧的负荷T4、初级侧与三级侧的切换相位差T5、三级侧输出功率T6、三级侧输出电压Vt如图20所示。并且，在图19中，由与横轴平行的两条虚线所夹的区域是次级侧输出电压的容许范围，在图20中，由与横轴平行的两条虚线所夹的区域是三级侧输出电压的容许范围。
从图19及图20可知，在第一控制中，三级侧输出电压Vt 已超过容许范围的最大值。
并且，在图17至图20中，在第一控制的占空比较小的区域中输出电压低于容许范围的最小值，这一点在本发明一实施方式的DC/DC转换器的特性上是必然的。以在定常状态下使输出电压低于容许范围的最小值的方式，利用本发明一实施方式的在 DC/DC转换器的起动时及停止时输出电压小于容许范围最小值的区域，形成输出电压及输出功率为零的状态即可。
＜7.总结＞
以上对本发明的实施方式进行了说明，但本发明的范围不限定于此，能够在不脱离发明主旨的范围内进行多种变更来实施。
例如在第一控制及第二控制中将IGBT8a、8c、11a及11c 固定为截止状态，但也可以取代IGBT8a、8c、11a及11c，将 IGBT8b、8d、11b及11d固定为截止状态。
例如也可以取代IGBT，使用MOSFET(metal-oxide-semi conductor field-effecttransistor)等其他晶体管。
例如在第一控制中，，IGBT5a及5d以相对于IGBT5b及 5c错开半周期的状态(相位错开180度的状态)进行切换，但只要IGBT5a及5d不同时导通、IGBT5b及5c不同时截止，可以是任意的相位错开量。另外，相位的错开量也可以不是固定的，而由控制部14动态控制。
在上述实施方式中，对能够进行第一控制及第二控制双方的DC/DC转换器进行了说明，但也可以是能够进行第一控制而无法进行第二控制的DC/DC转换器。
在上述实施方式中，对具有初级侧转换器至三级侧转换器的DC/DC转换器进行了说明，但能够扩展为包含具有初级侧转换器至三级侧转换器的DC/DC转换器在内的、具有初级侧转换器至N(N为3以上的自然数)级侧转换器的DC/DC转换器。并且，在上述实施方式中，将初级侧转换器设为输入侧转换器，将次级侧转换器及三级侧转换器设为输出侧转换器，但能够将初级侧转换器至N级侧转换器分别设定为输入侧转换器或输出侧转换器中的某一个。
在上述实施方式中，对能够进行第一控制及第二控制双方的DC/DC转换器进行了说明，但也可以是能够进行第一控制而无法进行第二控制的DC/DC转换器。
以上说明的DC/DC转换器的构成(第一构成)为，包括：具有电抗器(6、7、10)、多个半导体开关元件(5a至5d、8a 至8d、11a至11d)及与多个所述半导体开关元件分别并联连接的多个电容器(4a至4d、9a至9d、12a至12d)的k(k为N以下的各自然数、N为3以上的自然数)级侧转换器(100、200、 300)；具有初级线圈至N级线圈(L1，L2，L3)的变压器1；以及对所述初级侧转换器至所述N级侧转换器的切换进行控制的控制部(14)，所述k级侧转换器的所述电抗器与所述k级线圈连接和/或是所述k级线圈的漏电感，所述初级侧转换器至所述N级侧转换器分别具有全桥电路，所述控制部针对所述初级侧转换器至所述N级侧转换器，分别设为输入侧转换器或输出侧转换器中的某一个，在进行第一控制时，对所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件以使导通期间一致的方式进行切换控制，对所述输入侧转换器的位于第一臂下侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂上侧的所述半导体开关元件以使导通期间一致的方式进行切换控制，不对所述输出侧转换器的位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个所述半导体开关元件进行切换控制，对所述输出侧转换器的位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件以相位差为大致180 度进行切换控制，对位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一方，以使导通期间与所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件一致的方式进行切换控制，使所实施的各切换控制的占空比变化，从而对所述输出侧转换器的输出功率进行调节。
根据这种构成，具有初级侧转换器至N级侧转换器，能够减小由循环电流产生的功率损失。
也可以是下述构成(第二构成)，在上述第一构成的DC/DC 转换器中，所述控制部在全部所述多个输出侧转换器能够以第一控制进行输出功率调节的情况下，以第一控制进行控制，在所述输出侧转换器中的某一个无法以第一控制进行输出功率调节的情况下，针对无法以该第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制，所述控制部在进行第二控制时，对所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件以使导通期间一致的方式进行切换控制，对所述输入侧转换器的位于第一臂下侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂上侧的所述半导体开关元件以使导通期间一致的方式进行切换控制，不对所述输出侧转换器的位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个所述半导体开关元件进行切换控制，对所述输出侧转换器的位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件以相位差为大致180度进行切换控制，对位于第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一方，以导通期间的相位与所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件错开的方式进行切换控制，使所实施的各切换控制的占空比变化，从而对所述输出侧转换器的输出功率进行调节。
根据这种构成，能够获得比第一控制下的输出侧转换器的最大输出功率大的输出侧转换器的输出功率。
也可以是下述构成(第三构成)，在上述第二构成的DC/DC 转换器，所述控制部在全部所述多个输出侧转换器能够以第一控制进行输出功率调节的情况下，以第一控制进行控制，在所述输出侧转换器中的某一个无法以第一控制进行输出功率调节的情况下，为了针对无法以该第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制，从第一控制直接切换为第二控制，此外，所述控制部在从由于所述多个输出侧转换器中的某一个无法以第一控制进行输出功率调节而针对无法以该第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制的状态，变为全部所述多个输出侧转换器能够以第一控制进行输出功率调节的情况下，为了针对以第二控制进行控制的输出侧转换器进行第一控制，从第二控制直接切换为第一控制。
根据这种构成，能够在减小与ZVS不成立相关切换损失的状态下，无缝地进行电力传输方向切换。
也可以是下述构成(第四构成)，在上述第一至第三构成中的任一构成的DC/DC转换器中，在向与所述m(m是1至N 中的任一个)级侧转换器连接的负载以恒定电压控制供给电力的情况下，将所述m级侧转换器设为所述输出侧转换器，通过第一控制从所述m级侧转换器输出的电压为所述负载的电压容许范围的最大值以下。
根据这种构成，在向与m级侧转换器连接的负载以恒定电压控制供给电力的情况下，能够对初级侧转换器至N级侧转换器分别独立地进行控制。
也可以是下述构成(第五构成)，在上述第一至第四构成中的任一构成的DC/DC转换器中，在向与所述m(m为1至N 中的任一个)级侧转换器连接的负载以恒定电流控制供给电力的情况下，将所述m级侧转换器设为所述输出侧转换器，通过第一控制从所述m级侧转换器输出的电压低于开始向所述负载流动电流的阈值电压。
根据这种构成，能够在向与m级侧转换器连接的负载以恒定电流控制供给电力的情况下，对初级侧转换器至N级侧转换器分别独立地进行控制。
附图标记说明
1 变压器
2、3、13、4a至4d、9a至9d、12a至12d 电容器
5a至5d、8a至8d、11a至11d IGBT
6、7、10 电抗器
14 控制部
100 初级侧转换器
200 次级侧转换器
300 三级侧转换器。

Claims (5)

1.一种DC/DC转换器，其特征在于，包括：
k级侧转换器，其具有电抗器、多个半导体开关元件及与多个所述半导体开关元件分别并联连接的多个电容器，其中k为N以下的各自然数，N为3以上的自然数；
变压器，其具有初级线圈至N级线圈；以及
控制部，其对所述初级侧转换器至所述N级侧转换器的切换进行控制，
所述k级侧转换器的所述电抗器与所述k级线圈连接和/或是所述k级线圈的漏电感，
所述初级侧转换器至所述N级侧转换器分别具有全桥电路，
所述全桥电路具有作为串联连接的两个所述半导体开关元件组成的两个臂，
所述控制部针对所述初级侧转换器至所述N级侧转换器，分别设为输入侧转换器或输出侧转换器中的某一个，在进行第一控制时，
以使导通期间一致的方式对所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件进行切换控制，
以使导通期间一致的方式对所述输入侧转换器的位于第一臂下侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂上侧的所述半导体开关元件进行切换控制，
对所述输出侧转换器的由位于第一及第二臂上侧的两个所述半导体开关元件构成的第一半导体开关元件组，和由位于第一及第二臂下侧的两个所述半导体开关元件构成的第二半导体开关元件组中的任一方进行截止控制，
以相位差为大致180度对所述输出侧转换器的所述第一半导体开关元件组和所述第二半导体开关元件组中未进行截止控制的半导体开关元件组的两个所述半导体开关元件进行切换控制，
以使导通期间与所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件一致的方式对所述输出侧转换器的所述第一半导体开关元件组和所述第二半导体开关元件组中未进行截止控制的半导体开关元件组的两个所述半导体开关元件进行切换控制，
通过使所实施的各切换控制的占空比变化，从而对所述输出侧转换器的输出功率进行调节。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制部在全部所述多个输出侧转换器能够以所述第一控制进行输出功率调节的情况下，以所述第一控制进行控制，在所述输出侧转换器中的某一个无法以所述第一控制进行输出功率调节的情况下，针对无法以所述第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行第二控制，
所述控制部在进行所述第二控制时，
以使导通期间一致的方式对所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件进行切换控制，
以使导通期间一致的方式对所述输入侧转换器的位于第一臂下侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂上侧的所述半导体开关元件进行切换控制，对所述输出侧转换器的所述第一半导体开关元件组和所述第二半导体开关元件组中的任一方进行截止控制，以相位差为大致180度对所述输出侧转换器的所述第一半导体开关元件组和所述第二半导体开关元件组中未进行截止控制的半导体开关元件组的两个所述半导体开关元件进行切换控制，以使导通期间的相位与所述输入侧转换器的位于第一臂上侧的所述半导体开关元件及所述输入侧转换器的位于第二臂下侧的所述半导体开关元件错开的方式对所述输出侧转换器的所述第一半导体开关元件组和所述第二半导体开关元件组中未进行截止控制的半导体开关元件组的所述半导体开关元件进行切换控制，
通过使所实施的各切换控制的占空比变化，从而对所述输出侧转换器的输出功率进行调节。
3.根据权利要求2所述的DC/DC转换器，其特征在于，
所述控制部在全部所述多个输出侧转换器能够以所述第一控制进行输出功率调节的情况下，以所述第一控制进行控制，在所述输出侧转换器中的某一个无法以所述第一控制进行输出功率调节的情况下，为了针对无法以所述第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行所述第二控制，从所述第一控制直接切换为所述第二控制，
进而，所述控制部在从由于所述多个输出侧转换器中的某一个无法以所述第一控制进行输出功率调节而针对无法以所述第一控制进行输出功率调节的输出侧转换器进行所述第二控制的状态，变为全部所述多个输出侧转换器能够以所述第一控制进行输出功率调节的情况下，为了针对以所述第二控制进行控制的输出侧转换器进行所述第一控制，从所述第二控制直接切换为所述第一控制。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在向与m级侧转换器连接的负载以恒定电压控制供给电力的情况下，将所述m级侧转换器设为所述输出侧转换器，通过所述第一控制使从所述N级侧转换器输出的电压为所述负载的电压容许范围的最大值以下，其中m为1至N中的任一个。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，
在向与m级侧转换器连接的负载以恒定电流控制供给电力的情况下，将所述m级侧转换器设为所述输出侧转换器，通过所述第一控制使从所述N级侧转换器输出的电压低于开始向所述负载流动电流的阈值电压，其中m为1至N中的任一个。
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