JP6140602B2

JP6140602B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6140602B2
Application number: JP2013263010A
Authority: JP
Inventors: 真司安藤; 誠二居安; 覚吉川; 石井　淳; 淳石井
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2013-12-19
Filing date: 2013-12-19
Publication date: 2017-05-31
Anticipated expiration: 2033-12-19
Also published as: JP2015119598A

Description

本発明は、交流電圧入出力端子と、複数のバッテリとの間で電力の授受を行う電力変換装置に関する。

従来、多巻線トランスを使用して、１入力２出力のＤＣＤＣコンバータを構成したものとして、非特許文献１の電力変換回路がある。非特許文献１の電力変換回路では、燃料電池発電装置によって出力された電力を、１入力２出力のＤＣＤＣコンバータを用いて変換を行い、負荷とバッテリに電力の供給を行う。

Jorge L. Duarte, et. al, "Three-Port Bidirectional Converter for Hybrid Fuel Cell Systems" IEEE TRANSACTIONS POWER ELECTRONICS,VOL.22,NO.2,MARCH

非特許文献１に記載の電力変換装置は、交流電源と、電圧が２４０Ｖ〜４００Ｖ程度の高圧バッテリと、電圧１４Ｖ程度の補機バッテリとの間で電力の授受を行う回路に適用可能である。

図１０に示すように、補機バッテリへは、トランスの第１コイルＬ１と第３コイルＬ３とにより高圧バッテリから間接的に流入する電流Ｉ１３と、トランスの第２コイルＬ２と第３コイルＬ３とにより交流電源から間接的に流入する電流Ｉ２３との合計の電流が入力されることとなる。ここで、第１コイルＬ１の巻数をｎ１、第２コイルＬ２の巻数をｎ２、第３コイルＬ３の巻数をｎ３とする。また、高圧バッテリの電圧をＶ１、交流電源の電圧をＶ２、補機バッテリの電圧をＶ３、第１コイルと第３コイルとの間の漏れインダクタンスをＬ１３、第２コイルと第３コイルとの間の漏れインダクタンスをＬ２３とする。すると、電流Ｉ１３の時間変化量は以下の数式１で表され、電流Ｉ２３の時間変化量は、以下の数式２で表される。

通常、電流Ｉ１３の時間変化量及び電流Ｉ２３の時間変化量が標準的な状態でゼロとなるようにｎ１、ｎ２、ｎ３は設定されている。交流電流の入出力回路の電圧Ｖ２及び補機バッテリの電圧Ｖ３はほぼ一定である。したがって、数式２の右辺はゼロとなるため、電流Ｉ２３の時間変化量はゼロとなる。その結果として、電流Ｉ２３は、図１１に示すように、ピーク電流を生じない矩形波の出力となる。

しかしながら、高圧バッテリはＳＯＣによる電圧Ｖ１の変化が大きいため、数式１の右辺はゼロとならない場合が生じる。すなわち、電流Ｉ１３には時間の経過に伴い、一定の増減量で変化することとなる。その結果として、電流Ｉ１３は、図１１に示すように区間Ｔにおいて数式１で現される時間変化の生じる電流となり、ピーク電流を有するものとなる。

ここで、ピークを有する電流の流入を想定した回路を構成するならば、回路を構成する各素子は想定される最大電流に耐えうる素子とする必要が生じ、大型の素子が必要となり製造コストの増加が懸念される。また、出力される電流の増加に伴い、電力変換効率が低下することとなる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、製造コストの低減、小型化及び高効率化が可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、第１バッテリと、第２バッテリと、所定の交流電力を入出力できる交流電力入出力端子とを備え、第１バッテリと前記第２バッテリと交流電力入出力端子との間でそれぞれ電力供給が可能な双方向の電力変換装置であって、互いに磁気結合された第１コイルと第２コイルと第３コイルを有するトランスと、第１コイルと第１バッテリとの間に接続され、複数のスイッチング素子を有する第１ブリッジ回路と、第１バッテリの電圧である第１電圧を検出する第１電圧検出器と、第２コイルと交流電力入出力端子との間に接続され、複数のスイッチング素子を有する第２ブリッジ回路と、第２ブリッジ回路の上アームのドレイン（コレクタ）端子と下アームのソース（エミッタ）端子間の電圧である第２電圧を検出する第２電圧検出器と、第３コイルと第２バッテリとの間に接続され、複数のスイッチング素子を有する第３ブリッジ回路と、第２バッテリの電圧である第３電圧を検出する第３電圧検出器と、各電圧検出器により検出された各電圧値に基づいて各スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、制御回路は、第１バッテリから第１コイルへ電力を供給させる場合に、第１電圧と第３電圧と第１コイルの巻数と第２コイルの巻数と第３コイルの巻数とに基づいて、第２バッテリに流れる電流のピーク値を抑制するように第２電圧を可変制御することを特徴とする。

第１バッテリから第１コイルへ電力を供給させる場合に、第１バッテリのＳＯＣの変化の結果として、第１コイルと第３コイルとにより第１バッテリから第２バッテリへと間接的に流入する電流に、時間変化量が生ずる状態となることがある。ここで、第２バッテリに流入する電流の時間変化量は、第１電圧、第２電圧、第３電圧、第１コイルの巻数、第２コイルの巻数、及び第３コイルの巻数と相関関係を有している。

この点、上記構成とすることで、第２電圧の可変制御により、第２コイルと第３コイルとにより交流電力入出力端子から第２バッテリへと間接的に流入する電流を、時間変化量を有する電流とすることができる。そして、第１電圧と第３電圧と第１コイルの巻数と第２コイルの巻数と第３コイルの巻数とに基づくことにより、第２バッテリに流れる電流のピーク値を抑制するように第２電圧を可変制御することができる。その結果として、素子の小型化が可能であるとともに、電力変換効率を上昇させることができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の回路図である。第２電圧の制御が行われない場合の第３電流の変化を示す図である。ピーク電流が発生しない条件を示す図である。第２電圧の制御を行った場合の各電流の変化を示す図である。第２電圧の制御を行った場合の第３電流の変化を示す図である。第２実施形態に係る電力変換装置の回路図である。第３実施形態に係る電力変換装置の回路図である。第４実施形態の制御を示すフローチャートである。第５実施形態の制御を示すフローチャートである。従来例を示す図である。従来例を示す図である。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、プラグインハイブリッドカー、又は電気自動車に搭載される電力変換装置であり、家庭用電源や商用電源等の交流電源から車両に搭載されたバッテリへの電力の供給、及び、車両に搭載されたバッテリから家電製品等への交流電力の供給に用いられる。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、交流電力を入出力できる交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２と、主機バッテリである第１バッテリＢ１と、補機バッテリである第２バッテリＢ３との間で電力供給を行う。第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ３は、３ポートの双方向ＤＣＤＣコンバータ１００に接続され、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２は、力率改善回路／インバータ回路４００を介して双方向ＤＣＤＣコンバータ１００に接続される。

第１バッテリＢ１は、複数のセルからなる高圧バッテリであり、ＳＯＣに応じて電圧が２４０〜４００Ｖの間で変動するとともに、標準的な電圧は３５０Ｖと設定されている。第１バッテリは、図示しない駆動用モータに接続され、第１バッテリＢ１の電力を用いて駆動用モータが駆動される。第２バッテリＢ３は低圧バッテリであり、ＳＯＣによる電圧値の変化が少なく、電圧は１４Ｖ前後である。第２バッテリＢ３には各種車載機器等の負荷が接続されており、第２バッテリＢ３の電力を用いて各種車載機が駆動される。

双方向ＤＣＤＣコンバータ１００は、トランスＴｒ、第１ブリッジ回路１０、第２ブリッジ回路２０、第３ブリッジ回路３０、第１フィルタ１１、第３フィルタ３１、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、第３コンデンサＣ３を備える。

トランスＴｒは、互いに磁気結合された第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３からなる。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第３コイルＬ３は、それぞれ、第１漏れインダクタンスＬｒ１、第２漏れインダクタンスＬｒ２、第３漏れインダクタンスＬｒ３を含んでいる。

第１コイルＬ１は、第１ブリッジ回路１０及び第１フィルタ１１を介して第１バッテリＢ１に接続される。第１ブリッジ回路１０と第１フィルタ１１との間には、第１コンデンサＣ１が並列接続される。

第１ブリッジ回路１０は、４つのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４と、４つのダイオードＤ１１〜Ｄ１４とを含むフルブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１３は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ１２及びＱ１４は、低圧側の下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ１１のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ１２のドレイン端子及び第１コイルＬ１の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ１３のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ１４のドレイン端子及び第１コイルＬ１の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ１２のソース端子及びスイッチング素子Ｑ１４のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、それぞれスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４に対して、逆方向に並列接続されている。

第２コイルＬ２は、第２ブリッジ回路２０を介して力率改善回路／インバータ回路４００に接続される。第２ブリッジ回路２０と力率改善回路／インバータ回路４００との間には、第２コンデンサＣ２が並列接続される。

第２ブリッジ回路２０は、４つのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４と、４つのダイオードＤ２１〜Ｄ２４とを含むフルブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ２１及びスイッチング素子Ｑ２３は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ２２及びＱ２４は、低圧側の下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ２１のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ２２のドレイン端子及び第２コイルＬ２の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ２３のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ２４のドレイン端子及び第２コイルＬ２の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ２２のソース端子及びスイッチング素子Ｑ２４のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４は、それぞれスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４に対して、逆方向に並列接続されている。

第３コイルＬ３は、第３ブリッジ回路３０及び第３フィルタ３１を介して第２バッテリＢ３に接続される。第３ブリッジ回路３０と第３フィルタ３１との間には、第３コンデンサＣ３が並列接続される。

第３ブリッジ回路３０は、４つのスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４と、４つのダイオードＤ３１〜Ｄ３４とを含むフルブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ３１及びスイッチング素子Ｑ３３は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ３２及びＱ３４は、低圧側の下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ３１のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ３２のドレイン端子及び第３コイルＬ３の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ３３のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ３４のドレイン端子及び第３コイルＬ３の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ３２のソース端子及びスイッチング素子Ｑ３４のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４は、それぞれスイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４に対して、逆方向に並列接続されている。

力率改善回路／インバータ回路４００は、第４ブリッジ回路４０と、コイルＬ４１と、コイルＬ４２と、フィルタ４１とを有している。

第４ブリッジ回路４０は、４つのスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４と、４つのダイオードＤ４１〜Ｄ４４とを含むフルブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ４１及びスイッチング素子Ｑ４３は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ４２及びＱ４４は、低圧側の下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ４１のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ４２のドレイン端子及びコイルＬ４１の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ４３のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ４４のドレイン端子及びＬ４２の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ４２のソース端子及びスイッチング素子Ｑ４４のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。ダイオードＤ４１〜Ｄ４４は、それぞれスイッチング素子Ｑ４１〜Ｑ４４に対して、逆方向に並列接続されている。

コイルＬ４１及びコイルＬ４２は、ともにフィルタ４１に接続され、フィルタ４１は、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続される。

本実施形態にかかる電力変換回路は、検出手段として、第１電圧検出器１２と、第１電流検出器１３と、第２電圧検出器２１と、第３電圧検出器３２と、第３電流検出器３３と、第４電圧検出器４２と、第４電流検出器４３とを備えている。

第１電圧検出器１２は、第１バッテリＢ１と並列接続され、第１バッテリＢ１の電圧である第１電圧Ｖ１を検出する。第１電流検出器１３は、第１バッテリＢ１の負極に接続され、第１バッテリＢ１から流出入する第１電流ｉ１を検出する。第２電圧検出器２１は、第２コンデンサＣ２と並列接続され、第２ブリッジ回路２０に印加される電圧である第２電圧Ｖ２を検出する。第３電圧検出器３２は、第２バッテリＢ３と並列接続され、第２バッテリＢ３の電圧である第３電圧Ｖ３を検出する。第３電流検出器３３は、第２バッテリＢ３の負極に接続され、第２バッテリＢ３から流出入する第３電流ｉ３を検出する。第４電圧検出器４２は、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続され、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧である第４電圧Ｖ４を検出する。第４電流検出器４３は、交流電力入出力端子Ｔ２とフィルタ４１との間に接続され、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２に第４電流ｉ４を検出する。

第１電圧Ｖ１、第２電圧Ｖ２、第３電圧Ｖ３、第４電圧Ｖ４、第１電流ｉ１、第３電流ｉ３、及び、第４電流ｉ４は、制御回路５０へ入力される。制御回路５０は、入力された各電圧の値及び各電流の値に基づいて演算を行い、各ブリッジ回路の各スイッチング素子へ制御信号を送信することにより、各スイッチング素子の開閉制御を行う。

第１ブリッジ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１４が同時に開閉制御され、スイッチング素子Ｑ１２及びスイッチング素子Ｑ１３が同時に開閉制御される。この制御により、第１コイルＬ１には振幅Ｖ１、Ｄｕｔｙ比５０％の電圧が印加される。

第２ブリッジ回路２０は、スイッチング素子Ｑ２１及びスイッチング素子Ｑ２４が同時に開閉制御され、スイッチング素子Ｑ２２及びスイッチング素子Ｑ２３が同時に開閉制御される。この制御により、第２コイルＬ２には振幅Ｖ２、Ｄｕｔｙ比５０％の電圧が印加される。

第３ブリッジ回路３０は、スイッチング素子Ｑ３１及びスイッチング素子Ｑ３４が同時に開閉制御され、スイッチング素子Ｑ３２及びスイッチング素子Ｑ３３が同時に開閉制御される。この制御により、第３コイルＬ３には振幅Ｖ３、Ｄｕｔｙ比５０％の電圧が印加される。

制御回路５０は、各ブリッジ回路のスイッチング制御に位相差を発生させることにより、各ブリッジ回路を介して出力される電圧を変化させる。

本実施形態に係る電力変換装置では、第１電圧Ｖ１の標準的な状態を３５０Ｖ、第２電圧Ｖ２の標準的な状態を３５０Ｖ、第３電圧Ｖ３の標準的な状態を１４Ｖとし、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２と第３コイルＬ３との巻線比を、２５：２５：１としている。また、第１コイルＬ１と第３コイルＬ３との間の漏れインダクタンスＬ１３は４００ｎＨであり、第２コイルＬ２と第３コイルＬ３との間の漏れインダクタンスＬ２３は４００ｎＨである。

次に、本実施形態に係る電力変換装置により、第１バッテリＢ１に蓄積された電力を用いて交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２から交流電力を出力するとともに、第２バッテリＢ３へと電力の供給を行う制御について説明する。

上述したように、第１バッテリＢ１から交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２及び第２バッテリＢ３へ電力を供給する場合、第１バッテリＢ１から第２バッテリＢ３へと間接的に流入する電流Ｉ１３の時間変化量は上記数式１で表される。一方、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２から第２バッテリＢ３へと間接的に流入する電流Ｉ２３の時間変化量は、上記数式２で表される。したがって、第３バッテリへと流入する第３電流ｉ３の時間変化量の合計値は以下の数式３となる。

したがって、第１電圧Ｖ１が３００Ｖである場合の、第２バッテリＢ３へ流入する第３電流ｉ３は図２（ａ）となる。第１電圧Ｖ１が３５０Ｖである場合の、第２バッテリＢ３へ流入する第３電流ｉ３は図２（ｂ）となる。第１電圧Ｖ１が４００Ｖである場合の、第２バッテリＢ３へ流入する第３電流ｉ３は図２（ｃ）となる。

ここで、図２（ａ）、図２（ｂ）、図２（ｃ）における区間Ｔの傾きは、第２バッテリＢ３へ流入する第３電流ｉ３の時間変化量に相当するため、上記数式３により演算される値となる。すなわち、第１電圧Ｖ１が３００Ｖである場合、及び、第１電圧Ｖ１が４００Ｖである場合は、第１電圧Ｖ１が標準値である３５０Ｖと乖離しているため、ピーク電流が生じることとなる。

第２バッテリＢ３へと流入する第３電流ｉ３を、ピークを持たない電流とするためには、上記数式３の左辺が示す第３電流ｉ３の時間変化量が０となればよい。したがって、その条件は、以下の数式４で表される。

上記数式４に、上述した第１コイルＬ１と第２コイルＬ２と第３コイルＬ３との巻数比、及び、第１コイルＬ１と第３コイルＬ３との間の漏れインダクタンスＬ１３、第２コイルＬ２と第３コイルＬ３との間の漏れインダクタンスＬ２３を代入すると、以下の数式５が得られる。

数式５に基づいて得られる、第３電流ｉ３の時間変化量を０とすることが可能な、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２と第３電圧Ｖ３との関係を図３に示す。図３の横軸は第１電圧Ｖ１を示しており、図３の縦軸は第２電圧Ｖ２を示している。そして、第３電圧Ｖ３を１Ｖ刻みとしたグラフが描かれている。したがって、上記数式５及び図３により、第３電圧Ｖ３が１４Ｖの場合には、第１電圧Ｖ１が４００Ｖの場合には第２電圧Ｖ２を３００Ｖとすればよく、第１電圧Ｖ１が３００Ｖの場合には第２電圧Ｖ２を４００Ｖとすればよいことがわかる。

図４は、第１電圧Ｖ１が４００Ｖである場合に、第２電圧Ｖ２を３００Ｖとする制御が行われた際の、第１バッテリＢ１から第２バッテリＢ３へと間接的に流入する電流Ｉ１３の変化、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２から第２バッテリＢ３へと間接的に流入する電流Ｉ２３の変化、及び、第１バッテリＢ１から交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２へと間接的に流入する電流Ｉ１２の変化を示す図である。第１電圧Ｖ１が標準的な電圧ではないため、Ｉ１３には時間変化を有しており、その結果として、ピーク電流が生じている。そこで、上記数式５に示す条件を満たすように第２電圧Ｖ２を制御することで、Ｉ２３に時間変化を起こし、Ｉ１３のピーク電流を打ち消すことができる逆ピーク電流を発生させている。

第２電圧Ｖ２を制御することにより、第２バッテリＢ３へ流入する第３電流ｉ３は、図５（ａ）〜（ｃ）で表されるものとなる。図５（ａ）〜（ｃ）における第１電圧Ｖ１及び第３電圧Ｖ３は、それぞれ、図２（ａ）〜（ｃ）における第１電圧Ｖ１及び第３電圧Ｖ３と同様の値である。一方、第２電圧Ｖ２は、上記数式５に基づいて制御された値となる。すなわち、図５（ａ）では、第２電圧Ｖ２は４００Ｖであり、図５（ｃ）では、第２電圧Ｖ２は３００Ｖである。このように第２電圧Ｖ２を制御することにより、区間Ｔでの第３電流ｉ３の時間変化量は概ねゼロとなり、ピーク電流が発生しないものとなる。

本実施形態は、上記構成により、以下の効果を奏する。

第２電圧Ｖ２の可変制御により、第２コイルＬ２と第３コイルＬ３とにより交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２から第２バッテリＢ３へと間接的に流入する電流Ｉ２３を、時間変化量を有する電流とすることができる。すなわち、第１バッテリＢ１のＳＯＣの変化の結果として、第１コイルＬ１と第３コイルＬ３とにより第１バッテリＢ１から第２バッテリＢ３へと間接的に流入する電流Ｉ１３に時間変化量が生ずる状態となったとしても、第２電圧Ｖ２の可変制御により、第２バッテリＢ３へと流入する電流Ｉ１３の時間変化量を相殺する電流Ｉ２３を発生させることができる。その結果として、第２バッテリＢ３へと流入する第３電流ｉ３はピークを持たない矩形波となるため、素子の小型化が可能であるとともに、電力変換効率を上昇させることができる。

＜第２実施形態＞
図６は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態は、力率改善回路／インバータ回路４００が昇降圧回路４４をさらに備える点が第１実施形態と異なっている。

昇降圧回路４４は、４つのスイッチング素子Ｑ４５〜Ｑ４８と、４つのダイオードＤ４５〜Ｄ４８と、コイルＬ４１とを含むブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ４５及びスイッチング素子Ｑ４７は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ４６及びＱ４８は、低圧側の下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ４５のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ４６のドレイン端子及びコイルＬ４１の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ４７のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ４８のドレイン端子及びコイルＬ４１の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ４６のソース端子及びスイッチング素子Ｑ４８のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。ダイオードＤ４５〜Ｄ４８は、それぞれスイッチング素子Ｑ４５〜Ｑ４８に対して、逆方向に並列接続されている。

本実施形態は、上記構成により、以下の効果を奏する。

第２電圧Ｖ２を制御することによりピーク電流の発生を抑制するため、第２電圧Ｖ２が交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２から電力を出力する場合に必要な電圧値とならない場合が生ずる。例えば、第１実施形態において第２電圧Ｖ２を３００Ｖとした場合、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２から実効値が２４０Ｖの交流電力を出力することはできない。本実施形態では、制御回路５０によりスイッチング素子Ｑ４５〜Ｑ４８を制御することにより、出力される電圧を昇圧し所望の電圧とするため、第２電圧Ｖ２を制御したうえで、必要な交流電力出力を得ることができる。

＜第３実施形態＞
図７は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。

本実施形態は、双方向ＤＣＤＣコンバータ１００が昇降圧回路１４をさらに備える点が第１実施形態と異なっている。

昇降圧回路１４は、第１ブリッジ回路１０と第１フィルタ１１との間に接続されている。
昇降圧回路１４は、４つのスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８と、４つのダイオードＤ１５〜Ｄ１８と、コイルＬ１１とを含むブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ１５及びスイッチング素子Ｑ１７は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ１６及びＱ１８は、低圧側の下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ１５のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ１６のドレイン端子及びコイルＬ１１の一端に接続される。スイッチング素子Ｑ１７のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ１８のドレイン端子及びコイルＬ１１の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ１６のソース端子及びスイッチング素子Ｑ１８のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。ダイオードＤ１５〜Ｄ１８は、それぞれスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８に対して、逆方向に並列接続されている。

本実施形態において、制御回路５０は、入力された第１電圧Ｖ１に基づいて昇降圧回路１４を駆動し、第１電圧Ｖ１を昇降圧した電圧Ｖ１’を第１ブリッジ回路１０に印加する。ここで、第１ブリッジ回路１０に印加される電圧Ｖ１’と第２電圧Ｖ２と第３電圧Ｖ３との比と、第１コイルＬ１の巻数Ｎ１と第２コイルＬ２の巻数Ｎ２と第３コイルＬ３の巻数Ｎ３との比とは、等しくなるように制御される。すなわち、第２電圧Ｖ２は一定に制御され、第３電圧Ｖ３は概ね一定であるため、上記数式２で表される電流Ｉ２３の時間変化量はほぼゼロとなる。したがって、上記数式１で表される電流Ｉ１３の時間変化量がほぼゼロとなるように昇降圧回路１４を駆動し、第１電圧Ｖ１を昇降圧した電圧Ｖ１’を第１ブリッジ回路１０に印加する。

上記構成により、本実施形態は以下の効果を奏する。

第１電圧Ｖ１が第１バッテリＢ１のＳＯＣの変化により変動したとしても、昇降圧回路１４により、第１コイルＬ１に印加される電圧Ｖ１’は一定に制御される。その結果として、第１コイルＬ１に印加される電圧Ｖ１’と、第２コイルＬ２に印加される第２電圧Ｖ２と、第３コイルＬ３に印加される第３電圧Ｖ３との比と、第１コイルＬ１の巻数Ｎ１と、第２コイルＬ２の巻数Ｎ２と、第３コイルＬ３の巻数Ｎ３との比を等しくすることができる。したがって、ピーク電流の発生を抑制することができる。

＜第４実施形態＞
本実施形態では、第１実施形態に係る電力変換回路において、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２に交流電源を接続する。そして、交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して入力される交流電力を直流電力に変換し、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ３を充電する制御を行う。

図８は本実施形態におけるフローチャートである。

まず、Ｓ１０１において、第３電圧Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿１未満であるか否かを判定する。第３電圧Ｖ３が所定値未満であると判定された場合、Ｓ１０２において第１ブリッジ回路１０の駆動を停止し、Ｓ１０３において、第４ブリッジ回路４０をＶ４ｐｅａｋ＜Ｖ２＜Ｎ２／Ｎ１・Ｖ１となるように駆動する。Ｖ４ｐｅａｋは、交流電源から交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される電圧の最大値であり、交流電源の電圧の実効値の√２倍である。

ここで、Ｖ２＜Ｎ２／Ｎ１・Ｖ１としたのは、第１バッテリＢ１へ電力が供給されることを防ぐためである。すなわち、第１ブリッジ回路１０を停止したとしても、各スイッチにはダイオードが並列接続されているため、第１電圧Ｖ１より高い電圧が印加された場合にはダイオードを介して第１バッテリＢ１へと電力が供給される。したがって、第２ブリッジ回路２０からトランスＴｒを介して第１ブリッジ回路１０へ印加される電圧が、第１電圧Ｖ１未満となるように第２電圧Ｖ２を制御する。なお、上記の条件を満たしたうえで可能であるならば、第２バッテリＢ３へと入力される第３電流ｉ３にピークが生じないようにするために、Ｖ２≒Ｎ２／Ｎ３・Ｖ３とするのが好ましい。

次に、Ｓ１０４において第３ブリッジ回路３０を駆動して第２バッテリＢ３への給電を開始する。その後、Ｓ１０５において、第３電圧Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿２（ただし、Ｖ３ｒｅｆ＿２≧Ｖ３ｒｅｆ＿１）より大きい値であるか否かを判定する。Ｓ１０５において、第３電圧Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿２より大きい値でないと判定されれば、充電の制御を継続し、Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿２より大きい値であると判定されれば、第２バッテリＢ３への充電を終了する。

一方、Ｓ１０１において、第３電圧Ｖ３が所定値以上であると判定された場合、すなわち、第２バッテリＢ３の容量が所定量以上であり、充電の必要がないと判定された場合、Ｓ１０６において第３ブリッジ回路３０の駆動を停止する。そして、Ｓ１０７において、第４ブリッジ回路４０をＶ４ｐｅａｋ＜Ｖ２＜Ｎ２／Ｎ３・Ｖ３となるように駆動する。

ここで、Ｖ２＜Ｎ２／Ｎ３・Ｖ３としたのは、第２バッテリＢ３へ電力が供給されることを防ぐためである。すなわち、第３ブリッジ回路３０を停止したとしても、各スイッチにはダイオードが並列接続されているため、第３電圧Ｖ３より高い電圧が印加された場合にはダイオードを介して第２バッテリＢ３へと電力が供給される。したがって、第２ブリッジ回路２０からトランスＴｒを介して第３ブリッジ回路３０へ印加される電圧が、第３電圧Ｖ３未満となるように第２電圧Ｖ２を制御する。なお、上記の条件を満たしたうえで可能であるならば、第１バッテリＢ１へと入力される第１電流ｉ１にピークが生じないようにするために、Ｖ２≒Ｎ２／Ｎ１・Ｖ１とするのが好ましい。

次に、Ｓ１０８において第１ブリッジ回路１０を駆動して第１バッテリＢ１への給電を開始する。その後、Ｓ１０９において、第１電圧Ｖ１が所定値Ｖ１ｒｅｆより大きい値であるか否かを判定する。Ｓ１０９において、第１電圧Ｖ１が所定値Ｖ１ｒｅｆより大きい値でないと判定されれば充電の制御を継続し、第１電圧Ｖ１が所定値Ｖ１ｒｅｆより大きい値であると判定されれば、一連の充電制御を終了する。

上記構成とすることで、第２バッテリＢ３の容量が所定量より少なければ、交流電源と第１バッテリＢ１との間での電力の授受を停止し、交流電源から第２バッテリＢ３への電力の供給のみを行うことができる。一方、第２バッテリＢ３の容量が所定量より多ければ、第２バッテリＢ３への電力の供給を停止し、交流電源と第１バッテリＢ１との間での電力の授受のみを行うことができる。その結果として、第１バッテリＢ１と第２バッテリＢ３との間で電力の授受を行うことにより生ずるピーク電力の発生を抑制することができる。

＜第５実施形態＞
図９は、本実施形態のフローチャートである。

まず、Ｓ２０１において、第３電圧Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿１未満であるか否かを判定する。第３電圧Ｖ３が所定値未満であると判定された場合、Ｓ２０２において第１ブリッジ回路１０、第２ブリッジ回路２０、第３ブリッジ回路３０を駆動する。そして、第１実施形態と同様に、第２電圧Ｖ２の可変制御を行うことにより、第１バッテリＢ１から第２バッテリＢ３への電力の供給を行う。その後、Ｓ２０３において、第３電圧Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿２（ただし、Ｖ３ｒｅｆ＿２≧Ｖ３ｒｅｆ＿１）より大きい値であるか否かを判定する。Ｓ２０３において、第３電圧Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿２より大きい値でないと判定されれば、充電の制御を継続し、Ｖ３が所定値Ｖ３ｒｅｆ＿２より大きい値であると判定されれば、第２バッテリＢ３への充電を終了する。

一方、Ｓ２０１において、第３電圧Ｖ３が所定値以上であると判定された場合、すなわち、第２バッテリＢ３の容量が所定量以上であり、充電の必要がないと判定された場合、Ｓ２０４において第３ブリッジ回路３０の駆動を停止する。そして、Ｓ２０５において、第４ブリッジ回路４０をＶ４ｐｅａｋ＜Ｖ２＜Ｎ２／Ｎ３・Ｖ３となるように駆動する。Ｖ４ｐｅａｋは、交流電源から交流電力入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される電圧の最大値であり、交流電源の電圧の実効値の√２倍である。

ここで、Ｖ２＜Ｎ２／Ｎ３・Ｖ３としたのは、第２バッテリＢ３へ電力が供給されることを防ぐためである。すなわち、第３ブリッジ回路３０を停止したとしても、各スイッチにはダイオードが並列接続されているため、第３電圧Ｖ３より高い電圧が印加された場合にはダイオードを介して第２バッテリＢ３へと電力が供給される。したがって、第２ブリッジ回路２０からトランスＴｒを介して第３ブリッジ回路３０へ印加される電圧が、第３電圧Ｖ３未満となるように第２電圧Ｖ２を制御する。なお、上記の条件を満たしたうえで可能であるならば、第１バッテリＢ１へと入力される電流値にピークが生じないようにするために、Ｖ２≒Ｎ２／Ｎ１・Ｖ１とするのが好ましい。

次に、Ｓ２０６において第１ブリッジ回路１０を駆動して第１バッテリＢ１への給電を開始する。その後、Ｓ２０７において、第１電圧Ｖ１が所定値Ｖ１ｒｅｆより大きい値であるか否かを判定する。Ｓ２０７において、第１電圧Ｖ１が所定値Ｖ１ｒｅｆより大きい値でないと判定されれば充電の制御を継続し、第１電圧Ｖ１が所定値Ｖ１ｒｅｆより大きい値であると判定されれば、一連の充電制御を終了する。

上記構成により、本実施形態は、第１実施形態と同様の効果及び第４実施形態と同様の効果を奏する。

＜変形例＞
・上記各実施形態では、各スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタを用いることもできる。また、各スイッチング素子をバイポーラトランジスタ等のトランジスタとしてもよい。この場合には、上記各実施形態において、ドレインをコレクタと読み替え、ソースをエミッタと読み替えればよい。

・上記各実施形態において、上記数式３で示す第３電流ｉ３の時間変化量がゼロになるように制御するものとしたが、第３電流ｉ３の時間変化量は、必ずしもゼロになる必要はない。すなわち、第３電流ｉ３に時間変化が生じたとしても、軽微であるならばピーク値は小さくなる。したがって、第３コイルＬ３の巻数Ｎ３に対する第１コイルＬ１の巻数Ｎ１の比（第３コイルＬ３の巻数Ｎ３／第１コイルＬ１の巻数Ｎ１）と第１電圧Ｖ１との積、及び、第３コイルＬ３の巻数Ｎ３に対する第２コイルＬ２の巻数Ｎ２の比（第３コイルＬ３の巻数Ｎ３／第２コイルＬ２の巻数Ｎ２）と第２電圧Ｖ２との積の、それぞれ第３電圧Ｖ３に対する大小関係が反対になっていればよい。

・上記各実施形態において、素子による電圧降下の影響について具体的に記載していないが、必要に応じて考慮すればよいことは明らかである。

・第１実施形態において、各ブリッジ回路の制御を行う場合、Ｄｕｔｙ比を５０％としたが、必ずしも５０％とする必要はなく、５０％未満としてもよい。

１０…第１ブリッジ回路、１２…第１電圧検出器、２０…第２ブリッジ回路、２１…第２電圧検出器、３０…第３ブリッジ回路、３２…第３電圧検出器、４０…第４ブリッジ回路、４２…第４電圧検出器、５０…制御回路、Ｂ１…第１バッテリ、Ｂ３…第２バッテリ、Ｌ１…第１コイル、Ｌ２…第２コイル、Ｌ３…第３コイル、Ｑ１１〜Ｑ４４…スイッチング素子、Ｔ１，Ｔ２…交流電力入出力端子、Ｔｒ…トランス、Ｖ１…第１電圧、Ｖ２…第２電圧、Ｖ３…第３電圧、Ｖ４…第４電圧。

Claims

第１バッテリ（Ｂ１）と、第２バッテリ（Ｂ３）と、所定の交流電力を入出力できる交流電力入出力端子（Ｔ１、Ｔ２）を備え、前記第１バッテリと前記第２バッテリと前記交流電力入出力端子との間でそれぞれ電力供給が可能な双方向の電力変換装置であって、
互いに磁気結合された第１コイル（Ｌ１）と第２コイル（Ｌ２）と第３コイル（Ｌ３）を有するトランス（Ｔｒ）と、
前記第１コイルに接続され、複数のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）を有する第１ブリッジ回路（１０）と、前記第１ブリッジ回路と前記第１バッテリとの間に接続される昇降圧回路（１４）と、前記第１バッテリの電圧である第１電圧（Ｖ１）を検出する第１電圧検出器（１２）と、
前記第２コイルと前記交流電力入出力端子との間に接続され、複数のスイッチング素子（Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４）を有する第２ブリッジ回路（２０）と、
前記第２ブリッジ回路の上アームのドレイン（コレクタ）端子と下アームのソース（エミッタ）端子間の電圧である第２電圧（Ｖ２）を検出する第２電圧検出器（２１）と、
前記第３コイルと前記第２バッテリとの間に接続され、複数のスイッチング素子（Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４）を有する第３ブリッジ回路（３０）と、
前記第２バッテリの電圧である第３電圧を検出する第３電圧検出器（３２）と、
各電圧検出器により検出された各電圧値に基づいて各スイッチング素子を制御する制御回路（５０）と、を備え、
前記制御回路は、前記第１電圧と前記第２電圧と第１コイルの巻数と第２コイルの巻数と第３コイルの巻数とに基づいて、前記第１ブリッジ回路の上アームのドレイン（コレクタ）端子と下アームのソース（エミッタ）端子間の電圧を可変制御し、前記第１ブリッジ回路の上アームのドレイン（コレクタ）端子と下アームのソース（エミッタ）端子間の電圧と、前記第２電圧と、前記第３電圧の比が、前記第１コイルの巻数と前記第２コイルの巻数と前記第３コイルの巻数の比と等しくなるように制御することを特徴とする電力変換装置。