CN109743036B - 一种校准电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种校准电路及方法；该方法可以包括：根据充电电流以及积分电路中电容的接入状态以及电压比较器的输入端输入信号状态确定多个校准状态；在每个校准状态下，数字控制电路根据电压比较器输出的电压比较信号生成数字控制信号；在每个校准状态下，当所述参考电压和所述充电电压通过所述数字控制信号的控制处于相等或设定的差值范围时，确定各校准状态对应的校准数字控制信号；将所有校准状态对应的校准数字控制信号按照预设的处理策略，得到最终校准信号。

Description

一种校准电路及方法

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种校准电路及方法。

背景技术

在模拟集成电路中，电阻电容RC滤波器通常使用在集成电路来控制极点(poles)和零点(zeros)的频率，但是，在现代半导体制造工艺中，电阻电容会随工艺发生很大的偏差，进而影响零点和极点的位置，因此，在应用中必须对RC进行校准。在常规的RC校准技术中，校准结果受寄生电容和直流偏移dc offset的影响比较大，从而影响校准精度。即使有些方案能够通过使用有源积分器电路来降低寄生电容对校准结果的影响，但是由于使用了运算放大器，从而会增加校准电路成本和功耗，并且仍然存在dc offset影响校准精度。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例期望提供一种校准电路及方法；不仅可以降低甚至消除寄生电容和dc offset对校准结果的影响，提高校准精度；而且电路设计的简单，成本低。

本发明的技术方案是这样实现的：

第一方面，本发明实施例提供了一种校准电路，所述校准电路包括：电流生成电路、积分电路、参考电压生成电路、比较器输入开关、电压比较器和数字控制电路；所述电流生成电路分别与所述积分电路和所述参考电压生成电路相连接；所述积分电路和所述参考电压生成电路分别通过比较器输入开关与电压比较器的输入端相连，所述电压比较器的输出端与所述数字控制电路相连接；

其中，所述电流生成电路，配置为分别向积分电路以及所述参考电压生成电路提供电流；

所述积分电路，配置为基于所述电流生成电路所提供的充电电流生成充电电压；

所述参考电压生成电路，配置为基于所述电流生成电路所提供的参考电流生成参考电压；

所述电压比较器，配置为将所述参考电压和所述充电电压进行比较，输出电压比较信号；

所述比较器输入开关，配置为切换所述充电电压与所述参考电压输入所述电压比较器的输入端，以及相应于所述切换改变所述电压比较信号的极性；

所述数字控制电路，配置为根据所述电压比较信号生成数字控制信号，所述数字控制信号用于控制所述校准电路中的可变电容或可变电阻。

第二方面，本发明实施例提供了一种校准方法，所述方法应用于第一方面所述的校准电路，所述方法包括：

根据充电电流以及积分电路中电容的接入状态以及电压比较器的输入端输入信号状态确定多个校准状态；

在每个校准状态下，数字控制电路根据电压比较器输出的电压比较信号生成数字控制信号；其中，所述电压比较信号由所述电压比较器针对参考电压和充电电压进行比较所得；所述数字控制信号用于控制校准电路中的可变电容或可变电阻；

在每个校准状态下，当所述参考电压和所述充电电压通过所述数字控制信号的控制处于相等或设定的差值范围时，确定各校准状态对应的校准数字控制信号；

将所有校准状态对应的校准数字控制信号按照预设的处理策略，得到最终校准信号；其中，所述最终校准信号用于控制可变电容或可变电阻以对有源滤波器中的RC进行校准。

本发明实施例提供了一种校准电路及方法；通过对接入的充电电流和积分电容的控制，降低或消除了寄生电容对校准结果的影响；通过对电压比较器输入端输入信号的切换，降低或消除了比较器输入dc offset对校准结果的影响。而且校准电路中减少了运算放大器等有源电器的使用，电路设计简单，降低了实现成本。

附图说明

图1为相关技术所提供的校准电路结构示意图；

图2为本发明实施例提供的一种校准电路结构示意图；

图3为本发明实施例提供的一种可变电容的结构示意图；

图4为本发明实施例提供的一种可变电阻的结构示意图；

图5为本发明实施例提供的另一种校准电路结构示意图；

图6为本发明实施例提供的又一种校准电路结构示意图；

图7为本发明实施例提供的一种校准方法的流程示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

参见图1，其示出了常规校准技术所涉及的校准电路，整个电路可以分成五个部分：积分电路，比较器电路，数字控制电路，充电电流产生电路和基准电压产生电路；具体校准过程如下：充电电流产生电路所产生的电流对积分电路进行充电，从而产生锯齿波信号Vtri，Vtri和基准电压产生电路所产生的参考电压Vref_comp通过比较器进行比较，将比较结果输出到数字控制电路，数字控制电路输出校准结果，并根据校准结果改变积分电路中电阻或电容的值，直到Vtri和Vref_comp比较接近，从而完成校准。

但是，在目前常规校准技术中，当积分电路为电容阵列时，校准结果会受到Vtri节点的寄生电容的影响，比较器输入端的直流偏移dc offset也会影响校准结果；当积分电路使用有源积分器电路时，虽然可以降低寄生电容对校准结果的影响，但是比较器输入端dcoffset和有源积分器输入端的dc offset也同样会影响校准精度，并且由于使用了运算放大器，会增加校准电路的成本和功耗。

基于上述常规RC校准电路中出现问题，参见图2，其示出了本发明实施例提供的一种校准电路，该电路可以包括：电流生成电路、积分电路、参考电压生成电路、比较器输入开关、电压比较器和数字控制电路；所述电流生成电路分别与所述积分电路和所述参考电压生成电路相连接；所述积分电路和所述参考电压生成电路分别通过比较器输入开关与电压比较器的输入端相连，所述电压比较器的输出端与所述数字控制电路相连接；

其中，所述电流生成电路，配置为分别向积分电路以及所述参考电压生成电路提供电流；

所述积分电路，配置为基于所述电流生成电路所提供的充电电流生成充电电压；

所述参考电压生成电路，配置为基于所述电流生成电路所提供的参考电流生成参考电压；

所述电压比较器，配置为将所述参考电压和所述充电电压进行比较，输出电压比较信号；

所述比较器输入开关，配置为切换所述充电电压与所述参考电压输入所述电压比较器的输入端，以及相应于所述切换改变所述电压比较信号的极性；

所述数字控制电路，配置为根据所述电压比较信号生成数字控制信号，所述数字控制信号用于控制所述校准电路中的可变电容或可变电阻。

示例性地，对于上述校准电路来说，如图2所示，所述电流生成电路可以包括电源VDD，运算放大器，第一电阻R1、第一接入开关SW2以及由四个PMOS管组成的电流镜电路，其中，四个PMOS管的源端(S级)均与电源VDD相连，四个PMOS管的栅极(G级)均与运算放大器的输出端相连，第一PMOS管的漏级(D级)与运算放大器的正向输入端相连，输入电压Vref接入运算放大器的反向输入端，第一电阻R1耦接于第一PMOS管的漏级(D级)与地GND之间；四个PMOS管中，其余三个PMOS管的漏级(D级)分别输出第一电流I1、第二电流I2以及第三电流I3，其中，I1接入所述积分电路，I2根据第一接入开关的开合状态接入所述积分电路，I3接入所述参考电压生成电路；当所述第一电阻为可变电阻时，所述第一电阻配置为接收所述数字控制电路输出的所述数字控制信号。

对于电流生成电路来说，在本实施例中，针对I1、I2和I3，分别设置电流镜的比例为k1、k2、k3，而且I1和I2可以认为是充电电流，I3可以认为是参考电流。

示例性地，对于上述校准电路来说，如图2所示，所述积分电路可以包括第一电容C1、第二电容C2、第二接入开关SW2和放电开关reset，其中，第一电容C1支路、第二电容C2和第二接入开关SW2的串联支路、以及放电开关reset支路相并联形成并联支路，所述串联支路根据第二接入开关SW2的开合状态接入所述并联支路，所述并联支路的一端接入充电电流，所述并联支路的另一端接地，在所述并联支路接入充电电流端形成充电电压Vtri；当所述第一电容和所述第二电容为可变电容时，所述第一电容和所述第二电容配置为接收所述数字控制电路输出的所述数字控制信号。

优选地，若第一电容以及第二电容为可变电容，则该可变电容可以通过图3所示的二进制权重可调电容器阵列来实现，以图3所示为例，该电容阵列包括6路电容值按2倍等比例增大的电容器构成，每路电容器均对应一个开关，所述数字控制信号优选地可以是数字形式的6bit电容码控制字，控制字中每个bit值均指示对应开关的开合状态，从而通过控制字来控制每路电容器对应的开关，以调整Vp与Vn之间的电容值。仍然以图3所示为例，当数字控制信号的控制字D<5:0>＝011000时，表示16C0和8C0这两个电容器对应的开关闭合，其他电容器的开关开启，从而该电容阵列的电容值为24C0。可以理解地，在具体实施过程中，电容器阵列的电容器数量可以根据需要进行增加或减少，本实施例仅以6路电容器作为示例性说明。

示例性地，对于上述校准电路来说，如图2所示，所述参考电压生成电路，包括第二电阻R2，所述第二电阻的一端接入所述充电电流，所述第二电阻的另一端接地，从而在第二电阻接入充电电流端形成参考电压Vref_comp；当第二电阻为可变电阻时，所述第二电阻配置为接收所述数字控制电路输出的所述数字控制信号。

优选地，对于第一电阻R1和第二电阻R2来说，若第一电阻和第二电阻为可变电阻，则可变电阻可通过图4所示的二进制权重可调电阻器阵列实现，以图4所示为例，该电阻阵列包括6路电阻值按2倍等比例增大的电阻器构成，通过打开各电阻器相并联的旁通开关，6路电阻器可以选择性地以串联方式添加到电阻器阵列中；通过关闭各电阻器相并联的旁通开关，6路电阻器也可以选择性从电阻器阵列中去除各电阻。如上所述，6路电阻器可以被二进制加权，开关通过二进制值来控制。所述数字控制信号可以优选地为数字形式的6bit电阻码控制字，控制字中每个bit值均指示对应开关的开合状态，从而通过控制字来控制每路电阻器对应的开关，以调整可变电阻的电阻值。具体控制方式与可变电容的控制方式相同，本实施例不做赘述。可以理解地，在具体实施过程中，电阻器阵列的电阻器数量可以根据需要进行增加或减少，本实施例仅以6路电阻器作为示例性说明。

示例性地，对于上述校准电路来说，如图2所示，所述比较器输入开关SW1可以包括三个双路选择开关MUX，其中，第一MUX的两个输入端分别接充电电压Vtri和参考电压Vref_comp，第一MUX的输出端接所述电压比较器的正向输入端；第二MUX的两个输入端分别接充电电压Vtri和参考电压Vref_comp，第二MUX的输出端接所述电压比较器的负向输入端；第三MUX的输入端分别接所述电压比较器的正向输出端和负向输出端，第三MUX的输出端接所述数字控制电路的输入端。

对于比较器输入开关SW1来说，当第一MUX输出充电电压Vtri，第二MUX输出参考电压Vref_comp时，电压比较器可以对充电电压Vtri和参考电压Vref_comp进行比较，电压比较器的输出为：若Vtri<Vref_comp，电压比较器输出低电平若Vtri≥Vref_comp，电压比较器输出高电平；而当比较器输入开关SW1对电压比较器的输入进行切换，即第一MUX输出参考电压Vref_comp，第二MUX输出充电电压Vtri时，尽管电压比较器仍然可以对充电电压Vtri和参考电压Vref_comp进行比较，但是电压比较器的输出会改变为：若Vtri<Vref_comp，电压比较器输出高电平，若Vtri≥Vref_comp，电压比较器输出低电平，为了保持数字控制电路输入端信号表征的一致性，可以比较器输入开关SW1在电压比较器输出端通过第三MUX针对上述切换改变电压比较器输出信号的极性。

示例性地，对于上述校准电路中的数字控制电路来说，当第一电容和第二电容为可变电容时，所述数字控制信号用于调整所述可变电容的电容值；当第一电容和第二电容为可变电阻时，所述数字控制信号用于调整所述可变电阻的电阻值。

以上述图2所示的校准电路为例，校准流程参见以下具体示例：

示例一

参见图5，当第一电容和第二电容为可变电容时，第一电阻和第二电阻为固定电阻。设置电流镜的比例分别为k1、k2、k3，从而产生三个电流I1、I2、I3；设定I1＝I2，则有I1＝Vref*k1/R1，Vref_comp＝Vref*k3*R2/R1；由此可知，若R1和R2一旦确定，Vref_comp和电阻以及电容值无关。接着可以设定时钟源频率为周期为2Ts，占空比为50％，由此可知电容充电时间为Ts。

当SW2断开，SW1断开时，充电电流仅为I1，积分电路中仅有可变电容C1，充电电压为Vtri＝I1*Ts/C1，即Vtri＝Vref*k1*Ts/(R1*C1)，即当Vtri为固定值时，R1*C1即为常数。电压比较器的正向输入为Vtri，电压比较器的反向输入为Vref_comp；如果Vtri<Vref_comp，电压比较器输出低电平，说明电容C1偏大，数字控制电路输出数字控制信号降低可变电容C1的值；然后通过关闭reset对电容C1进行放电；若Vtri≥Vref_comp，电压比较器输出高电平，说明电容C1偏小，数字控制电路输出数字控制信号增加可变电容C1的值；然后关闭reset对电容C1进行放电；直至Vtri与Vref_comp相等或处于设定的差值范围，获取数字控制电路的校准数字控制信号为dout1<5:0>。

当SW2闭合，SW1断开时，充电电流为I1和I2，积分电路中有可变电容C1和C2，充电电压为Vtri＝(I1+I2)*Ts/(C1+C2)，即Vtri＝2Vref*k1*Ts/(R1*2C1)，仍然可以得到，当Vtri为固定值时，R1*C1即为常数。电压比较器的正向输入为Vtri，电压比较器的反向输入为Vref_comp；如果Vtri<Vref_comp，电压比较器输出低电平，说明电容C1以及C2偏大，数字控制电路输出数字控制信号降低可变电容C1以及C2的值；然后通过关闭reset对电容C1以及C2进行放电；若Vtri≥Vref_comp，电压比较器输出高电平，说明电容C1和C2偏小，数字控制电路输出数字控制信号增加可变电容C1和C2的值；然后关闭reset对电容C1和C2进行放电；直至Vtri与Vref_comp相等或处于设定的差值范围，获取数字控制电路的校准数字控制信号为dout2<5:0>。

当SW2断开，SW1闭合时，充电电流仅为I1，积分电路中仅有可变电容C1，充电电压为Vtri＝I1*Ts/C1，即Vtri＝Vref*k1*Ts/(R1*C1)，即当Vtri为固定值时，R1*C1即为常数。由于SW1闭合，电压比较器的两个输入端的输入进行切换，并且，电压比较器的输出极性也相应于该切换进行改变。由此可知，电压比较器的正向输入为Vref_comp，电压比较器的反向输入为Vtri；如果Vtri<Vref_comp，电压比较器仍然输出低电平，说明电容C1偏大，数字控制电路输出数字控制信号降低可变电容C1的值；然后通过关闭reset对电容C1进行放电；若Vtri≥Vref_comp，电压比较器仍然输出高电平，说明电容C1偏小，数字控制电路输出数字控制信号增加可变电容C1的值；然后关闭reset对电容C1进行放电；直至Vtri与Vref_comp相等或处于设定的差值范围，获取数字控制电路的校准数字控制信号为dout3<5:0>。

当SW2闭合，SW1闭合时，充电电流为I1和I2，积分电路中有可变电容C1和C2，充电电压为Vtri＝(I1+I2)*Ts/(C1+C2)，即Vtri＝2Vref*k1*Ts/(R1*2C1)，仍然可以得到，当Vtri为固定值时，R1*C1即为常数。由于SW1闭合，电压比较器的两个输入端的输入进行切换，并且，电压比较器的输出极性也相应于该切换进行改变。由此可知，电压比较器的正向输入为Vref_comp，电压比较器的反向输入为Vtri；如果Vtri<Vref_comp，电压比较器仍然输出低电平，说明电容C1以及C2偏大，数字控制电路输出数字控制信号降低可变电容C1以及C2的值；然后通过关闭reset对电容C1以及C2进行放电；若Vtri≥Vref_comp，电压比较器仍然输出高电平，说明电容C1和C2偏小，数字控制电路输出数字控制信号增加可变电容C1和C2的值；然后关闭reset对电容C1和C2进行放电；直至Vtri与Vref_comp相等或处于设定的差值范围，获取数字控制电路的校准数字控制信号为dout4<5:0>。

分别获取上述四个校准数字控制信号对应的十进制数值，即D1、D2、D3、D4，假设Vtri节点的寄生电容为Cp，比较器输入直流失调电压为Vdc，则有以下四个式子：

I1*Ts/(D1*C0+Cp)＝Vref_comp+Vdc；

2*I1*Ts/(2*D2*C0+Cp)＝Vref_comp+Vdc；

I1*Ts/(D3*C0+Cp)＝Vref_comp-Vdc；

2*I1*Ts/(2*D4*C0+Cp)＝Vref_comp-Vdc；

基于上述四个式子，根据D5＝D2+D4-(D1+D3)/2获得校准结果中间值D5，将D5取整后转换为二进制dout5<5:0>，该二进制结果即为校准电路最终得到的校准结果，该校准结果可以用于控制可变电容以对有源滤波器中的RC进行校准。

通过上述示例可知，基于图2所示的校准电路架构，通过对接入的充电电流和积分电容的控制，可以降低或消除寄生电容对校准结果的影响；对电压比较器输入端输入信号的切换，降低或消除比较器输入dc offset对校准结果的影响。最终根据各状态下所得到的多个校准数字控制信号生成最终校准信号，不仅可以有效地消除寄生电容Cp对校准结果的影响，而且还能够消除直流偏移对校准结果的影响，提高了校准精度。而且校准电路中减少了运算放大器等有源电器的使用，电路设计简单，降低了实现成本。

实例二

参见图6，当第一电阻R1与第二电阻R2为可变电阻时，第一电容与第二电容为固定电容，设置电流镜的比例分别为k1、k2、k3，从而产生三个电流I1、I2、I3；设定I1＝I2，则有I1＝Vref*k1/R1,Vref_comp＝Vref*k3*R2/R1；当R1与R2的比值保持不变，Vref_comp仍然和电阻以及电容值无关。接着可以设定时钟源频率为周期为2Ts，占空比为50％，由此可知电容充电时间为Ts。

随后，依照示例一所描述方案，分别对SW2断开且SW1断开、SW2闭合且SW1断开、SW2断开且SW1闭合、以及SW2闭合且SW1闭合四个状态下的校准数字控制信号进行获取，并根据四个状态下的校准数字控制信号生成校准电路最终得到的校准结果，该校准结果可以用于控制可变电阻以对有源滤波器中的RC进行校准。本示例对具体实施不做赘述。

本发明实施例所提出的校准电路，通过对接入的充电电流和积分电容的控制，降低或消除了寄生电容对校准结果的影响；通过对电压比较器输入端输入信号的切换，降低或消除了比较器输入dc offset对校准结果的影响。而且校准电路中并没有使用运算放大器等有源电器，电路设计简单，降低了实现成本。

基于上述校准电路，参见图7，其示出了本发明实施例提供的一种校准方法，该方法可以应用于前述实施例中所述的校准电路，该方法可以包括：

S701：根据充电电流以及积分电路中电容的接入状态以及电压比较器的输入端输入信号状态确定多个校准状态；

S702：在每个校准状态下，数字控制电路根据电压比较器输出的电压比较信号生成数字控制信号；

其中，所述电压比较信号由所述电压比较器针对参考电压和充电电压进行比较所得；所述数字控制信号用于控制校准电路中的可变电容或可变电阻；

S703：在每个校准状态下，当所述参考电压和所述充电电压通过所述数字控制信号的控制处于相等或设定的差值范围时，确定各校准状态对应的校准数字控制信号；

S704：将所有校准状态对应的校准数字控制信号按照预设的处理策略，得到最终校准信号；

其中，所述最终校准信号用于控制可变电容或可变电阻以对有源滤波器中的RC进行校准。

对于图7所示的技术方案，结合前述实施例所描述的校准电路，示例性地，在所述充电电流中，第一电流接入所述积分电路，第二电流根据第一接入开关的开合状态接入所述积分电路；在所述积分电路中，第二电容根据第二接入开关的开合状态接入所述积分电路；相应地，当第一接入开关和第二接入开关闭合时，所述充电电流为第一电流与第二电流之和，所述积分电路的电容值为第一电容与第二电容之和；当第一接入开关和第二接入开关开启时，所述充电电流为第一电流，所述积分电路的电容值为第一电容。

对于图7所示的技术方案，结合前述实施例所描述的校准电路，示例性地，当比较输入开关SW1开启时，电压比较器的正向输入端接入充电电压Vtri，电压比较器的负向输入端接入参考电压Vref_comp；当比较输入开关闭合时，电压比较器的正向输入端接入参考电压Vref_comp，电压比较器的负向输入端接入充电电压Vtri，并且电压比较器的输出端极性相应改变。

根据上述接入开关与比较输入开关的开闭状态，示例性地，所述校准状态包括：表征第一接入开关和第二接入开关开启以及比较输入开关开启的第一状态、表征第一接入开关和第二接入开关闭合以及比较输入开关开启的第二状态、表征第一接入开关和第二接入开关开启以及比较输入开关闭合的第三状态、以及表征第一接入开关和第二接入开关闭合以及比较输入开关闭合的第四状态状态。

针对上述四个校准状态，所述将所有校准状态对应的校准数字控制信号按照预设的处理策略，得到最终校准信号，可以包括：

根据D5＝D2+D4-(D1+D3)/2获得校准结果中间值D5；

将D5取整后转换为能够控制可变电容或可变电阻的最终校准信号。

需要说明的是，上述校准方法基于校准电路的具体实施过程可参见前述具体示例一和具体示例二，本发明实施例不做赘述。

需要说明的是：本发明实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种校准电路，其特征在于，所述校准电路包括：电流生成电路、积分电路、参考电压生成电路、比较器输入开关、电压比较器和数字控制电路；所述电流生成电路分别与所述积分电路和所述参考电压生成电路相连接；所述积分电路和所述参考电压生成电路分别通过比较器输入开关与电压比较器的输入端相连，所述电压比较器的输出端与所述数字控制电路相连接；

其中，所述电流生成电路，配置为分别向积分电路以及所述参考电压生成电路提供电流；

所述积分电路，配置为基于所述电流生成电路所提供的充电电流生成充电电压；

所述参考电压生成电路，配置为基于所述电流生成电路所提供的参考电流生成参考电压；

所述电压比较器，配置为将所述参考电压和所述充电电压进行比较，输出电压比较信号；

所述比较器输入开关，配置为切换所述充电电压与所述参考电压输入所述电压比较器的输入端，以及相应于所述切换改变所述电压比较信号的极性；

所述数字控制电路，配置为根据所述电压比较信号生成数字控制信号，所述数字控制信号用于控制所述校准电路中的可变电容或可变电阻。

2.根据权利要求1所述的校准电路，其特征在于，所述电流生成电路包括电源VDD，运算放大器，第一电阻、第一接入开关以及由四个PMOS管组成的电流镜电路，其中，四个PMOS管的源端均与电源VDD相连，四个PMOS管的栅极均与运算放大器的输出端相连，第一PMOS管的漏极与运算放大器的正向输入端相连，输入电压Vref接入所述运算放大器的反向输入端，第一电阻耦接于第一PMOS管的漏极与地GND之间；四个PMOS管中，其余三个PMOS管的漏极分别输出第一电流、第二电流以及第三电流，其中，第一电流接入所述积分电路，第二电流根据所述第一接入开关的开合状态接入所述积分电路，第三电流接入所述参考电压生成电路；当所述第一电阻为可变电阻时，所述第一电阻配置为接收所述数字控制电路输出的所述数字控制信号，用于调整所述可变电阻的电阻值；

所述积分电路包括第一电容、第二电容、第二接入开关和放电开关reset，其中，第一电容支路、第二电容和第二接入开关的串联支路、以及放电开关reset支路相并联形成并联支路，所述串联支路根据第二接入开关的开合状态接入所述并联支路，所述并联支路的一端接入充电电流，所述并联支路的另一端接地，在所述并联支路接入充电电流端形成充电电压；当所述第一电容和所述第二电容为可变电容时，所述第一电容和所述第二电容配置为接收所述数字控制电路输出的所述数字控制信号，用于调整所述可变电容的电容值。

3.根据权利要求1所述的校准电路，其特征在于，所述参考电压生成电路，包括第二电阻，所述第二电阻的一端接入所述充电电流，所述第二电阻的另一端接地，从而在第二电阻接入充电电流端形成参考电压；当第二电阻为可变电阻时，所述第二电阻配置为接收所述数字控制电路输出的所述数字控制信号，用于调整所述可变电阻的电阻值。

4.根据权利要求1所述的校准电路，其特征在于，所述比较器输入开关包括三个双路选择开关MUX，其中，第一MUX的两个输入端分别接充电电压和参考电压，第一MUX的输出端接所述电压比较器的正向输入端；第二MUX的两个输入端分别接充电电压和参考电压，第二MUX的输出端接所述电压比较器的负向输入端；第三MUX的输入端分别接所述电压比较器的正向输出端和负向输出端，第三MUX的输出端接所述数字控制电路的输入端。

5.根据权利要求3所述的校准电路，其特征在于，当第一MUX输出充电电压，第二MUX输出参考电压时，电压比较器可以对充电电压和参考电压进行比较，电压比较器的输出为：若充电电压<参考电压，电压比较器输出低电平，若充电电压≥参考电压，电压比较器输出高电平；

当比较器输入开关对电压比较器的输入进行切换时，比较器输入开关针对所述切换在所述电压比较器输出端通过第三MUX改变所述电压比较器输出信号的极性。

6.一种校准方法，其特征在于，所述方法应用于权利要求1至5任一项所述的校准电路，所述方法包括：

根据充电电流以及积分电路中电容的接入状态以及电压比较器的输入端输入信号状态确定多个校准状态；

在每个校准状态下，数字控制电路根据电压比较器输出的电压比较信号生成数字控制信号；其中，所述电压比较信号由所述电压比较器针对参考电压和充电电压进行比较所得；所述数字控制信号用于控制校准电路中的可变电容或可变电阻；

在每个校准状态下，当所述参考电压和所述充电电压通过所述数字控制信号的控制处于相等或设定的差值范围时，确定各校准状态对应的校准数字控制信号；

将所有校准状态对应的校准数字控制信号按照预设的处理策略，得到最终校准信号；其中，所述最终校准信号用于控制可变电容或可变电阻以对有源滤波器中的RC进行校准。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，该方法应用于权利要求2所述的校准电路，在所述充电电流中，第一电流接入所述积分电路，第二电流根据第一接入开关的开合状态接入所述积分电路；在所述积分电路中，第二电容根据第二接入开关的开合状态接入所述积分电路；相应地，当第一接入开关和第二接入开关闭合时，所述充电电流为第一电流与第二电流之和，所述积分电路的电容值为第一电容与第二电容之和；当第一接入开关和第二接入开关开启时，所述充电电流为第一电流，所述积分电路的电容值为第一电容。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，当比较输入开关开启时，电压比较器的正向输入端接入充电电压，电压比较器的负向输入端接入参考电压；当比较输入开关闭合时，电压比较器的正向输入端接入参考电压，电压比较器的负向输入端接入充电电压，并且电压比较器的输出端极性相应改变。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述校准状态包括：表征第一接入开关和第二接入开关开启以及比较输入开关开启的第一状态、表征第一接入开关和第二接入开关闭合以及比较输入开关开启的第二状态、表征第一接入开关和第二接入开关开启以及比较输入开关闭合的第三状态、以及表征第一接入开关和第二接入开关闭合以及比较输入开关闭合的第四状态。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述将所有校准状态对应的校准数字控制信号按照预设的处理策略，得到最终校准信号，包括：

设定所述第一状态下获取的校准数字控制信号对应的十进制数值为D1，设定所述第二状态下获取的校准数字控制信号对应的十进制数值为D2，设定所述第三状态下获取的校准数字控制信号对应的十进制数值为D3，设定所述第四状态下获取的校准数字控制信号对应的十进制数值为D4；

根据D5=D2+D4-(D1+D3)/2获得校准结果中间值D5；

将D5取整后转换为能够控制可变电容或可变电阻的最终校准信号。

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