JP2006133120A - 電流積算回路 - Google Patents
電流積算回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006133120A JP2006133120A JP2004323635A JP2004323635A JP2006133120A JP 2006133120 A JP2006133120 A JP 2006133120A JP 2004323635 A JP2004323635 A JP 2004323635A JP 2004323635 A JP2004323635 A JP 2004323635A JP 2006133120 A JP2006133120 A JP 2006133120A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- output
- comparator
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
Abstract
【課題】積分回路の積分誤差に基づく回路全体の利得誤差を、比較的容易かつ正確に調整できる電流積算回路の提供。
【解決手段】この発明は、所定の入力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路1と、
電流−電圧変換回路の出力電圧を増幅するインストルメンテーションアンプ3と、アンプ3の出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する積分回路4と、積分回路4の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータ5と、積分回路4の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータ6と、コンパレータ5、6の各出力を計数するカウンタ10、11と、コンパレータ5、6からの出力に基づいて積分回路4の動作を初期化する初期化回路と、を少なくとも備えている。そして、インストルメンテーションアンプ3は、電流積算回路全体の利得の微調整を行う、利得調整用可変抵抗器34を含んでいる。
【選択図】 図1
【解決手段】この発明は、所定の入力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路1と、
電流−電圧変換回路の出力電圧を増幅するインストルメンテーションアンプ3と、アンプ3の出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する積分回路4と、積分回路4の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータ5と、積分回路4の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータ6と、コンパレータ5、6の各出力を計数するカウンタ10、11と、コンパレータ5、6からの出力に基づいて積分回路4の動作を初期化する初期化回路と、を少なくとも備えている。そして、インストルメンテーションアンプ3は、電流積算回路全体の利得の微調整を行う、利得調整用可変抵抗器34を含んでいる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、リチウムイオン電池などの2次電池の充電電流および放電電流を積算する電流積算回路に関するものである。
携帯電話や携帯型のコンピュータなどの携帯用電子機器に使用される2次電池は、充電時には充電回路により充電され、その電子機器の使用時には電子機器に対して電力を供給するようになっている。
このため、2次電池は充放電を繰り返し、その充放電の状態をモニタするために、その充電電流と放電電流とを積算するための電流積算回路が知られている(例えば、特許文献1参照)。
このため、2次電池は充放電を繰り返し、その充放電の状態をモニタするために、その充電電流と放電電流とを積算するための電流積算回路が知られている(例えば、特許文献1参照)。
この電流積算回路は、例えば特許文献1の図6に示すように、電流値検出回路と、電流−電圧変換回路と、折れ線関数発生器と、積分回路と、2つのコンパレータと、アップダウンカウンタとを含んでいる。
このような構成からなる従来の電流積算回路では、折れ線関数発生器を含んでいるので、ダイナミックレンジが大きく採れ、直線性が良いという特長がある。
このような構成からなる従来の電流積算回路では、折れ線関数発生器を含んでいるので、ダイナミックレンジが大きく採れ、直線性が良いという特長がある。
ところで、この種の電流積算回路に使用される積分回路は、演算増幅器、積分用の抵抗素子、積分用の容量素子などからなり、抵抗素子や容量素子などは回路の仕上がり時にそれぞれ誤差を持つのが一般的である。このため、積分回路は、その誤差に起因して積分誤差が発生するという不具合がある。
そして、その積分回路の積分誤差は、電流積算回路全体の利得誤差に影響するので、その利得誤差を容易かつ正確に調整できることが望まれる。
特開2002−107428号公報
そして、その積分回路の積分誤差は、電流積算回路全体の利得誤差に影響するので、その利得誤差を容易かつ正確に調整できることが望まれる。
本発明の目的は、上記の点に鑑み、積分回路の積分誤差などに基づく回路全体の利得誤差を、比較的容易かつ正確に調整できる電流積算回路を提供することにある。
上記の課題を解決し本発明の目的を達成するために、各発明は、以下のような構成からなる。
すなわち、第1の発明は、所定の入力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、前記電流−電圧変換回路の出力電圧を増幅するインストルメンテーションアンプと、前記インストルメンテーションアンプの出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力を計数するカウンタと、前記コンパレータの出力に基づいて前記積分回路の動作を初期化する初期化回路と、を備え、前記インストルメンテーションアンプは、電流積算回路全体の利得の微調整を行う利得調整手段を含んでいる。
すなわち、第1の発明は、所定の入力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、前記電流−電圧変換回路の出力電圧を増幅するインストルメンテーションアンプと、前記インストルメンテーションアンプの出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する積分回路と、前記積分回路の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力を計数するカウンタと、前記コンパレータの出力に基づいて前記積分回路の動作を初期化する初期化回路と、を備え、前記インストルメンテーションアンプは、電流積算回路全体の利得の微調整を行う利得調整手段を含んでいる。
第2の発明は、第1の発明において、前記コンパレータは、前記積分回路の出力電圧を所定の第1基準値と比較する充電検出用コンパレータと、前記積分回路の出力電圧を所定の第2基準値と比較する放電検出用コンパレータと、からなり、前記カウンタは、前記充電検出用コンパレータの出力を計数する充電カウンタと、前記放電検出用コンパレータの出力を計数する放電カウンタと、からなり、前記初期化回路は、前記充電検出用コンパレータまたは前記放電検出用コンパレータの出力に基づいて前記積分回路の動作を初期化するようになっている。
第3の発明は、第1または第2の発明において、前記利得調整手段は、利得調整用可変抵抗器からなる。
第4の発明は、第3の発明において、前記利得調整用可変抵抗器は、所定の抵抗値からなる抵抗と電子スイッチとを直列に接続した直列回路を複数個有し、前記複数個の直列回路を並列に接続させたものからなり、かつ、前記複数の直列回路を構成する各電子スイッチは、所定の制御信号に従って選択的にオンできるようになっている。
第4の発明は、第3の発明において、前記利得調整用可変抵抗器は、所定の抵抗値からなる抵抗と電子スイッチとを直列に接続した直列回路を複数個有し、前記複数個の直列回路を並列に接続させたものからなり、かつ、前記複数の直列回路を構成する各電子スイッチは、所定の制御信号に従って選択的にオンできるようになっている。
第5の発明は、第1〜第4のうちのいずれかの発明において、前記所定の入力電流は、2次電池の充放電電流である。
以上のように、本発明では、入力部にインストルメンテーションアンプを設け、そのインストルメンテーションアンプは電流積算回路全体の利得の微調整を行う利得調整手段を含むようにした。
以上のように、本発明では、入力部にインストルメンテーションアンプを設け、そのインストルメンテーションアンプは電流積算回路全体の利得の微調整を行う利得調整手段を含むようにした。
このため、本発明によれば、積分回路の積分誤差などに起因する回路全体の利得誤差を、入力部において比較的容易かつ正確に調整できる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
本発明の電流積算回路の実施形態の構成について、図1を参照して説明する。
この実施形態に係る電流積算回路は、図1に示すように、電流−電圧変換回路1と、レベルシフト回路2と、インストルメンテーションアンプ3と、積分回路4と、充電検出用のコンパレータ5と、放電検出用のコンパレータ6と、オア回路7と、立ち上がりエッジ回路8と、スイッチ9と、充電カウンタ10と、放電カウンタ11と、スイッチ12、13と、ラッチ14、15と、を備えている。
本発明の電流積算回路の実施形態の構成について、図1を参照して説明する。
この実施形態に係る電流積算回路は、図1に示すように、電流−電圧変換回路1と、レベルシフト回路2と、インストルメンテーションアンプ3と、積分回路4と、充電検出用のコンパレータ5と、放電検出用のコンパレータ6と、オア回路7と、立ち上がりエッジ回路8と、スイッチ9と、充電カウンタ10と、放電カウンタ11と、スイッチ12、13と、ラッチ14、15と、を備えている。
電流−電圧変換回路1は、2次電池16と直列に接続される電流検出抵抗R1からなり、この電流検出抵抗R1に流れる充電電流I1または放電電流I2に基づき、電流検出抵抗R1の両端に発生する電圧を取り出すようになっている。
レベルシフト回路2は、電流−電圧変換回路11からの出力電圧をレベルシフトさせる回路であり、その出力電圧を例えば1.65〔V〕レベルシフトするように構成されている。
レベルシフト回路2は、電流−電圧変換回路11からの出力電圧をレベルシフトさせる回路であり、その出力電圧を例えば1.65〔V〕レベルシフトするように構成されている。
インストルメンテーションアンプ3は、レベルシフト回路2の出力電圧を増幅する差動アンプである。この具体的な構成については後述する。
積分回路4は、インストルメンテーションアンプ3の出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する回路であり、その出力電圧は図5に示すようなランプ波(三角波)からなる。
積分回路4は、インストルメンテーションアンプ3の出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する回路であり、その出力電圧は図5に示すようなランプ波(三角波)からなる。
このために、積分回路4は、オペアンプ(演算増幅器)41と、積分用の抵抗R2と、積分用のコンデンサC1とからなり、スイッチ9をオンすることにコンデンサC1の電荷を放電して、その動作をリセット(初期化)できるようになっている。
さらに詳述すると、抵抗R1は、その一端側がインストルメンテーションアンプ3の出力端子に接続され、その他端側がオペアンプ41の反転入力端子(−入力端子)に接続されている。コンデンサC1は、オペアンプ41の反転入力端子と出力端子との間に接続されている。また、コンデンサC1の両端には、スイッチ9が接続されている。オペアンプ41の反転入力端子(+入力端子)は、アナロググランドに接続されている。アナロググランドの電位は、この例では1.65〔V〕である。
さらに詳述すると、抵抗R1は、その一端側がインストルメンテーションアンプ3の出力端子に接続され、その他端側がオペアンプ41の反転入力端子(−入力端子)に接続されている。コンデンサC1は、オペアンプ41の反転入力端子と出力端子との間に接続されている。また、コンデンサC1の両端には、スイッチ9が接続されている。オペアンプ41の反転入力端子(+入力端子)は、アナロググランドに接続されている。アナロググランドの電位は、この例では1.65〔V〕である。
充電検出用のコンパレータ5は、積分回路4の積分出力を所定の基準電圧+Vthと比較し、その積分出力が基準電圧+Vthを上回ると、出力がHレベルとなるものである。基準電圧+Vthは、この例では1.65〔V〕+0.8〔V〕とする。
放電検出用のコンパレータ6は、積分回路4の積分出力を所定の基準電圧−Vthと比較し、その積分出力が基準電圧−Vthを下回ると、出力がHレベルとなるものである。基準電圧−Vthは、この例では1.65〔V〕−0.8〔V〕とする。
放電検出用のコンパレータ6は、積分回路4の積分出力を所定の基準電圧−Vthと比較し、その積分出力が基準電圧−Vthを下回ると、出力がHレベルとなるものである。基準電圧−Vthは、この例では1.65〔V〕−0.8〔V〕とする。
オア回路7は、コンパレータ5の出力とコンパレータ6の出力との論理和演算を行い、その結果を立ち上がりエッジ検出回路8に出力する回路である。
立ち上がりエッジ検出回路8は、オア回路7の出力がLレベルからHレベルに立ち上がるときに、その立ち上がりエッジを検出して所定期間、スイッチ9をオンさせるオン信号をスイッチ9に出力する回路である。
立ち上がりエッジ検出回路8は、オア回路7の出力がLレベルからHレベルに立ち上がるときに、その立ち上がりエッジを検出して所定期間、スイッチ9をオンさせるオン信号をスイッチ9に出力する回路である。
ここで、オア回路7、立ち上がりエッジ検出回路8、およびスイッチ9は、積分回路4の積分動作を初期化させる初期化回路を構成する。
充電カウンタ10は、コンパレータ5から出力信号があるたびに、その出力信号を計数するカウンタである。また、放電カウンタ11は、コンパレータ6から出力信号があるたびに、その出力信号を計数するカウンタである。これらの両カウンタ10、11は、リセット信号S1により一定周期毎または必要に応じてリセットされるようになっている。
充電カウンタ10は、コンパレータ5から出力信号があるたびに、その出力信号を計数するカウンタである。また、放電カウンタ11は、コンパレータ6から出力信号があるたびに、その出力信号を計数するカウンタである。これらの両カウンタ10、11は、リセット信号S1により一定周期毎または必要に応じてリセットされるようになっている。
スイッチ12は、充電カウンタ10の計数値をラッチ14に記憶させるときにオンさせるものである。また、スイッチ13は、放電カウンタ11の計数値をラッチ15に記憶させるときにオンさせるものである。これらの両スイッチ12、13は、制御信号S2により必要に応じてオンするようになっている。
ラッチ14は、充電カウンタ10の計数値を一時的に記憶するものである。また、ラッチ15は、放電カウンタ11の計数値を一時的に記憶するものである。
ラッチ14は、充電カウンタ10の計数値を一時的に記憶するものである。また、ラッチ15は、放電カウンタ11の計数値を一時的に記憶するものである。
次に、図1に示すインストルメンテーションアンプ3の具体的な構成について、図2を参照して説明する。
このインストルメンテーションアンプ3は、図2に示すように、オペアンプ31〜33および抵抗R3〜R7から構成され、さらに、積分回路4の利得誤差などを含む回路全体の利得誤差を微調整する利得調整用可変抵抗器34を含んでいる。
このインストルメンテーションアンプ3は、図2に示すように、オペアンプ31〜33および抵抗R3〜R7から構成され、さらに、積分回路4の利得誤差などを含む回路全体の利得誤差を微調整する利得調整用可変抵抗器34を含んでいる。
さらに詳述すると、オペアンプ31、32の各非反転入力端子は、レベルシフト回路2の出力端子に接続されている。オペアンプ31は、反転入力端子と出力端子との間に抵抗R3が接続されている。オペアンプ32は、反転入力端子と出力端子との間に抵抗R4が接続されている。
また、オペアンプ31の出力端子とオペアンプ33の反転入力端子との間に、抵抗R5が接続されている。オペアンプ32の出力端子とオペアンプ33の非反転入力端子との間に、抵抗R6が接続されている。オペアンプ33は、非反転入力端子と出力端子との間に抵抗R7が接続されている。
また、オペアンプ31の出力端子とオペアンプ33の反転入力端子との間に、抵抗R5が接続されている。オペアンプ32の出力端子とオペアンプ33の非反転入力端子との間に、抵抗R6が接続されている。オペアンプ33は、非反転入力端子と出力端子との間に抵抗R7が接続されている。
さらに、利得調整用可変抵抗器34は、オペアンプ31の非反転入力端子とオペアンプ32の非反転入力端子との間に接続されている。
次に、図2に示す利得調整用可変抵抗器34の具体的な構成について、図3を参照して説明する。
利得調整用可変抵抗器34は、図3に示すように、所定の抵抗値からなる抵抗R8〜R10とトランジスタからなる電子スイッチ341〜343とを直列に接続した直列回路を、複数個(この例では3個)有している。そして、その3つの直列回路は、並列に接続して並列回路を形成している。さらに、その各電子スイッチ341〜343は、所定の制御信号S3〜5に従って選択的にオンでき、そのうちの1つをオンして抵抗R8〜R10のうちの1つを選択できるようになっている。
次に、図2に示す利得調整用可変抵抗器34の具体的な構成について、図3を参照して説明する。
利得調整用可変抵抗器34は、図3に示すように、所定の抵抗値からなる抵抗R8〜R10とトランジスタからなる電子スイッチ341〜343とを直列に接続した直列回路を、複数個(この例では3個)有している。そして、その3つの直列回路は、並列に接続して並列回路を形成している。さらに、その各電子スイッチ341〜343は、所定の制御信号S3〜5に従って選択的にオンでき、そのうちの1つをオンして抵抗R8〜R10のうちの1つを選択できるようになっている。
次に、このような構成からなる実施形態において、積分回路4の積分誤差などによる回路全体の利得誤差の補正(調整)方法の一例について、図4および図5を参照して説明する。
この場合には、2次電池16と電流検出抵抗R1とを切り離した状態とし、電流検出抵抗R1に、例えば充電電流I1として所定の基準電流を供給するものとする。これにより、電流検出抵抗R1の両端にその基準電流に応じた基準電圧が生成される。
この場合には、2次電池16と電流検出抵抗R1とを切り離した状態とし、電流検出抵抗R1に、例えば充電電流I1として所定の基準電流を供給するものとする。これにより、電流検出抵抗R1の両端にその基準電流に応じた基準電圧が生成される。
この生成された基準入力電圧は、レベルシフト回路2でレベルシフトされてインストルメンテーションアンプ3に印加されて増幅される(ステップST1)。インストルメンテーションアンプ3の出力電圧に基づいて、この実施形態は以下のようなA/D変換動作を行う(ステップST2)。
すなわち、積分回路4は、インストルメンテーションアンプ3の出力電圧に基づいて積分動作を行う。このとき、積分回路4の積分出力は例えば図5に示すようになる。このため、充電検出用のコンパレータ5は、積分回路4の積分出力を基準電圧+Vthと比較し、その積分出力が基準電圧+Vthを上回ると、出力がHレベルとなる。
すなわち、積分回路4は、インストルメンテーションアンプ3の出力電圧に基づいて積分動作を行う。このとき、積分回路4の積分出力は例えば図5に示すようになる。このため、充電検出用のコンパレータ5は、積分回路4の積分出力を基準電圧+Vthと比較し、その積分出力が基準電圧+Vthを上回ると、出力がHレベルとなる。
充電カウンタ10は、コンパレータ5の出力信号がHレベルになるたびに、その出力信号を計数する。また、コンパレータ5の出力信号がHベルになると、立ち上がりエッジ検出回路8はその立ち上がりを検出し、スイッチ9をオンする信号を出力する。これにより、スイッチ9がオンしてコンデンサC1の充電電荷が急激に放電され、積分回路4の積分出力は急激に所定のレベルまで低下する(図5参照)。
そして、積分回路4は、再び積分動作を行い、その積分出力がコンパレータ5で比較される。コンパレータ5の出力信号がHレベルになると、充電カウンタ10はその旨を計数し、その計数値を+1だけ増加させる。
ここで、図5において、積分回路4の積分出力は、インストルメンテーションアンプ3の利得を含めた積分回路4の利得が目標値(標準値)の場合には同図(a)に示すようになる。
ここで、図5において、積分回路4の積分出力は、インストルメンテーションアンプ3の利得を含めた積分回路4の利得が目標値(標準値)の場合には同図(a)に示すようになる。
また、その積分出力は、積分回路4の利得を含めた回路全体の利得が目標値よりも高めの場合には同図(b)に示すようになり、その傾斜が急になる。このように回路全体の利得が目標値よりも高めとなる原因は、インストルメンテーションアンプ3の利得が高め、積分抵抗R2の値が低め、積分回路4の利得が高め、または積分容量C1の値が小さめの場合である。
一方、その積分出力は、積分回路4の利得を含めた回路全体の利得が目標値よりも目標値よりも低めの場合には同図(c)に示すようになり、その傾斜が緩やかになる。このように回路全体の利得が目標値よりも低めとなる原因は、インストルメンテーションアンプ3の利得が低め、積分抵抗R2の値が高め、積分回路4の利得が低め、または積分容量C1の値が大きめの場合である。
この実施形態は、上記のようなA/D変換動作を繰り返し、補正の開始から所定時間を経過すると、制御信号S2によりスイッチ12がオンする。これにより、充電カウンタ10の計数値(カウント値)がラッチ14に記憶され、その記憶されたカウント値を取得する(ステップST3)。
次に、その取得したカウント値を、目標値である所定のカウント値「♯3FFF」と比較する(ステップST4)。
次に、その取得したカウント値を、目標値である所定のカウント値「♯3FFF」と比較する(ステップST4)。
その比較の結果、その取得したカウント値が、目標のカウント値「♯3FFF」と同じ場合には、可変抵抗器34による調整が不要であるので、その調整を終了する。このときには、例えば電子スイッチ342が制御信号S4によりオンされた状態にあり、抵抗R9が選択されている。
また、その取得したカウント値が、目標のカウント値「♯3FFF」よりも大きな場合には、可変抵抗器34によるインストルメーションアンプ3の利得を「−α」下げるために、可変抵抗器34の調整を行う(ステップST5)。このときには、例えば制御信号S4により電子スイッチ342がオフになるとともに、制御信号S3により電子スイッチ341がオンされて抵抗R8が選択される。
また、その取得したカウント値が、目標のカウント値「♯3FFF」よりも大きな場合には、可変抵抗器34によるインストルメーションアンプ3の利得を「−α」下げるために、可変抵抗器34の調整を行う(ステップST5)。このときには、例えば制御信号S4により電子スイッチ342がオフになるとともに、制御信号S3により電子スイッチ341がオンされて抵抗R8が選択される。
一方、その取得したカウント値が、目標のカウント値「♯3FFF」よりも小さな場合には、可変抵抗器34によるインストルメーションアンプ3の利得を「+α」上げるために、可変抵抗器34の調整を行う(ステップST6)。このときには、例えば制御信号S4により電子スイッチ342がオフになるとともに、制御信号S5により電子スイッチ343がオンされて抵抗R10が選択される。
以上の説明は、可変抵抗器34に基準電流として充電電流I1に相当する電流を流した場合について、インストルメーションアンプ3の利得を調整する場合について説明した。しかし、可変抵抗器34に基準電流として放電電流I2に相当する電流を流すことにより、補正を行うようにしても良い。
この場合には、積分回路4の積分出力は、図5に示すようにその出力が徐々に増加する上向きの三角波とは異なり、その出力が徐々に減少する下向きの三角波となる。そして、放電検出用のコンパレータ6は、積分回路4の積分出力を基準電圧−Vthと比較し、その積分出力が基準電圧−Vthを下回ると、出力がHレベルとなる。
この場合には、積分回路4の積分出力は、図5に示すようにその出力が徐々に増加する上向きの三角波とは異なり、その出力が徐々に減少する下向きの三角波となる。そして、放電検出用のコンパレータ6は、積分回路4の積分出力を基準電圧−Vthと比較し、その積分出力が基準電圧−Vthを下回ると、出力がHレベルとなる。
放電カウンタ11は、コンパレータ6の出力信号がHレベルになるたびに、その出力信号を計数する。また、コンパレータ6の出力信号がHベルになると、立ち上がりエッジ検出回路8はその立ち上がりを検出し、スイッチ9をオンする信号を出力する。これにより、スイッチ9がオンしてコンデンサC1の充電電荷が急激に放電され、積分回路4の積分出力は急激に所定のレベルまで上昇する。
補正の開始から所定時間を経過すると、制御信号S2によりスイッチ13がオンする。これにより、放電カウンタ11の計数値(カウント値)がラッチ15に記憶され、その記憶されたカウント値を取得する。この取得されたカウント値に基づき、上記と同様の手順により、インストルメーションアンプ3のゲインを調整する(図4のステップST4〜ST6参照)。
以上のように、この実施形態では、入力部にインストルメンテーションアンプ3を設け、そのインストルメンテーションアンプ3は電流積算回路全体の利得の微調整を行うために、利得調整用可変抵抗器34を含むようにした。
このため、この実施形態によれば、積分回路4の積分誤差などに起因する回路全体の利得誤差を、入力部において比較的容易かつ正確に調整できる。
このため、この実施形態によれば、積分回路4の積分誤差などに起因する回路全体の利得誤差を、入力部において比較的容易かつ正確に調整できる。
なお、上記の補正方法では、電流検出抵抗R1に基準電流を流すようにしたが、これに代えて基準電圧をレベルシフト回路2の入力側に直接印加するようにしても良い。
1・・・電流−電圧変換回路、2・・・レベルシフト回路、3・・・インストルメンテーションアンプ、4・・・積分回路、5・・・充電検出用のコンパレータ、6・・・放電検出用のコンパレータ、7・・・オア回路、8・・・立ち上がりエッジ検出回路、9・・・スイッチ、10・・・充電カウンタ、11・・・放電カウンタ、12、13・・・スイッチ、14、15・・・ラッチ
Claims (5)
- 所定の入力電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、
前記電流−電圧変換回路の出力電圧を増幅するインストルメンテーションアンプと、
前記インストルメンテーションアンプの出力電圧に基づいて生成される電流を時間積分する積分回路と、
前記積分回路の出力電圧を所定の基準値と比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力を計数するカウンタと、
前記コンパレータの出力に基づいて前記積分回路の動作を初期化する初期化回路と、を備え、
前記インストルメンテーションアンプは、電流積算回路全体の利得の微調整を行う利得調整手段を含むことを特徴とする電流積算回路。 - 前記コンパレータは、
前記積分回路の出力電圧を所定の第1基準値と比較する充電検出用コンパレータと、
前記積分回路の出力電圧を所定の第2基準値と比較する放電検出用コンパレータと、からなり、
前記カウンタは、
前記充電検出用コンパレータの出力を計数する充電カウンタと、
前記放電検出用コンパレータの出力を計数する放電カウンタと、からなり、
前記初期化回路は、前記充電検出用コンパレータまたは前記放電検出用コンパレータの出力に基づいて前記積分回路の動作を初期化するようになっていることを特徴とする請求項1に記載の電流積算回路。 - 前記利得調整手段は、利得調整用可変抵抗器からなることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電流積算回路。
- 前記利得調整用可変抵抗器は、
所定の抵抗値からなる抵抗と電子スイッチとを直列に接続した直列回路を複数個有し、前記複数個の直列回路を並列に接続させたものからなり、
かつ、前記複数の直列回路を構成する各電子スイッチは、所定の制御信号に従って選択的にオンできるようになっていることを特徴とする請求項3に記載の電流積算回路。 - 前記所定の入力電流は、2次電池の充放電電流であることを特徴とする請求項1乃至請求項4のうちのいずれか1の請求項に記載の電流積算回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004323635A JP2006133120A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 電流積算回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004323635A JP2006133120A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 電流積算回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006133120A true JP2006133120A (ja) | 2006-05-25 |
Family
ID=36726784
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004323635A Pending JP2006133120A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 電流積算回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2006133120A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103096792A (zh) * | 2010-07-16 | 2013-05-08 | 奥林巴斯株式会社 | 生物体状态量测定装置 |
CN103197249A (zh) * | 2012-01-06 | 2013-07-10 | 安凯(广州)微电子技术有限公司 | 低功耗电池电量检测电路 |
CN109743036A (zh) * | 2019-01-18 | 2019-05-10 | 广州全盛威信息技术有限公司 | 一种校准电路及方法 |
-
2004
- 2004-11-08 JP JP2004323635A patent/JP2006133120A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103096792A (zh) * | 2010-07-16 | 2013-05-08 | 奥林巴斯株式会社 | 生物体状态量测定装置 |
CN103197249A (zh) * | 2012-01-06 | 2013-07-10 | 安凯(广州)微电子技术有限公司 | 低功耗电池电量检测电路 |
CN109743036A (zh) * | 2019-01-18 | 2019-05-10 | 广州全盛威信息技术有限公司 | 一种校准电路及方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8044708B2 (en) | Reference voltage generator | |
JP4820739B2 (ja) | 電池電圧検出回路 | |
CN111264022A (zh) | 限制峰值受控升压转换器中的平均电流 | |
KR100763117B1 (ko) | 전압-주파수 변환 장치 및 전압-주파수 변환 장치의 기준전압 변경 방법 | |
JP2008099371A (ja) | 電圧変換回路およびバッテリ装置 | |
US8482891B2 (en) | Electrostatic discharge protection circuit | |
JP2006203369A (ja) | 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法 | |
EP3657679B1 (en) | Electric circuit arrangement to determine a level of an excess bias voltage of a single photon avalanche diode | |
US10444077B2 (en) | Device for operating passive infrared sensors | |
WO2018143290A1 (ja) | 充電装置 | |
KR100270033B1 (ko) | 충전 장치, 전류 검출 회로 및 전압 검출 회로 | |
JP3753492B2 (ja) | 電源監視ic及び電池パック | |
JP2006133120A (ja) | 電流積算回路 | |
US7969232B2 (en) | Booster and voltage detection method thereof | |
JP4887189B2 (ja) | 電池電圧検出回路 | |
US9768630B2 (en) | Real time compensating power output charging circuit | |
US8446130B2 (en) | Charging circuit | |
TW200816626A (en) | Automatic-gain control circuit | |
US8159294B2 (en) | Multi-voltage headphone drive circuit | |
JP2021002175A (ja) | 電圧電流変換回路、及び充放電制御装置 | |
JP2006128909A (ja) | 電圧発生回路およびこれを用いたオーディオ信号処理装置 | |
EP3993242A1 (en) | Buck-boost converter | |
US11616437B2 (en) | Constant power control circuit and voltage generator circuit thereof | |
JP2004193803A (ja) | 光受信回路 | |
JP5233503B2 (ja) | 二次電池の充電回路、その充電制御方法及びその充電回路を備えた電源回路 |