CN109417355B - 电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

电动机驱动装置(100)具备平滑电容器(4)和逆变器(1)，进一步具备用于平滑电容器(4)的过电压保护的过电压保护部(6)和相短路控制部(12)。过电压保护部(6)具备将放电电阻(7)与IGBT(9)串联连接而成的放电电路(20)、以及以具有判定延迟的方式判定平滑电容器电压超过第一设定电压并使IGBT(9)接通的第一判定电路(21)。相短路控制部(12)被设置在驱动控制逆变器(1)的控制装置(5)内，具备第二判定电路(13)，对逆变器(1)进行相短路控制，所述第二判定电路(13)以具有长于第一判定电路(21)的判定延迟的判定时间的方式判定平滑电容器电压超过低于第一设定电压的第二设定电压。

Description

电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及一种使用逆变器驱动可进行再生动作的电动机的电动机驱动装置。

背景技术

一般而言，在由逆变器驱动电动机的电动机驱动装置中，与逆变器输入侧的直流电源并联设置有平滑电容器。该平滑电容器在降低主电路的阻抗并抑制浪涌电压的作用的基础上，还起到在异常时吸收再生功率并防止主电路的过电压的作用。作为异常时的例子，存在所谓负载突降，即电动机在再生动作中，因振动等造成逆变器的输入布线的连接脱落、或者设置于输入侧的断路器发生故障等，逆变器输入侧的平滑电容器与直流电源之间的连接被打开的状态。

在平滑电容器中，为了小型化而降低静电容量时，在异常时因吸收再生功率而产生的电压上升增大，从而引起过电压。

作为抑制这种过电压的现有的方法，存在设置过电压保护装置的方法，所述过电压保护装置具备：插入逆变器的输入部中的端子间的旁路电阻电路、与旁路电阻电路串联而插入并被控制开闭的继电器、以及在逆变器的输入电压为基准电压以上时，控制继电器使得旁路电阻电路有效的控制单元(例如，参见专利文献1)。

另外，使用其他方法的现有的电动机驱动装置具有：与直流电源的正侧负侧间的平滑电容器并联连接的再生功率处理电路、与从逆变器电桥向电动机的交流电力供给线连接的制动功率处理电路、以及兼为包含在再生功率处理电路中并处理来自电动机的再生功率的制动电阻的共通电阻(例如，参见专利文献2)。

进而，在使用其他方法的现有的电动机驱动装置中，发生从电源即电池至逆变器的直流电路被打开这样的异常时，通过使逆变器的上臂或下臂的开关元件一并接通并使其输出零电压矢量等，从而使电动机的输入端子短路并停止来自逆变器的功率供给(例如，参见专利文献3)。

专利文献1：日本特开2001-352664号公报

专利文献2：日本特开2012-196143号公报

专利文献3：日本特开平9-47055号公报

在上述专利文献1记载的过电压保护装置中，在异常时通过旁路电阻电路将再生功率放电来抑制平滑电容器的电压上升。但是，再生功率大时，旁路电阻电路的额定功率容量增大，从而过电压保护装置大型化。

在上述专利文献2记载的电动机驱动装置中，由于将在异常时将再生功率放电的电阻兼用为制动电阻，因此适于小型化，但是例如汽车用的电动机驱动装置这种不具备制动电阻的情况下无法适用。

进而，在上述专利文献3记载的电动机驱动装置中，在异常时使电动机处于相短路状态并停止再生功率向平滑电容器的流入。在这种情况下，基于主电路或电动机中具备的各种检测器的信息，具有控制周期并对逆变器进行驱动控制的控制电路判定平滑电容器的电压上升并对逆变器进行相短路控制。而且，为了不受噪声的影响来进行平滑电容器的电压上升的判定，需要经过多次控制周期的判定期间，并且需要由平滑电容器吸收在此期间的再生功率。因此，削减平滑电容器的容量并实现小型化是有限度的。

发明内容

本发明是为了解决上述问题而构成的，其目的在于提供一种电动机驱动装置，能够在逆变器输入侧的平滑电容器与直流电源之间的连接被打开的异常时，可靠性良好地抑制平滑电容器的电压上升，且能够促进平滑电容器的小型化。

本发明所涉及的电动机驱动装置具备：平滑电容器，与直流电源并联连接；逆变器，具有多个半导体开关元件，将上述平滑电容器的直流电力转换为多相交流电力而驱动电动机；控制装置，以规定的控制周期而对上述多个半导体开关元件进行驱动控制，对上述逆变器的电力运行动作和再生动作进行控制；以及过电压保护部，具有放电电阻与半导体开关元件串联连接而成，与上述平滑电容器的两端子间连接的放电电路和判定上述平滑电容器的电压超过第一设定电压的第一判定电路，根据该第一判定电路的判定使上述放电电路内的上述半导体开关元件接通。上述控制装置具备：相短路控制部，具有判定上述平滑电容器的电压超过低于上述第一设定电压的第二设定电压的第二判定电路，根据该第二判定电路的判定使上述电动机为相短路状态，上述第二判定电路的判定所需要的判定时间长于上述第一判定电路的判定所需要的时间。

根据本发明所涉及的电动机驱动装置，在逆变器输入侧的平滑电容器与直流电源之间的连接被打开的异常时，能够可靠性良好地抑制因再生功率造成的平滑电容器的电压上升，且实现平滑电容器的小型化，还能够实现整体的装置结构的小型化、简化。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的电动机驱动装置的概略结构的图。

图2是说明本发明的实施方式1的电动机驱动装置的保护动作的波形图。

图3是说明本发明的实施方式1的电动机驱动装置的保护动作的其他例的波形图。

图4是示出本发明的实施方式1的放电电阻中对于脉冲宽度的容许功率的特性例的图。

图5是示出本发明的实施方式1的过电压保护部的第一结构例的图。

图6是示出本发明的实施方式1的过电压保护部的第二结构例的图。

图7是示出本发明的实施方式1的过电压保护部的第三结构例的图。

图8是示出本发明的实施方式1的相短路控制部的结构的图。

图9是示出本发明的实施方式2的电动机驱动装置的概略结构的图。

图10是示出本发明的实施方式3的电动机驱动装置的概略结构的图。

图11是示出本发明的实施方式4的电动机驱动装置的概略结构的图。

图12是说明本发明的实施方式4的电动机驱动装置的保护动作的波形图。

图13是示出本发明的实施方式4的熔断器的熔断特性例的图。

图14是示出本发明的实施方式4的放电电阻中对于脉冲宽度的容许功率的特性例的图。

图15是示出本发明的实施方式4的过电压保护部的结构的图。

图16是示出本发明的实施方式4的相短路控制部的结构的图。

图17是示出本发明的实施方式5的过电压保护部的结构的图。

图18是示出本发明的实施方式6的过电压保护部的结构的图。

图19是示出本发明的实施方式7的过电压保护部的结构的图。

图20是示出本发明的实施方式7的放电电路的特性的图。

图21是示出本发明的实施方式8的电动机驱动装置的概略结构的图。

图22是示出本发明的实施方式8的过电压保护部和相短路控制部的结构的图。

图23是示出本发明的实施方式9的电动机驱动装置的概略结构的图。

具体实施方式

实施方式1.

下面，对本发明的实施方式1进行说明。

图1是示出本发明的实施方式1的电动机驱动装置的概略结构的图。

如图1所示，电动机驱动装置100将来自直流电源3的直流电力通过逆变器1转换为交流电力并驱动电动机2，具备：逆变器1、与直流电源3并联连接的平滑电容器4、控制逆变器1的控制装置5、以及过电压保护部6。此外，电动机2能够进行驱动动作和再生动作这两者。

逆变器1是作为各个二极管被反并联连接的半导体开关元件的IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)Q1～Q6构成的三相桥式电路，将平滑电容器4的直流电力转换为三相交流电力并驱动电动机2。此外，构成逆变器1的半导体开关元件Q1～Q6并不限于IGBT，还可以为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等其他自灭弧型半导体开关元件。

控制装置5具备未图示的CPU等运算处理部，以规定的控制周期通过进行运算处理来生成控制逆变器1内的IGBT Q1～Q6的开关的栅极信号G1，对逆变器1的电力运行动作和再生动作进行控制。另外，控制装置5进一步具有后述的相短路控制部12。

过电压保护部6具备放电电阻7与作为半导体开关元件的IGBT9串联连接而成的放电电路20和判定逆变器1的输入电压即平滑电容器4的电压的第一判定电路21。放电电路20连接在平滑电容器4的两端子间，IGBT9的导通状态被根据第一判定电路21的输出信号来控制。此外，放电电路20中使用的半导体开关元件并不限于IGBT9，还可以为其他自灭弧型半导体开关元件。

第一判定电路21在负载突降等异常时，判定作为平滑电容器4的电压的平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm，即，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，输出使IGBT9接通的信号(以下称为“接通信号”)。过电压保护部6通过使IGBT9接通从而使电流流过放电电阻7，吸收来自电动机2的再生功率并防止电动机驱动装置100的主电路的过电压。

另外，相短路控制部12具备在负载突降等异常时，判定平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的第二判定电路13。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，第二判定电路13生成作为判定信号的相短路指令ZVC，控制装置5控制逆变器1以使电动机2为相短路状态。第二设定电压Vfcz为过电压保护部6内的第一判定电路21中使用的第一设定电压Vfcm以下。

这里，相短路状态是指例如使半导体开关元件Q1、Q3、Q5或者半导体开关元件Q2、Q4、Q6为接通状态并使电流回流到电动机2内。

此外，对过电压保护部6内的第一判定电路21中使用的第一设定电压使用单一的电压值进行了说明，但为了防止第一判定电路21的振荡，一般使用设置了迟滞宽度(Vfch-Vfcl)的第一设定电压(Vfch、Vfcl(＜Vfch))。下面，将第一设定电压(Vfch、Vfcl)的两个电压仅称为电压Vfch、电压Vfcl。即，第一判定电路21在平滑电容器电压Vfc超过电压Vfch时输出接通信号并使IGBT9接通，然后在平滑电容器电压Vfc变为电压Vfcl以下时停止输出接通信号并使IGBT9断开。在这种情况下，相短路控制部12内的第二判定电路13中使用的第二设定电压Vfcz为电压Vfcl以下。

图2是说明电动机驱动装置100的保护动作的图，是平滑电容器电压Vfc、流过放电电阻7的放电电流Icr、以及相短路控制部12生成的相短路指令ZVC的波形图。根据图2在下面说明在电动机2的再生动作时，平滑电容器4与直流电源3之间的连接被打开的异常即负载突降发生时的、保护电动机驱动装置100的主电路免受过电压的保护动作。在这种情况下，假设电动机2以最大再生功率Pmax进行再生动作。

在时刻t0，在产生最大再生功率Pmax的状态下发生负载突降。此时，经由逆变器1从电动机2对平滑电容器4注入功率，从而平滑电容器电压Vfc增加。

在时刻t1，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，相短路控制部12内的第二判定电路13开始用于生成相短路指令ZVC的判定动作。此外，在第二判定电路13中，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的状态持续判定时间Tzvc时，输出相短路指令ZVC。

在时刻t2，平滑电容器电压Vfc超过电压Vfch时，过电压保护部6内的第一判定电路21输出接通信号并使IGBT9接通，电流流过放电电阻7。

其结果是平滑电容器电压Vfc被钳位在电压

该电压为电阻值Rc的放电电阻7消耗的功率即放电功率与最大再生功率Pmax的均衡成立的电压。此时，放电电流Icr变为

此外，以平滑电容器电压Vfc的钳位电压

变为主电路的耐压以下，来确定放电电阻7的电阻值Rc。实际上，由于发生第一判定电路21的判定延迟Tov和IGBT9的动作延迟等，考虑因此而引起的电压过冲来设计放电电阻7的电阻值Rc。第一判定电路21的判定延迟Tov为平滑电容器电压Vfc超过电压Vfch时输出接通信号所需要的时间、即电压判定所需要的时间。该判定延迟Tov充分短于第二判定电路13的判定时间Tzvc，图示省略。

在时刻t10，在平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的状态持续了判定时间Tzvc的时机，第二判定电路13生成相短路指令ZVC(Hi信号)。而且，控制装置5控制逆变器1以使电动机2为相短路状态。据此，电流回流到电动机2内，由电动机2消耗再生功率，停止功率向平滑电容器4的流入。时刻t10以后，通过放电电阻7中的放电，平滑电容器电压Vfc减少，放电电流Icr也减少。

在时刻t11，平滑电容器电压Vfc变为电压Vfcl以下时，第一判定电路21停止接通信号的输出并断开IGBT9。据此，过电压保护部6中的放电动作被停止，放电电流Icr变为0。

接着，根据图3对同样的电动机驱动装置100中，电动机2以最大再生功率Pmax的大约1/2进行再生动作时的保护动作进行说明。

在时刻t0，在产生再生功率Pmax/2的状态下发生负载突降。此时，经由逆变器1从电动机2对平滑电容器4注入功率，从而平滑电容器电压Vfc增加。

在时刻t1，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，相短路控制部12内的第二判定电路13开始用于生成相短路指令ZVC的判定动作。

在时刻t2，平滑电容器电压Vfc超过电压Vfch时，过电压保护部6内的第一判定电路21输出接通信号并使IGBT9接通，电流流过放电电阻7。

如前所述，放电电阻7的电阻值Rc以最大再生时的钳位电压

变为主电路的耐压以下来确定。再生功率小于最大再生功率时，放电功率比再生功率大。因此，与放电动作的开始一起，平滑电容器电压Vfc减少，放电电流Icr也减少。

在时刻t3，平滑电容器电压Vfc变为电压Vfcl以下时，第一判定电路21停止接通信号的输出并断开IGBT9。据此，过电压保护部6中的放电动作被停止，放电电流Icr变为0。而且，平滑电容器4中，放电动作停止，从而平滑电容器电压Vfc转为上升。

在时刻t4、t5、时刻t6、t7和时刻t8、t9重复进行与时刻t2、t3同样的动作，通过间歇性地重复进行过电压保护部6中的放电动作，从而平滑电容器电压Vfc被保持在电压Vfch与电压Vfcl之间。

在时刻t10，在平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的状态持续了判定时间Tzvc的时机，第二判定电路13生成相短路指令ZVC(Hi信号)。而且，控制装置5控制逆变器1以使电动机2为相短路状态。据此，电流回流到电动机2内，由电动机2消耗再生功率，停止功率向平滑电容器4的流入。在这种情况下，由于IGBT9为被断开的状态，因此时刻t10以后，平滑电容器4不进行充放电动作。

如上所述，再生功率小于最大再生功率Pmax时，过电压保护部6间歇性地重复进行放电动作，从而平滑电容器电压Vfc被保持在电压Vfch与电压Vfcl之间。如图3所示，第一判定电路21具有迟滞宽度时，能够降低IGBT9的开关次数。而且，通过开关损耗的降低，小型组件的适用变为可能。此外，IGBT9的开关次数在再生功率大约为Pmax/2时变为最大。

图4是示出放电电阻7中对于脉冲宽度的容许功率的特性例的图。以额定功率为数10W级的陶瓷电阻构成的放电电阻7为例，示意性地示出容许脉冲功率。

如图4所示，例如对于1ms宽度的脉冲，放电电阻7可容许的注入功率(容许功率)为约60kW。即，对于1ms宽度的脉冲，放电电阻7可容许的注入功率量为60kW×1ms＝60J。

以施加的功率脉冲的时间宽度tw的函数P(tw)表示放电电阻7可容许的注入功率时，对于与第二判定电路13的判定时间Tzvc同等的时间宽度的脉冲，放电电阻7可容许的注入功率为P(Tzvc)。

第二判定电路13的判定时间Tzvc以满足下式(1)来设定。

Pmax≤P(Tzvc)……(1)

即，以由电动机2产生的最大再生功率Pmax不超过对于与第二判定电路13的判定时间Tzvc同等的时间宽度的放电电阻7的容许功率P(Tzvc)来设定判定时间Tzvc。例如，最大再生功率Pmax设为60kW时，根据图4，以判定时间Tzvc不超过1ms来设定。

另外，作为放电电阻7的特性，存在代替如图4所示的可容许的注入功率P(tw)，由制造商提供容许功率量W的情况。在这种情况下，第二判定电路13的判定时间Tzvc以满足下式(2)来设定即可。

Pmax·Tzvc≤W……(2)

即，以最大再生功率Pmax持续第二判定电路13的判定时间Tzvc时的功率量(Pmax·Tzvc)不超过放电电阻7的容许功率量W来设定判定时间Tzvc。

如图2所示，当电动机驱动装置100以最大再生功率Pmax进行再生动作时，最大再生功率Pmax在第二判定电路13的判定时间Tzvc期间也被再生，在作为其中大的部分的时刻t2～时刻t10中，对放电电阻7注入功率。通过以满足上式(1)或式(2)来设定第二判定电路13的判定时间Tzvc，从而能够防止放电电阻7的过负载。另外，能够设定与放电电阻7的特性相应的适当的判定时间Tzvc，放电电阻7实现组件的小型化。

图5是示出过电压保护部6的第一结构例的图。

如上所述，过电压保护部6由判定逆变器1的输入电压即平滑电容器电压Vfc的第一判定电路21、根据第一判定电路21的输出信号而导通状态被控制的IGBT9、以及与IGBT9串联连接的放电电阻7构成。放电电阻7与IGBT9的串联电路即放电电路20连接在平滑电容器4的两端子间。

第一判定电路21具备电容器C1、比较器CP1、电阻R13和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R1、R2。另外，在第一判定电路21的输出侧设置栅极驱动电路14。

第一判定电路21由电阻R1和电阻R2对平滑电容器电压Vfc进行分压，由比较器CP1判定被分压的电压。电容器C1以与电阻R1一起构成低通滤波器的目的来设置。比较器CP1在正侧输入端子与输出端子之间连接有电阻R13，作为迟滞比较器进行动作。比较器CP1的参考电压Vref1由稳定电源或齐纳二极管生成，或者使用并联调节器等，从而能够实现判定电压的高精度化。

此外，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压时，以由电阻R1、R2分压的电压超过参考电压Vref1来设定电阻R1、R2和参考电压Vref1。

另外，在上述第一结构例中，将两个电阻R1、R2用于分压电阻，但并不限于此。另外，由电容器C1与电阻R1构成低通滤波器，但也可以设置一般的滤波器电路。

进而，对比较器CP1的判定赋予迟滞的方法并不限于使用电阻R13。

进而，另外，在比较器CP1的驱动力不足的情况下，根据需要设置栅极驱动电路14。

图6是示出过电压保护部的第二结构例的图。该第二结构例的过电压保护部6a也可同样适用于实施方式1。

过电压保护部6a由判定逆变器1的输入电压即平滑电容器电压Vfc的第一判定电路21a、根据第一判定电路21a的输出信号而导通状态被控制的IGBT9、以及与IGBT9串联连接的放电电阻7构成。放电电阻7与IGBT9的串联电路即放电电路20连接在平滑电容器4的两端子间。

第一判定电路21a具备电阻R1、R2、电容器C1、雪崩二极管或压敏电阻等作为瞬态电压抑制元件的抑制元件TVS1～TVS3、以及齐纳二极管DZ1。

在这种情况下，第一判定电路21a利用抑制元件TVS1～TVS3的电压击穿现象。平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压时，抑制元件TVS1～TVS3被构成为进行电压击穿。抑制元件TVS1～TVS3进行电压击穿时，通过电流流过电阻R1、R2，从而对IGBT9施加栅极电压。这里，以防止对IGBT9的栅极施加过电压为目的设置齐纳二极管DZ1。另外，电容器C1与上述第一结构例同样，发挥低通滤波器的作用。

在第一判定电路21a中，因抑制元件TVS1～TVS3的击穿电压的偏差，难以实现判定电压的高精度化，然而，由于没有需要电源的电路组件，因此可以在不需要电源的情况下进行动作。

此外，在上述第一判定电路21a中，示出了串联3个抑制元件的例子，但并不限于此。

图7是示出过电压保护部的第三结构例的图。该第三结构例的过电压保护部6b也可同样适用于实施方式1。

过电压保护部6b由判定逆变器1的输入电压即平滑电容器电压Vfc的第一判定电路21b、根据第一判定电路21b的输出信号而导通状态被控制的IGBT9、以及与IGBT9串联连接的放电电阻7构成。放电电阻7与IGBT9的串联电路即放电电路20连接在平滑电容器4的两端子间。

第一判定电路21b具备：电阻R1、R2、电容器C1、运算放大器OP1、以及电阻R14、R15。

该第一判定电路21b是将上述第一结构例的第一判定电路21的比较器CP1替换为运算放大器OP1而构成的。据此，由于第一判定电路21b的输出中的驱动力增加，因此能够削减栅极驱动电路14。

图8是示出相短路控制部12的结构的图。此外，该结构示出一例，并不限于此。

如上所述，相短路控制部12具备在负载突降等异常时，判定平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的第二判定电路13。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，第二判定电路13生成相短路指令ZVC。

第二判定电路13具备作为检测电路的过电压检测电路13x和作为判定延迟电路的采样电路13y。

过电压检测电路13x为与图5所示的过电压保护部6的第一判定电路21同样的结构，具备电容器C2、比较器CP4、电阻R9和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R7、R8。

过电压检测电路13x由电阻R7和电阻R8对平滑电容器电压Vfc进行分压，由比较器CP4判定被分压的电压。比较器CP4在正侧输入端子与输出端子之间连接有电阻R9，作为迟滞比较器进行动作。参考电压Vref2输入到比较器CP4的负侧输入端子。

平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，以由电阻R7、R8分压的电压超过参考电压Vref2来设定电阻R7、R8和参考电压Vref2。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，过电压检测电路13x输出检测过电压的信号。

此外，第二设定电压Vfcz为第一判定电路21中的低电压侧的第一设定电压Vfcl以下。

采样电路13y具备在控制装置5的每个控制周期产生控制周期信号CLK的时钟电路、AND电路AN3、以及计数器电路CNT1。计数器电路CNT1通过在每个控制周期对过电压检测电路13x的输出进行采样，对计数器电路CNT1被设定的多次(N次)事件进行计数，从而生成相短路指令ZVC。在计数器电路CNT1中，经过N次控制周期从过电压检测电路13x持续接收到判定过电压的信号时，输出相短路指令ZVC。

即使在脉冲噪声与过电压检测电路13x的输入布线重叠，计数器电路CNT1接收到错误的信号的情况下，当信号恢复正常时，计数器电路CNT1重置计数。

由于第二判定电路13在过电压检测电路13x的后段具备采样电路13y，因此检测到平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz后，延迟并输出相短路指令ZVC。第二判定电路13输出相短路指令ZVC所需要的判定时间Tzvc在N次控制周期的时间与过电压检测电路13x对过电压的检测所需要的时间相加的时间上，考虑其他延迟来设定。

这样，由于第二判定电路13在过电压检测电路13x的后段具备采样电路13y并生成相短路指令ZVC，因此能够防止受到噪声的影响而进行误判定。

此外，还可以代替由计数器电路CNT1构成的采样电路13y，例如使用低通滤波器等滤波器电路作为判定延迟电路。这种情况下也同样能够防止受到噪声的影响而进行误判定。

如上所述，在本实施方式1中，电动机驱动装置100具备过电压保护部6和相短路控制部12。相短路控制部12被设置在控制装置5内，过电压保护部6与相短路控制部12独立构成。而且，相短路控制部12内的第二判定电路13用于判定的第二设定电压Vfcz为过电压保护部6内的第一判定电路21用于判定的第一设定电压Vfcm(或电压Vfcl)以下。而且，相短路控制部12的电压判定所需要的判定时间Tzvc长于第一判定电路21的判定延迟Tov。

如此构成的电动机驱动装置100中，首先由过电压保护部6的放电电阻7消耗异常时产生的再生功率，并抑制平滑电容器电压Vfc，然后，经过了第二判定电路13的判定时间Tzvc时，通过相短路控制部12对逆变器1的相短路控制，停止再生功率向平滑电容器4的流入。

由于第二设定电压Vfcz为第一设定电压Vfcm(或电压Vfcl)以下，因此再生功率小于最大再生功率Pmax时，能够通过过电压保护部6的过放电动作来防止平滑电容器电压Vfc变为第二设定电压Vfcz以下。据此，相短路控制部12对逆变器1的相短路控制能够确实地动作。

由于通过逆变器1的相短路控制，再生功率回流到电动机2内，因此再生功率向平滑电容器4的流入、以及过电压保护部6对再生功率的处理进行到逆变器1的相短路控制的开始为止。

因此，能够实现平滑电容器4的小型化，并且能够缩短过电压保护部6中的再生功率的处理时间，削减过电压保护部6的负载。在过电压保护部6中，与仅由过电压保护部6处理再生功率时相比，能够降低放电电路20的负载，其结果是能够适用小型组件。而且，能够可靠性良好地抑制平滑电容器4的电压上升。

此外，在实际的设计中，考虑电路的动作延迟等造成的电压下冲，对第二设定电压Vfcz添加余量来设计第一设定电压Vfcm(或电压Vfcl)。

另外，使相短路控制部12的判定时间Tzvc长于第一判定电路21的判定延迟Tov，在相短路控制部12中，经过多次控制周期检测出过电压时，输出相短路指令ZVC。因此，能够防止因与控制装置5内的运算处理部的信号输入部重叠的噪声而引起的相短路控制部12的误动作。

另外，由于过电压保护部6与相短路控制部12独立构成，因此能够以防止噪声向过电压保护部6内的第一判定电路21混入的方式安装，能够防止过电压保护部6的误动作。作为一例，将控制装置5安装到从主电路分离的控制用印刷基板上，关于过电压保护部6，将包括简单的模拟判定电路的第一判定电路21安装得紧靠平滑电容器4的电压测定点。

进而，在本实施方式1中，由于以由电动机2产生的最大再生功率Pmax不超过对于与第二判定电路13的判定时间Tzvc同等的时间宽度的放电电阻7的容许功率P(Tzvc)来设定判定时间Tzvc，因此能够防止放电电阻7的过负载。另外，能够设定与放电电阻7的特性相应的适当的判定时间Tzvc，放电电阻7实现组件的小型化。

另外，虽然根据放电电阻7中对于脉冲宽度的容许功率的特性来设定判定时间Tzvc，但由于能够缩短过电压保护部6中的再生功率的处理时间、以及由于负载突降等异常为低频度因此无需考虑放电电阻7的劣化，才能够进行这种设定。

此外，再生功率小于最大再生功率Pmax时，作为抑制过电压保护部6间歇性地重复进行放电动作的方法，具有以下的手法。

根据平滑电容器电压Vfc，使用使过电压保护部6的IGBT9的栅极电压变化的反馈控制。例如，平滑电容器电压Vfc因放电而减少时，使IGBT9的栅极电压下降，使IGBT9的接通电压上升的控制。该控制虽然能够抑制振荡动作，但另一方面由于IGBT9的导通损耗增大，因此需要增大元件的容量。

实施方式2.

接着，对本发明的实施方式2进行说明。图9是示出本发明的实施方式2的电动机驱动装置100a的概略结构的图。

在本实施方式2中，过电压保护部6与控制装置5a一体安装。这是假设通过逆变器1与控制装置5a被一体化等，第一判定电路21能够配置得紧靠主电路上的电压测定点的情况。其他结构与上述实施方式1同样，进行同样的动作。

在本实施方式2中，由于第一判定电路21与第二判定电路13独立构成，因此能够实现与上述实施方式1同样的效果。

实施方式3.

接着，对本发明的实施方式3进行说明。图10是示出本发明的实施方式3的电动机驱动装置100b的概略结构的图。

如图10所示，电动机驱动装置100b驱动两台电动机2a、2b，具备驱动各电动机2a、2b的两台逆变器1a、1b。另外，具备与直流电源3并联连接的平滑电容器4、控制逆变器1a、1b的控制装置5b、以及过电压保护部6。此外，各电动机2a、2b能够进行驱动动作和再生动作这两者。

各逆变器1a、1b为与上述实施方式1的逆变器1同样的结构，控制装置5b生成栅极信号G1a、G1b，控制逆变器1a、1b的电力运行动作和再生动作。

在这种情况下，最大再生功率Pmax为两台电动机2a、2b的再生功率和的最大值。另外，相短路控制部12的相短路控制被适用于两台逆变器1a、1b。其他结构和动作与上述实施方式1同样，能够实现与实施方式1同样的效果。

这种电动机驱动装置100b，作为一例，被利用于具备以负载的驱动为主要目的的电动机2a、以及以发电为主要目的的电动机2b的系统，例如混合动力汽车内的系统。

实施方式4.

下面，对本发明的实施方式4进行说明。

图11是示出本发明的实施方式4的电动机驱动装置的概略结构的图。

如图11所示，电动机驱动装置110将来自直流电源3的直流电力通过逆变器1转换为交流电力并驱动电动机2，具备：逆变器1、与直流电源3并联连接的平滑电容器4、控制逆变器1的控制装置5、以及过电压保护部60。此外，电动机2能够进行驱动动作和再生动作这两者。

逆变器1是作为各个二极管被反并联连接的半导体开关元件的IGBT Q1～Q6构成的三相桥式电路，将平滑电容器4的直流电力转换为三相交流电力并驱动电动机2。此外，构成逆变器1的半导体开关元件Q1～Q6并不限于IGBT，还可以为MOSFET等其他自灭弧型半导体开关元件。

控制装置5具备未图示的CPU等运算处理部，以规定的控制周期通过进行运算处理来生成控制逆变器1内的IGBT Q1～Q6的开关的栅极信号G1，对逆变器1的电力运行动作和再生动作进行控制。另外，控制装置5进一步具有后述的相短路控制部12。

过电压保护部60具备放电电阻7、熔断器8与作为半导体开关元件的IGBT9串联连接的放电电路10和判定逆变器1的输入电压即平滑电容器4的电压的第一判定电路11。放电电路10连接在平滑电容器4的两端子间，IGBT9的导通状态被根据第一判定电路11的输出信号来控制。此外，放电电路10中使用的半导体开关元件并不限于IGBT9，还可以为其他自灭弧型半导体开关元件。

此外，熔断器8使用传导部会熔断的不可逆类型，但并不限于此，还可以为因发热导致电流跳闸的可逆类型。可逆类型具有在过负载状态被解除时能够自己恢复的优点，另一方面，在电流跳闸保持期间被制约。

第一判定电路11在负载突降等异常时，判定作为平滑电容器4的电压的平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm，即，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，输出使IGBT9接通的信号(以下称为“接通信号”)。过电压保护部60通过使IGBT9接通从而使电流流过放电电阻7，吸收来自电动机2的再生功率并防止电动机驱动装置110的主电路的过电压。

另外，相短路控制部12具备在负载突降等异常时，判定平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的第二判定电路13A。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，第二判定电路13A生成作为判定信号的相短路指令ZVC，控制装置5控制逆变器1以使电动机2为相短路状态。第二设定电压Vfcz为过电压保护部60内的第一判定电路11中使用的第一设定电压Vfcm以下。

这里，相短路状态指例如使半导体开关元件Q1、Q3、Q5或者半导体开关元件Q2、Q4、Q6为接通状态并使电流回流到电动机2内。

此外，对过电压保护部60内的第一判定电路11中使用的第一设定电压使用单一的电压值进行了说明，但为了防止第一判定电路11的振荡，一般使用设置了迟滞宽度(Vfch-Vfcl)的第一设定电压(Vfch、Vfcl(＜Vfch))。在这种情况下，第一判定电路11在平滑电容器电压Vfc超过电压Vfch时输出接通信号并使IGBT9接通，然后在平滑电容器电压Vfc变为电压Vfcl以下时停止输出接通信号并使IGBT9断开。此外，相短路控制部12内的第二判定电路13A中使用的第二设定电压Vfcz为电压Vfcl以下。

在以后的说明中，为了简化，第一判定电路11使用不设置迟滞宽度的第一设定电压Vfcm。

图12是说明电动机驱动装置110的保护动作的图，平滑电容器电压Vfc、流过放电电阻7的放电电流Icr、以及相短路控制部12生成的相短路指令ZVC的波形图。根据图12在下面进行说明在电动机2的再生动作时，平滑电容器4与直流电源3之间的连接被打开的异常即负载突降发生时的、保护电动机驱动装置110的主电路免受过电压的保护动作。在这种情况下，假设电动机2以最大再生功率Pmax进行再生动作。

在时刻t0，在产生最大再生功率Pmax的状态下发生负载突降。此时，经由逆变器1从电动机2对平滑电容器4注入功率，从而平滑电容器电压Vfc增加。

在时刻t1，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，相短路控制部12内的第二判定电路13A开始用于生成相短路指令ZVC的判定动作。此外，在第二判定电路13A中，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的状态持续了判定时间Tzvc时，输出相短路指令ZVC。

在时刻t2，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，过电压保护部60内的第一判定电路11输出接通信号并使IGBT9接通，电流流过放电电阻7。

其结果是平滑电容器电压Vfc被钳位在电压

该电压为电阻值Rc的放电电阻7消耗的功率即放电功率与最大再生功率Pmax的均衡成立的电压。此时，放电电流Icr变为

此外，以平滑电容器电压Vfc的钳位电压

变为主电路的耐压以下，来确定放电电阻7的电阻值Rc。实际上，由于发生第一判定电路11的判定延迟Tov和IGBT9的动作延迟等，考虑因此而引起的电压过冲来设计放电电阻7的电阻值Rc。第一判定电路11的判定延迟Tov为平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时输出接通信号所需要的时间、即电压判定所需要的时间。该判定延迟Tov充分短于第二判定电路13A的判定时间Tzvc，图示省略。

在时刻t10，在平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的状态持续了判定时间Tzvc的时机，第二判定电路13A生成相短路指令ZVC(Hi信号)。而且，控制装置5控制逆变器1以使电动机2为相短路状态。据此，电流回流到电动机2内，由电动机2消耗再生功率，停止功率向平滑电容器4的流入。时刻t10以后，通过放电电阻7中的放电，平滑电容器电压Vfc减少，放电电流Icr也减少。

在时刻t11，平滑电容器电压Vfc变为第一设定电压Vfcm以下时，第一判定电路11停止接通信号的输出并断开IGBT9。据此，过电压保护部60中的放电动作被停止，放电电流Icr变为0。

此外，再生功率小于最大再生功率Pmax时，由于放电电阻7中的放电功率比再生功率大，因此与放电动作的开始一起，平滑电容器电压Vfc减少，放电电流Icr也减少。因此，直到在时刻t10相短路指令ZVC(Hi信号)被生成为止，重复IGBT9的接通断开，过电压保护部60间歇性地重复进行放电动作，平滑电容器电压Vfc大体被保持在第一设定电压Vfcm附近。

图13是示出熔断器8的熔断特性例的图，示出与流过额定电流为10A左右的熔断器8的电流相应的熔断时间常数Tmel。如图所示，即使是额定电流为10A左右的小型组件，1ms以下也能够流过100A以上。

过电压保护部60的放电电路10内的熔断器8中流过放电电流Icr，最大放电电流

由放电电阻7的电阻值Rc和最大再生功率Pmax规定。

而且，如图13所示，第二判定电路13A的判定时间Tzvc(A点)被设定为小于最大放电电流

中的熔断器8的熔断时间常数Tmel(B点)。在这种情况下，最大放电电流

最大放电电流

中的熔断器8的熔断时间常数Tmel＝1ms，判定时间Tzvc＝0.1ms变为小于熔断器8的熔断时间常数Tmel＝1ms的时间宽度。

即，最大放电电流

中的熔断时间常数Tmel大于第二判定电路13A的判定时间Tzvc的熔断器8与放电电阻7串联连接。

使用放电电路10的放电动作在IGBT9接通并流过放电电流Icr的期间进行。如图12所示，第二判定电路13A经过判定时间Tzvc生成相短路指令ZVC(Hi信号)时，向平滑电容器4的功率再生被停止，放电电流Icr急剧减少并变为0。即，通常再生功率的放电电流Icr流过的期间变为不满第二判定电路13A的判定时间Tzvc的长度，超过判定时间Tzvc并流过大放电电流Icr这样的放电动作的事件为噪声误动作等异常时的事件。

在本实施方式中，由于使用最大放电电流中的熔断时间常数Tmel大于判定时间Tzvc的熔断器8，因此在如上所述的噪声误动作等异常时，能够使熔断器8熔断并防止放电电阻7的加热或起火等故障。

图14是示出放电电阻7中对于脉冲宽度的容许功率的特性例的图。以额定功率为数10W级的陶瓷电阻构成的放电电阻7为例，示意性地示出容许脉冲功率。

如图14所示，例如对于1ms宽度的脉冲，放电电阻7可容许的注入功率(容许功率)为约60kW。即，对于1ms宽度的脉冲，放电电阻7可容许的注入功率量为60kW×1ms＝60J。

以施加的功率脉冲的时间宽度tw的函数P(tw)表示放电电阻7可容许的注入功率时，对于与第二判定电路13A的判定时间Tzvc同等的时间宽度的脉冲，放电电阻7可容许的注入功率为P(Tzvc)。

第二判定电路13A的判定时间Tzvc以满足下式(1)来设定。

Pmax≤P(Tzvc)……(1)

即，以由电动机2产生的最大再生功率Pmax不超过对于与第二判定电路13A的判定时间Tzvc同等的时间宽度的放电电阻7的容许功率P(Tzvc)来设定判定时间Tzvc。例如，最大再生功率Pmax设为60kW时，根据图14，以判定时间Tzvc不超过1ms来设定。

另外，作为放电电阻7的特性，存在代替如图14所示的可容许的注入功率P(tw)，而由制造商提供容许功率量W的情况。在这种情况下，第二判定电路13A的判定时间Tzvc以满足下式(2)来设定即可。

Pmax·Tzvc≤W……(2)

即，以最大再生功率Pmax经过第二判定电路13A的判定时间Tzvc而持续时的功率量(Pmax·Tzvc)不超过放电电阻7的容许功率量W来设定判定时间Tzvc。

如图12所示，当电动机驱动装置110以最大再生功率Pmax进行再生动作时，最大再生功率Pmax在第二判定电路13A的判定时间Tzvc期间也被再生，在作为其中大的部分的时刻t2～时刻t10中，对放电电阻7注入功率。通过以满足上式(1)或式(2)来设定第二判定电路13A的判定时间Tzvc，从而能够防止放电电阻7的过负载。另外，能够设定与放电电阻7的特性相应的适当的判定时间Tzvc，放电电阻7实现组件的小型化。

图15是示出过电压保护部60的结构的图。此外，该结构示出一例，并不限于此。

如上所述，过电压保护部60具备放电电阻7、熔断器8与IGBT9串联连接的放电电路10和判定逆变器1的输入电压即平滑电容器Vfc的电压的第一判定电路11。放电电路10连接在平滑电容器4的两端子间，放电电路10内的IGBT9的导通状态被根据第一判定电路11的输出信号来控制。

第一判定电路11具备电容器C1、比较器CP1和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R1、R2。另外，在第一判定电路11的输出侧设置栅极驱动电路14。

第一判定电路11由电阻R1和电阻R2对平滑电容器电压Vfc进行分压，由比较器CP1判定被分压的电压。电容器C1以与电阻R1一起构成低通滤波器的目的来设置。比较器CP1的参考电压Vref1由稳定电源或齐纳二极管生成，或者使用并联调节器等，从而能够实现判定电压的高精度化。

此外，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，以由电阻R1、R2分压的电压超过参考电压Vref1来设定电阻R1、R2和参考电压Vref1。

在这种情况下，将两个电阻R1、R2用于分压电阻，但并不限于此。另外，由电容器C1与电阻R1构成低通滤波器，但也可以设置一般的滤波器电路。

进而，还可以对比较器CP1的判定赋予迟滞。

进而，另外，在比较器CP1的驱动力不足的情况下，根据需要设置栅极驱动电路14。

图16是示出相短路控制部12的结构的图。此外，该结构示出一例，并不限于此。

如上所述，相短路控制部12具备在负载突降等异常时，判定平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的第二判定电路13A。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，第二判定电路13A生成相短路指令ZVC。

第二判定电路13A具备作为检测电路的过电压检测电路13z和作为判定延迟电路的采样电路13y。

过电压检测电路13z为与图15所示的过电压保护部60的第一判定电路11同样的结构，具备电容器C2、比较器CP4和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R7、R8。

过电压检测电路13z由电阻R7和电阻R8对平滑电容器电压Vfc进行分压，由比较器CP4判定被分压的电压。参考电压Vref2输入到比较器CP4的负侧输入端子。

平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，以由电阻R7、R8分压的电压超过参考电压Vref2来设定电阻R7、R8和参考电压Vref2。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，过电压检测电路13z输出检测过电压的信号。

此外，第二设定电压Vfcz为第一判定电路11中的第一设定电压Vfcm以下。

采样电路13y具备在控制装置5的每个控制周期产生控制周期信号CLK的时钟电路、AND电路AN3、以及计数器电路CNT1。计数器电路CNT1通过在每个控制周期对过电压检测电路13z的输出进行采样，对计数器电路CNT1被设定的多次(N次)事件进行计数，从而生成相短路指令ZVC。在计数器电路CNT1中，经过N次控制周期从过电压检测电路13z持续接收到判定过电压的信号时，输出相短路指令ZVC。

即使在脉冲噪声与过电压检测电路13z的输入布线重叠，计数器电路CNT1接收到错误的信号的情况下，当信号恢复正常时，计数器电路CNT1重置计数。

由于第二判定电路13A在过电压检测电路13z的后段具备采样电路13y，因此检测到平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz后，延迟并输出相短路指令ZVC。第二判定电路13A输出相短路指令ZVC所需要的判定时间Tzvc在N次控制周期的时间与过电压检测电路13z对过电压的检测所需要的时间相加的时间上，考虑其他延迟来设定。

这样，由于第二判定电路13A在过电压检测电路13z的后段具备采样电路13y并生成相短路指令ZVC，因此能够防止受到噪声的影响而进行误判定。

此外，还可以代替由计数器电路CNT1构成的采样电路13y，例如使用低通滤波器等滤波器电路作为判定延迟电路。这种情况下也同样能够防止受到噪声的影响而进行误判定。

如上所述，在本实施方式4中，电动机驱动装置110具备具有放电电阻7、熔断器8与IGBT9串联连接的放电电路10的过电压保护部60和相短路控制部12。相短路控制部12被设置在控制装置5内，过电压保护部60与相短路控制部12独立构成。而且，相短路控制部12内的第二判定电路13A用于判定的第二设定电压Vfcz为过电压保护部60内的第一判定电路11用于判定的第一设定电压Vfcm以下。另外，相短路控制部12的电压判定所需要的判定时间Tzvc长于第一判定电路11的判定延迟Tov，且小于在来自电动机2的再生功率最大时流过放电电路10的电流值(最大放电电流)下的熔断器8的熔断时间常数Tmel。

如此构成的电动机驱动装置110中，首先由过电压保护部60的放电电阻7消耗异常时产生的再生功率，并抑制平滑电容器电压Vfc，然后，在经过了第二判定电路13A的判定时间Tzvc时，通过相短路控制部12对逆变器1的相短路控制，停止再生功率向平滑电容器4的流入。

由于第二设定电压Vfcz为第一设定电压Vfcm以下，因此再生功率小于最大再生功率Pmax时，能够通过过电压保护部60的过放电动作来防止平滑电容器电压Vfc变为第二设定电压Vfcz以下。据此，相短路控制部12对逆变器1的相短路控制确实地动作。

由于通过逆变器1的相短路控制，再生功率回流到电动机2内，因此再生功率向平滑电容器4的流入、以及过电压保护部60对再生功率的处理持续到逆变器1的相短路控制的开始。

因此，能够实现平滑电容器4的小型化，并且能够缩短过电压保护部60中的再生功率的处理时间，削减过电压保护部60的负载。过电压保护部60中，与仅由过电压保护部60处理再生功率时相比，能够降低放电电路10的负载，其结果是能够适用小型组件。而且，能够可靠性良好地抑制平滑电容器4的电压上升。

此外，在实际的设计中，考虑电路的动作延迟等造成的电压下冲，对第二设定电压Vfcz添加余量来设计第一设定电压Vfcm(或电压Vfcl)。

另外，使相短路控制部12的判定时间Tzvc长于第一判定电路11的判定延迟Tov，在相短路控制部12中，经过多次控制周期检测出过电压时，输出相短路指令ZVC。因此，能够防止因与控制装置5内的运算处理部的信号输入部重叠的噪声而引起的相短路控制部12的误动作。

另外，由于过电压保护部60与相短路控制部12独立构成，因此能够以防止噪声向过电压保护部60内的第一判定电路11混入的方式安装，能够防止过电压保护部60的误动作。作为一例，将控制装置5安装到从主电路分离的控制用印刷基板上，关于过电压保护部60，将包括简单的模拟判定电路的第一判定电路11安装得紧靠平滑电容器4的电压测定点。

进而，在超过相短路控制部12的判定时间Tzvc，大放电电流Icr流过这样的异常时，能够使熔断器8熔断并防止放电电阻7的加热或起火等。据此，能够提高过电压保护部60的可靠性。

由于判定时间Tzvc小于最大放电电流中的熔断器8的熔断时间常数Tmel，因此在通常的负载突降时，再生功率的放电电流Icr不会超过判定时间Tzvc流过熔断器8，熔断器8不会熔断。另外，由于负载突降等异常为低频度，因此无需考虑熔断器8的劣化，能够可靠性良好地实现电路保护。

另外，由于熔断器8的通电期间有限，因此设计变得容易，另外熔断器8进行通电的频度小且不会出现劣化的问题，因此熔断器8的适用变得容易。

进而，通过在放电电路10使用熔断器8，从而假设放电电路10的故障的冗余系统(后述)的构筑变得容易。

另外，本实施方式4中，由于以由电动机2产生的最大再生功率Pmax不超过对于与第二判定电路13A的判定时间Tzvc同等的时间宽度的放电电阻7的容许功率P(Tzvc)来设定判定时间Tzvc，因此能够防止放电电阻7的过负载。另外，能够设定与放电电阻7的特性相应的适当的判定时间Tzvc，放电电阻7实现组件的小型化。

另外，虽然根据放电电阻7中对于脉冲宽度的容许电力的特性来设定判定时间Tzvc，但由于能够缩短过电压保护部60中的再生功率的处理时间、以及由于负载突降等异常为低频度因此无需考虑放电电阻7的劣化，才能够进行这种设定。

实施方式5.

接着，对本发明的实施方式5进行说明。图17是示出本发明的实施方式5的电动机驱动装置110的过电压保护部60A的结构的图。过电压保护部60A以外的结构与上述实施方式4同样。

在本实施方式中，过电压保护部60A内的放电电路10与第一判定电路11分别由多个即N个(此时为5个)电路并联连接构成。如图17所示，放电电路10分别由放电电阻7a～7e、熔断器8a～8e与IGBT9a～9e串联连接的串联电路10a～10e并联化构成。另外，第一判定电路11分别由具有构成低通滤波器电路的电容器C1a～C1e、比较器CP1a～CP1e和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R1a～R1e、R2a～R2e的判定电路11a～11e并联化构成。另外，在第一判定电路11(11a～11e)的输出侧设置栅极驱动电路14a～14e。

放电电路10内的各串联电路10a～10e连接在平滑电容器4的两端子间，根据第一判定电路11内的各判定电路11a～11e的输出信号来控制各串联电路10a～10e内的IGBT9a～9e的导通状态。

各判定电路11a～11e与使用上述实施方式4的图15示出的同样，在负载突降等异常时，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，使IGBT9a～9e接通并使电流流过串联电路10a～10e。据此，由放电电阻7a～7e吸收来自电动机2的再生功率并防止电动机驱动装置110的主电路的过电压。

在电动机2的再生动作时，发生负载突降的异常时的、保护电动机驱动装置110的主电路免受过电压的基本保护动作与使用上述实施方式4的图12示出的同样。即，首先由过电压保护部60A的放电电路10消耗异常时产生的再生功率，并抑制平滑电容器电压Vfc，然后，在经过了第二判定电路13A的判定时间Tzvc时，通过相短路控制部12对逆变器1的相短路控制，停止再生功率向平滑电容器4的流入。

放电电路10内的各串联电路10a～10e的熔断器8a～8e与上述实施方式4同样，由放电电阻7a～7e的电阻值Rc和最大再生功率Pmax规定的最大放电电流

中的熔断时间常数Tmel大于第二判定电路13A的判定时间Tzvc。

另外，在本实施方式中，对于与第二判定电路13A的判定时间Tzvc同等的时间宽度的各放电电阻7a～7e的容许功率P(Tzvc)小于由电动机2产生的最大再生功率Pmax。而且，N个串联电路10a～10e之中、m个(此时为4个)串联电路10a～10e中的各放电电阻7a～7e的容许功率和ΣP(Tzvc)为最大再生功率Pmax以上。

在这种情况下，一个放电电阻7a～7e并不具有能够将最大再生功率Pmax放电的耐性。另一方面，以任意的4个放电电阻的容许功率和ΣP(Tzvc)变为最大再生功率Pmax以上来选定放电电阻7a～7e的组件。

这样，如果构成放电电路10的N并联的串联电路10a～10e之中m个以上正常，则能够实现过电压保护功能。即，使用以N个中m个的运转能够实现功能的m/N冗余方式。

如上所述，使最大放电电流

中的熔断器8(8a～8e)的熔断时间常数Tmel大于第二判定电路13A的判定时间Tzvc。由于再生功率的放电电流Icr不会超过判定时间Tzvc流过各熔断器8a～8e，因此在负载突降时熔断器8a～8e不会熔断。

另一方面，在因噪声造成IGBT9a～9e误接通或短路故障、或者比较器CP1a～CP1e故障等，放电电路10内的各串联电路10a～10e超过判定时间Tzvc持续流过放电电流Icr等异常时，能够使对应的串联电路10a～10e的熔断器8a～8e熔断，防止放电电阻7a～7e的加热或起火等。

例如，在放电电路10内的串联电路10a超过判定时间Tzvc流过放电电流Icr时，串联电路10a的熔断器8a熔断。此时，由于其他4个串联电路10b～10e正常动作，4个放电电阻7b～7e的容许功率和ΣP(Tzvc)为最大再生功率Pmax以上，因此之后也能够继续实现过电压保护功能。

在本实施方式中，由于在放电电路10内多个并联构成放电电阻7(7a～7e)，因此能够处理大的再生功率，能够适用于再生功率大的系统。在过电压保护部60A中可以认为放电电阻7的尺寸占支配地位。以4个放电电阻7a～7e的容许功率和来确保必要功率的情况下，假设单纯地设置同样的冗余电路，则需要8个放电电阻，电路规模变为两倍。在本实施方式中，通过使用4/5冗余方式，从而抑制电路规模的增加并且实现简易的冗余化。

此外，过电压保护部60A的冗余化以外的结构与上述实施方式4同样，实现与上述实施方式4同样的效果。

一般而言，m/N冗余方式抑制电路规模的增加，另一方面，冗余化的优点即可靠性提高的效果减小，但是在实际运转时间充分小于平均故障时间的情况下具有效果。

将串联电路10a～10e的一个电路的故障率设为常数λ0，其他比较器CP1a～CP1e等的故障率充分小而可忽略。在这种情况下，图17所示的过电压保护部60A(4/5冗余方式)的可靠性函数R(t)为5个并联电路全部正常时与4个并联电路正常一个故障时的和，由下式(3)提供。

R(t)＝T⁵+(₅C₄)·T⁴·(1-T)……(3)

其中，T＝exp(-λ0·t)

另外，C表示组合。

因此，4/5冗余方式的故障率λ(t)变为下式(4)。

λ(t)＝(dR(t)/dt)/R(t)

＝20(λ0)·(1-T)/(5-4T)……(4)

这里，尽管λ0为常数，但λ(t)变为时间的函数。通常，实际上运转的时间充分小于平均故障时间，λ0·t＜＜1成立。因此，故障率λ(t)可如下式(5)所示近似。

λ(t)≒20(λ0)·(λ0·t)……(5)

在上式(5)中，系数20意味着电路的并联数的增加导致故障率的增加。系数(λ0·t)意味着如果实际运转时间t短于平均故障时间，则同时多个故障的概率减小，因此故障率减少。例如，在(λ0·t)为1/200以下的实际运转时间t中，4/5冗余方式的故障率λ(t)能够降低至一个电路的故障率λ0的1/10以下。

这样，在本实施方式中，能够抑制电路的大型化并且实现冗余化的可靠性的提高。

另外，在这种情况下，由于将m/N冗余方式的m设为N-1，因此抑制电路大型化的效果很大。

此外，在本实施方式中，各放电电阻7a～7e、各熔断器8a～8e、各IGBT9a～9e分别为一个电路结构，但还可以将各放电电阻7a～7e、各熔断器8a～8e、各IGBT9a～9e的电路自身通过多个并联化构成。

实施方式6.

接着，对本发明的实施方式6进行说明。图18是示出本发明的实施方式6的电动机驱动装置110的过电压保护部60B的结构的图。过电压保护部60B以外的结构与上述实施方式4同样。

如图18所示，过电压保护部60B具备具有主串联电路10x和子串联电路10y的放电电路10、对平滑电容器电压Vfc进行判定并使放电电路10动作的第一判定电路11、以及对主串联电路10x的故障进行检测的故障检测电路17。子串联电路10y在主串联电路10x故障时由IGBT9b接通进行动作。即，过电压保护部60B为待机冗余方式的电路结构。

主串联电路10x、子串联电路10y分别由放电电阻7a、7b、熔断器8a、8b与IGBT9a、9b串联连接构成，连接在平滑电容器4的两端子间。

另外，第一判定电路11具备对主串联电路10x内的IGBT9a进行控制的主判定电路11x、以及对子串联电路10y内的IGBT9b进行控制的子判定电路11y。主判定电路11x具备电容器C1、比较器CP1和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R1、R2。另外，在主判定电路11x的输出侧设置栅极驱动电路14a。

此外，主串联电路10x、主判定电路11x、栅极驱动电路14a分别为与上述实施方式4的放电电路10、第一判定电路11、栅极驱动电路14同样的结构，进行同样的动作。即，主判定电路11x在负载突降等异常时，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时使IGBT9a接通，主串联电路10x通电，由放电电阻7a吸收来自电动机2的再生功率并防止电动机驱动装置110的主电路的过电压。

子判定电路11y具备对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R5、R6、以及比较器CP2。子判定电路11y由电阻R5和电阻R6对平滑电容器电压Vfc进行分压，由比较器CP2判定被分压的电压。子判定电路11y在负载突降等异常时，平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，从比较器CP2输出用于使IGBT9b接通的Hi信号。

故障检测电路17具备作为第一电压判定电路的比较器CP3以及设置在比较器CP3的输入侧的第一掩蔽电路15a，所述比较器CP3用于判定主串联电路10x内的任意连接点，在这种情况下为熔断器8a与IGBT9a的连接点的电压。进而，具备包括作为第二电压判定电路进行动作的AND电路AN2的逻辑电路16，用于判定IGBT9a的栅极端子的电压、以及设置在AND电路AN2的输入侧的第二掩蔽电路15b。

第一掩蔽电路15a通过具备对主串联电路10x的连接点的电压进行分压的电阻R3a、R4、以及电容器C2a的CR滤波器构成低通滤波器。第二掩蔽电路15b通过由电阻R3b与电容器C2b对IGBT9a的栅极端子的电压进行分压并输出信号的CR滤波器构成低通滤波器。第一、第二掩蔽电路15a、15b为对第二判定电路13A的判定时间Tzvc以下的时间宽度的信号进行掩蔽的电路。这里，示例CR滤波器，但并不限于此。

另外，逻辑电路16除了AND电路AN2以外还具备AND电路AN1和OR电路OR1，输出控制IGBT9b的信号。此外，在逻辑电路16的输出侧设置栅极驱动电路14b。子判定电路11y的输出被输入到AND电路AN1和AND电路AN2。AND电路AN1还被输入比较器CP3的输出反转信号，AND电路AN2还被输入第二掩蔽电路15b的输出反转信号。而且，OR电路OR1对AND电路AN1、AND电路AN2的输出进行和运算，经由栅极驱动电路14b，输出对IGBT9b的信号。

主判定电路11x判定主串联电路10x的动作要件，子判定电路11y判定子串联电路10y的动作要件。在本实施方式中，还假设比较器的故障，在主判定电路11x和子判定电路11y中分别设置比较器CP1、CP2，但也可以使用共通的比较器。

另外，故障检测电路17内的比较器CP3判定主串联电路10x的故障、即熔断器8a的熔断。

下面，对过电压保护部60B的动作进行说明。

此外，关于负载突降发生时的主串联电路10x、主判定电路11x的动作，由于与上述实施方式4的放电电路10、第一判定电路11同样，因此省略说明。

作为主串联电路10x的故障事例大多可以考虑IGBT9a的短路故障和噪声等造成的栅极驱动电路14a的误动作。在这种情况下，熔断器8a的通电时间超过第二判定电路13A的判定时间Tzvc，进而变为熔断器8a的熔断时间常数Tmel以上，从而熔断器8a熔断。据此，防止主串联电路10x的放电电阻7a的加热或起火。通过该熔断器8a的熔断，由于IGBT9a的集电极侧的电压经过超过判定时间Tzvc的期间下降，因此通过第一掩蔽电路15a，比较器CP3被输入信号，AND电路AN1被输入Hi信号。这样，能够检测熔断器8a的熔断。

在熔断器8a熔断的情况下发生负载突降时，子判定电路11y的比较器CP2判定平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm，AND电路AN1、AND电路AN2被输入Hi信号。据此，AND电路AN1输出Hi信号。

即使在熔断器8a并未熔断的情况下，栅极驱动电路14a经过超过判定时间Tzvc的期间持续Lo信号的输出时，通过第二掩蔽电路15b，AND电路AN2被输入Hi信号。如此，能够检测主判定电路11x的比较器CP1或栅极驱动电路14a的故障、或者IGBT9a的栅极短路故障。在这种情况下也发生负载突降时，根据子判定电路11y的比较器CP2的判定，AND电路AN1、AND电路AN2被输入Hi信号。据此，AND电路AN2输出Hi信号。

而且，通过对AND电路AN1与AND电路AN2的输出进行和运算，从而主串联电路10x无法正常动作而是故障时，使IGBT9b接通并使子串联电路10y动作。

如上所述，在本实施方式中，放电电路10具备主串联电路10x和子串联电路10y，通过故障检测电路17检测主串联电路10x的故障，且通过第一判定电路11判定平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，使子串联电路10y内的IGBT9b接通。

然而，放电电路10的主要故障为进行放电动作导致放电电阻7a、7b发生设计外的劣化、或者IGBT9a、9b在开关时损坏。由于子串联电路10y仅在主串联电路10x故障时进行动作，因此子串联电路10y的故障率充分小于主串联电路10x的故障率。因此，通过将过电压保护部60B设为待机冗余方式，从而能够大幅降低过电压保护部60B的故障率并能够实现可靠性的提高。

另外，由于主串联电路10x与子串联电路10y虽然并联配置但使用待机冗余方式，因此最大放电能力并不增大。因此，抑制来自电动机2的再生功率小时放电能力变得过剩，即，抑制放电电路10内的IGBT9a、9b频繁重复接通断开。因此，能够降低频繁的开关造成的噪声和IGBT9a、9b的发热。

另外，过电压保护部60B的冗余化以外的结构与上述实施方式4同样，实现与上述实施方式4同样的效果。

此外，在本实施方式中，在故障检测电路17中设置AND电路AN2和第二掩蔽电路15b，判定IGBT9a的栅极端子的电压，但也可以省略AND电路AN2和第二掩蔽电路15b，能够检测熔断器8a的熔断造成的故障。

另外，在本实施方式中，各放电电阻7a、7b、各熔断器8a、8b、各IGBT9a、9b分别为一个电路结构，但还可以将各放电电阻7a、7b、各熔断器8a、8b、各IGBT9a、9b的电路自身通过多个并联化构成。

进而，在上述实施方式中，作为放电电路10各具备一个主串联电路10x和子串联电路10y，但也可以具备设定了使用的顺序的多个子串联电路。例如，具备第一、第二子串联电路，主串联电路10x故障时，第一子串联电路动作，进而第一子串联电路故障时使第二子串联电路动作。据此，能够构成多段待机冗余方式的过电压保护部，可靠性进一步提高。

实施方式7.

接着，对本发明的实施方式7进行说明。图19是示出本发明的实施方式7的电动机驱动装置110的过电压保护部60C的结构的图。过电压保护部60C以外的结构与上述实施方式4同样。

如图19所示，过电压保护部60C具备具有主串联电路10x和子串联电路10ya的放电电路10、对平滑电容器电压Vfc进行判定并使放电电路10动作的第一判定电路11、以及对主串联电路10x的故障进行检测的故障检测电路17a。子串联电路10ya在主串联电路10x故障时由IGBT9b接通进行动作。即，过电压保护部60C为待机冗余方式的电路结构。

主串联电路10x与上述实施方式6同样，由放电电阻7a、熔断器8a与IGBT9a串联连接构成，连接在平滑电容器4的两端子间。子串联电路10ya具备熔断器8b与IGBT9b串联连接的电路，该串联连接的电路与主串联电路10x的熔断器8a与IGBT9a的电路并联连接。即，在子串联电路10ya中，使用主串联电路10x的放电电阻7a作为共通的放电电阻，放电电阻7a、熔断器8b与IGBT9b串联连接，连接在平滑电容器4的两端子间。

另外，第一判定电路11具备对主串联电路10x内的IGBT9a进行控制的主判定电路11x、以及对子串联电路10ya内的IGBT9b进行控制的子判定电路11z。主判定电路11x具备电容器C1、比较器CP1和对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R1、R2。另外，在主判定电路11x的输出侧设置栅极驱动电路14a。

此外，主串联电路10x、主判定电路11x、栅极驱动电路14a为与上述实施方式6同样的结构，进行同样的动作。

子判定电路11z由比较器CP2构成，通过将主判定电路11x的比较器CP1的输入信号也输入到比较器CP2，从而判定平滑电容器电压Vfc。

故障检测电路17a具备作为第一电压判定电路的比较器CP3、设置在比较器CP3的输入侧的第一掩蔽电路15a、以及AND电路AN1，所述比较器CP3用于判定主串联电路10x内的任意连接点，在这种情况下为熔断器8a与IGBT9a的连接点的电压。此外，比较器CP3、第一掩蔽电路15a和AND电路AN1为与上述实施方式6同样的结构，进行同样的动作。另外，在AND电路AN1的输出侧设置栅极驱动电路14b。

主判定电路11x判定主串联电路10x的动作要件，子判定电路11z判定子串联电路10ya的动作要件。在本实施方式中，还假设比较器的故障，在主判定电路11x和子判定电路11z中分别设置比较器CP1、CP2，但也可以使用共通的比较器，这种情况下可以省略子判定电路11z。

在本实施方式中，由于由主串联电路10x与子串联电路10ya共享放电电阻7a，因此仅熔断器8a、8b和IGBT9a、9b被冗余化，能够使用小型的放电电路10实现待机冗余方式的过电压保护部60C。

另外，由于利用主判定电路11x生成子判定电路11z的输入信号，因此子判定电路11z也能够简化，能够简化第一判定电路11。

另外，在这种情况下，由于故障检测电路17a不判定IGBT9a的栅极端子的电压，因此没有检测主判定电路11x的比较器CP1或栅极驱动电路14a的故障、或者IGBT9a的栅极短路故障的功能。即，以小型简化的电路结构，检测主串联电路10x的故障。

此外，在本实施方式中，如图20所示，以来自电动机2的最大再生功率Pmax不超过对于与最大放电电流

中的熔断器8a、8b的熔断时间常数Tmel同等的时间宽度的放电电阻7a的容许功率，来选定放电电阻7a和熔断器8a、8b。图20中示出点C为最大再生功率Pmax＝30kW，最大放电电流

中的熔断器8a、8b的熔断时间常数Tmel＝1ms。而且，示出对于与熔断时间常数Tmel＝1ms同等的时间宽度的放电电阻7a的容许功率为最大再生功率Pmax以上。

这样，通过选定放电电阻7a和熔断器8a、8b，从而能够防止放电电阻7a过负载而发生故障。因此，能够以小型简略的结构构成待机冗余方式的过电压保护部60C，而且能够大幅降低过电压保护部60C的故障率并能够实现可靠性的提高。

此外，过电压保护部60C的冗余化以外的结构与上述实施方式4同样，实现与上述实施方式4同样的效果。

另外，在本实施方式中，放电电阻7a、各熔断器8a、8b、各IGBT9a、9b分别为一个电路结构，但还可以将放电电阻7a、各熔断器8a、8b、各IGBT9a、9b的电路自身通过多个并联化构成。

实施方式8.

接着，对本发明的实施方式8进行说明。图21是示出本发明的实施方式8的电动机驱动装置110a的概略结构的图。

如图21所示，电动机驱动装置110a将来自直流电源3的直流电力通过逆变器1转换为交流电力并驱动电动机2，具备：逆变器1、与直流电源3并联连接的平滑电容器4、控制逆变器1的控制装置5c、以及过电压保护部60D。

过电压保护部60D具备放电电路10、第一判定电路11和故障检测电路17b。控制装置5c具备具有第二判定电路13B的相短路控制部12a，第二判定电路13B根据来自故障检测电路17b的故障检测信号18，缩短地调整预先设定的判定时间Tzvc。

过电压保护部60D内的故障检测电路17b与相短路控制部12a内的第二判定电路13B以外的结构与上述实施方式4同样。

图22是示出过电压保护部60D和相短路控制部12a的结构的图。

如图22所示，过电压保护部60D具备与上述实施方式4同样的放电电路10、第一判定电路11和栅极驱动电路14、以及检测放电电路10的故障的故障检测电路17b。

故障检测电路17b具备作为第一电压判定电路的比较器CP3、设置在比较器CP3的输入侧的第一掩蔽电路15a、以及AND电路AN1，所述比较器CP3用于判定放电电路10内的任意连接点，在这种情况下为熔断器8与IGBT9的连接点的电压。另外，故障检测电路17b具备对平滑电容器电压Vfc进行分压的电阻R5、R6、以及比较器CP2。电阻R5、R6和比较器CP2的电路为与上述实施方式6的子判定电路11y同样的结构，进行同样的动作。进而，故障检测电路17b具备包括作为第二电压判定电路进行动作的AND电路AN2的逻辑电路16、设置在AND电路AN2的输入侧的第二掩蔽电路15b、以及警告器AL1，所述AND电路AN2用于判定IGBT9的栅极端子的电压。

第一、第二掩蔽电路15a、15b为与上述实施方式6同样的电路，对第二判定电路13B的判定时间Tzvc以下的时间宽度的信号进行掩蔽。另外，逻辑电路16也为与上述实施方式6同样的电路，除了AND电路AN2以外还具备AND电路AN1和OR电路OR1。在这种情况下，在输出侧没有栅极驱动电路，OR电路OR1输出故障检测信号18。

这样，由于故障检测电路17b在上述实施方式6的故障检测电路17中嵌入子判定电路11y和警告器AL1构成，因此检测放电电路10的故障，且判定平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，输出故障检测信号18。故障检测信号18使警告器AL1动作，并且被输入到相短路控制部12a。

警告器AL1将过电压保护部60D发生故障传达至上级系统。作为警告器AL1的例子，除了警告灯和警报器以外，还可以考虑发送到微机等的警报信号。例如，如果为汽车，可以考虑通过使仪表盘的警告灯点亮，从而对驾驶员通知异常，或者并不直接告诉驾驶员异常，而是对系统进行警告，系统保持故障信息并可在维护时利用。

此外，由于警告器AL1根据需要设置，因此也可以省略。

相短路控制部12a具备在负载突降等异常时，判定平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz的第二判定电路13B。而且，平滑电容器电压Vfc超过第二设定电压Vfcz时，第二判定电路13B生成相短路指令ZVC。

第二判定电路13B具备与上述实施方式4同样的过电压检测电路13z、以及作为判定延迟电路的采样电路13c。

采样电路13c具备在控制装置5c的每个控制周期产生控制周期信号CLK的时钟电路、AND电路AN3、计数器电路CNT2、AND电路AN4、以及OR电路OR2。计数器电路CNT2通过在每个控制周期对过电压检测电路13z的输出进行采样，对计数器电路CNT2被设定的多次(N次)事件进行计数，从而输出相短路控制信号19。即，计数器电路CNT2从过电压检测电路13z接收判定过电压的信号时开始计数，经过N次控制周期从过电压检测电路13z持续接收判定过电压的信号时输出相短路控制信号19。

在这种情况下，计数器电路CNT2具有两个输出端子，计数20次控制周期信号CLK、即以20比特的计数输出相短路控制信号19a，并且计数10次控制周期信号CLK、即以10比特的计数输出相短路控制信号19b。另外，第二判定电路13B输出相短路指令ZVC所需要的判定时间Tzvc在20次控制周期的时间与过电压检测电路13z对过电压的检测所需要的时间相加的时间上，考虑其他延迟来设定。

如上所述，在过电压保护部60D中，故障检测电路17b检测放电电路10的故障，且判定平滑电容器电压Vfc超过第一设定电压Vfcm时，输出故障检测信号18。而且，故障检测信号18使警告器AL1动作，并且被输入到相短路控制部12a。

在相短路控制部12a中，故障检测信号18与相短路控制信号19b一起被输入到AND电路AN4。而且，OR电路OR2将相短路控制信号19a与AND电路AN4的输出进行和运算并输出相短路指令ZVC。

由于过电压保护部60D正常动作时，不产生故障检测信号18，因此以20比特的计数生成的相短路控制信号19a从计数器电路CNT2输出时，从采样电路13c输出相短路指令ZVC。

然而，计数器电路CNT2开始计数时，使以10比特的计数生成的相短路控制信号19b早于以20比特的计数生成的相短路控制信号19a生成并输出。因此，故障检测电路17b输出故障检测信号18时，在计数器电路CNT2输出相短路控制信号19b的时点，经由AND电路AN4和OR电路OR2输出相短路指令ZVC。据此，以短于设定的判定时间Tzvc的判定时间，输出相短路指令ZVC并转移至逆变器1的相短路控制。

在本实施方式中，如上所述，构成为在过电压保护部60D具备故障检测电路17b，故障检测电路17b检测放电电路10的故障时，缩短地调整第二判定电路13B的判定时间。因此，即使在放电电路10未正常进行放电动作的情况下，也能够在平滑电容器电压Vfc超过电动机驱动装置110a的主电路耐压之前转移至逆变器1的相短路控制。第二判定电路13B的判定时间的调整按照平滑电容器4的容量来确定即可，平滑电容器4的容量小时，进一步缩短计数器电路CNT2的10比特的计数即可。

这样，即使在过电压保护部60D发生故障的情况下，通过尽快向逆变器1的相短路控制的转移，提供过电压保护功能，不使电动机驱动装置110a停止就能够实现规定期间的运转持续。即，过电压保护部60D自身并不被冗余化，而是由过电压保护部60D和相短路控制部12a实现过电压保护功能的冗余化。因此，抑制过电压保护部60D大型化并实现过电压保护功能的冗余化。

在这种情况下，由于在相短路控制部12a中，第二判定电路13B的判定时间变短限于过电压保护部60D发生故障时，因此第二判定电路13B的误动作风险的增加有限。

此外，过电压保护功能的冗余化以外的结构与上述实施方式4同样，实现与上述实施方式4同样的效果。

另外，还可以将上述实施方式5～7所示的冗余方式的过电压保护部60A～60C适用于本实施方式8，通过与相短路控制部12a连动从而可得到进一步的冗余性，可靠性进一步提高。

另外，在上述实施方式中，示出了缩短地调整第二判定电路13B的判定时间并尽快向逆变器1的相短路控制转移，但也可以通过变更相短路控制的判定级别等其他方法来尽快向逆变器1的相短路控制转移。相短路控制的判定级别的变更能够通过降低对相短路控制部12a内的第二判定电路13B设定的第二设定电压Vfcz来实现。

实施方式9.

接着，对本发明的实施方式9进行说明。图23是示出本发明的实施方式9的电动机驱动装置110b的概略结构的图。

如图23所示，电动机驱动装置110b驱动两台电动机2a、2b，具备驱动各电动机2a、2b的两台逆变器1a、1b。另外，具备与直流电源3并联连接的平滑电容器4、控制逆变器1a、1b的控制装置5d、以及过电压保护部60。此外，各电动机2a、2b能够进行驱动动作和再生动作这两者。

各逆变器1a、1b为与上述实施方式4的逆变器1同样的结构，控制装置5d生成栅极信号G1a、G1b，控制逆变器1a、1b的电力运行动作和再生动作。

在这种情况下，最大再生功率Pmax为两台电动机2a、2b的再生功率和的最大值。另外，相短路控制部12的相短路控制被适用于两台逆变器1a、1b。其他结构和动作与上述实施方式4同样，能够实现与实施方式4同样的效果。

这种电动机驱动装置110b，作为一例，被利用于具备以负载的驱动为主要目的的电动机2a、以及以发电为主要目的的电动机2b的系统，例如混合动力汽车内的系统。

此外，在本实施方式中，同样能够适用上述实施方式5～8中示出的过电压保护功能的冗余化，分别能够实现与上述实施方式5～8同样的效果。

另外，本发明在技术方案的范围内，能够自由组合各实施方式，适当地变形、省略各实施方式。

Claims (20)

1.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：

平滑电容器，与直流电源并联连接；

逆变器，具有多个半导体开关元件，将所述平滑电容器的直流电力转换为多相交流电力而驱动电动机；

控制装置，以规定的控制周期对所述多个半导体开关元件进行驱动控制，对所述逆变器的电力运行动作和再生动作进行控制；以及

过电压保护部，具有：由放电电阻与半导体开关元件串联连接而成、连接在所述平滑电容器的两端子间的放电电路、和判定所述平滑电容器的电压超过第一设定电压的第一判定电路，根据该第一判定电路的判定使所述放电电路内的所述半导体开关元件接通，

所述控制装置具备：相短路控制部，具有判定所述平滑电容器的电压超过低于所述第一设定电压的第二设定电压的第二判定电路，根据该第二判定电路的判定使所述电动机为相短路状态，

所述第二判定电路的判定所需要的判定时间长于所述第一判定电路的判定所需要的时间。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部在所述直流电源与所述平滑电容器之间的连接被打开的情况下，根据所述第一判定电路的判定使所述放电电路内的所述半导体开关元件接通。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

以所述电动机产生的最大再生功率不超过对于与所述第二判定电路的所述判定时间同等的时间宽度的所述放电电阻的容许功率的方式，设定所述判定时间。

4.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述放电电路是所述放电电阻、所述半导体开关元件以及熔断器串联连接而成的，

所述第二判定电路的所述判定时间小于在来自所述电动机的再生功率最大时流过所述放电电路的电流值下的所述熔断器的熔断时间常数。

5.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部内的所述第一判定电路具备迟滞比较器来判定所述平滑电容器的电压超过所述第一设定电压。

6.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部内的所述第一判定电路具备瞬态电压抑制元件，根据该瞬态电压抑制元件的电压击穿动作，判定所述平滑电容器的电压超过所述第一设定电压。

7.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部内的所述第一判定电路具备运算放大器来判定所述平滑电容器的电压超过所述第一设定电压。

8.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部内的所述放电电路具备N个并联的串联电路，所述串联电路是所述放电电阻、所述半导体开关元件以及熔断器串联连接而成的，

所述第二判定电路的所述判定时间小于在来自所述电动机的再生功率最大时流过所述串联电路的电流值下的所述熔断器的熔断时间常数，

对于与所述第二判定电路的所述判定时间同等的时间宽度的各所述放电电阻的容许功率小于所述电动机产生的最大再生功率，且所述N个串联电路之中、m个串联电路中的所述放电电阻的容许功率之和为所述最大再生功率以上。

9.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

m＝N-1。

10.根据权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部内的所述放电电路具备：所述放电电阻、所述熔断器与所述半导体开关元件分别串联连接而成的主串联电路和子串联电路，

所述过电压保护部具备检测所述主串联电路的故障的故障检测电路，在通过该故障检测电路检测到所述主串联电路的故障、且通过所述第一判定电路判定所述平滑电容器的电压超过第一设定电压时，使所述子串联电路内的所述半导体开关元件接通。

11.根据权利要求10所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述放电电路具备多个所述子串联电路。

12.根据权利要求10所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述主串联电路的所述放电电阻与所述子串联电路的所述放电电阻由共通的放电电阻构成，所述子串联电路的所述熔断器和所述半导体开关元件与所述主串联电路的所述熔断器和所述半导体开关元件并联连接。

13.根据权利要求12所述的电动机驱动装置，其特征在于，

由所述电动机产生的最大再生功率不超过对于与所述熔断器的所述熔断时间常数同等的时间宽度的所述放电电阻的容许功率。

14.根据权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部具备检测所述放电电路的故障的故障检测电路，

所述相短路控制部在所述故障检测电路检测到所述放电电路的故障时，缩短地调整所述第二判定电路的所述判定时间。

15.根据权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部具备检测所述放电电路的故障的故障检测电路，

所述相短路控制部在所述故障检测电路检测到所述放电电路的故障时，降低地调整所述第二判定电路的所述第二设定电压。

16.根据权利要求14所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述过电压保护部在所述故障检测电路检测到所述放电电路的故障时，输出警告。

17.根据权利要求10所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述故障检测电路具备：第一电压判定电路，判定所述放电电路内的所述放电电阻、所述熔断器与所述半导体开关元件的任意连接点的电压；以及第一掩蔽电路，设置在该第一电压判定电路的输入侧，该第一掩蔽电路对所述第二判定电路的所述判定时间以下的信号进行掩蔽。

18.根据权利要求10所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述故障检测电路具备：第二电压判定电路，判定所述放电电路内的所述半导体开关元件的控制端子的电压；以及第二掩蔽电路，设置在该第二电压判定电路的输入侧，该第二掩蔽电路对所述第二判定电路的所述判定时间以下的信号进行掩蔽。

19.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

具备多个所述逆变器，该多个逆变器分别驱动多个所述电动机。

20.根据权利要求1或权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述相短路控制部内的所述第二判定电路具备：检测电路，检测所述平滑电容器的电压超过所述第二设定电压；以及判定延迟电路，包括计数器电路或滤波器电路，根据经过所述控制周期的多个周期的、来自所述检测电路的信号输出判定信号。

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