CN109412417A - 用于开关功率变换器的谷值和峰值检测 - Google Patents

Abstract

开关功率变换器设置有用于将功率开关晶体管的分压形式的漏极电压相移为相移后的电压的相移RC网络。比较器将相移后的电压与DC偏置电压进行比较，以在功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡期间检测峰值和谷值。

Description

用于开关功率变换器的谷值和峰值检测

相关申请的交叉引用

本申请要求于2017年8月17日提交的美国临时申请第62/545,957号的权益和优先权。

技术领域

本申请涉及开关功率变换器控制器，并且更具体地涉及用于开关功率变换器的谷值(valley)和峰值(peak)检测。

背景技术

例如反激式变换器的开关功率变换器的高效率使其广泛适用于移动设备的电池充电器。在反激式变换器中，控制器控制连接在变压器初级绕组与地之间的功率开关晶体管的循环。当功率开关被循环导通(cycle on)时，诸如来自桥式二极管整流器的整流后的AC干线电压驱动初级绕组电流。整流后的AC干线电压可以为几百伏，使得它可能对功率开关晶体管造成应力。为了最小化功率开关晶体管的开关应力，已知的是当功率开关晶体管被循环关断时，针对功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡采用谷值开关技术。谐振振荡的峰值电压可能相对稳健(高达200V或更高)，而最小电压(谐振振荡中的谷值)要低得多。

通过考虑图1中所示的波形可以更好地理解谷值模式切换。在时刻t1，功率开关晶体管S1循环导通并且然后在时刻t2循环关断(cycle off)。功率开关晶体管S1的漏极电压(V_DRAIN)在其导通时接地。次级绕组电流在功率开关晶体管S1导通时不流动。在时刻t2，响应于功率开关晶体管S1的循环关断，漏极电压突然升高。然后次级绕组电流跳高并开始缓降到在时刻t3的零，这表示为变压器复位时间。从时刻t2到时刻t3，漏极电压从其高值缓慢下降，然后在变压器复位时间下降，之后漏极电压开始谐振振荡。谐振振荡中的每个最小值或谷值被编号，从初始谷值1开始至时刻t4处的谷值4。在时刻t4开始另一个功率开关循环。但由于漏极电压等于其在谷值4处的局部最小值，所以由于产生的谷值模式切换，对功率开关晶体管S1的应力被最小化。如果功率开关晶体管S1的接通时间出现在较早或较晚的谷值处，则会发生类似的应力减小。

虽然谷值模式切换因此降低了功率开关晶体管上的电压应力，但请注意，谷值电压不为零，而是可以在20V或甚至更高(例如60V)的范围内。当功率开关晶体管循环导通时，这个相对较高的漏极电压然后被放电至地，这降低了效率。对于谷值模式切换功率更高效的替代方案是零电压切换(zero-voltage-switching，ZVS)。在ZVS操作中，变压器中的泄露能量被存储并回收到电容器中，该电容器通过有源钳位开关与功率开关晶体管的漏极电压相耦接。有源钳位开关在谐振振荡的峰值处被循环导通，之后，随着泄漏能量被回收，漏极电压被放电到地。因此，ZVS架构在功率开关晶体管导通时没有应力开关(stressingswitch)。

谷值模式控制器因此需要某种检测漏极电压的谐振振荡中的谷值的手段，而ZVS控制器需要用于检测这样的谐振振荡中的峰值的手段。另外，ZVS控制器需要用于检测漏极电压的过零点(zero crossing)的手段。但是，现有的谷值和峰值检测方案容易出现不准确的情况。

例如，可以基于初级绕组的电感和功率开关晶体管的寄生电容的估计来估计谐振振荡的周期T。然后可以认为在从通过比较器检测到的谐振振荡的下降沿的过中点(midpoint crossing)起的T/4延迟之后出现谷值。类似地，可以认为峰值会出现在从谐振振荡的上升沿的过中点起的T/4延迟之后。但是这些寄生要素会因组件不同而不同，并因此会从一个反激式变换器到另一个反激式变换器而不同，从而周期T的固定估计将导致不准确的峰值和谷值检测。

因此，已知适应性地测量漏极电压的振铃(ringing)频率周期以估计峰值和谷值位置。图2中示出了用于传统适应性技术的一些示例性波形。比较器将漏极电压与比较器阈值电压进行比较，该比较器阈值电压等于漏极电压的谐振振铃的共模(common-mode)电压(中点电压)。比较器输出的低时间(或高时间)等于谐振周期T的1/2。所得到的反激式控制器因此可以使用计数器，其在比较器输出信号的低转变之后计数T/4以估计谷值位置。相反，控制器可以估计在从比较器上升沿T/4的延迟之后发生峰值。虽然这样的适应性方法不会受到固定方法的过程变化的影响，但请注意，它需要计数器的复杂性。更根本的是，它不直接检测峰值和谷值，而是估计它们的位置。但是这样的估计假设峰值和谷值是对称的。实际上，峰值和谷值受到非线性和噪声的影响，使得即使精确测量周期T，所得到的估计也容易出现不准确的情况。随着现代反激式变换器中开关频率的增加，这些不准确性加剧，因为在增加的开关频率下初级绕组电感降低，从而谐振振荡周期T相应地减小。

因此，本领域需要改进的用于开关功率变换器的谷值和峰值检测方法和电路。

发明内容

为了应对本领域中对改进的峰值和谷值检测的需要，反激式变换器设置有分压器以将功率开关晶体管的漏极电压分压为分压的漏极电压。电容器将分压的漏极电压相移90度，成为相移后的分压的漏极电压。第一比较器将相移后的分压的漏极电压与参考电压进行比较，以形成比较器输出信号，该比较器输出信号在功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡的峰值和谷值处具有二进制转变(binary transition)。

在实施零电压开关的实施例中，分压器是由高压钳位晶体管的漏极-源极电容和分压电容器形成的电容分压器。高压钳位晶体管在峰值和谷值操作模式期间保持关断，其中第一比较器操作以检测峰值和谷值。在ZVS操作期间，高压晶体管被导通，使得其漏极电压钳位在低于其栅极电压的阈值电压。第二比较器将钳位的漏极电压与地进行比较以检测功率开关晶体管的漏极电压的过零点。通过考虑以下详细描述可以更好地理解这些有利特征。

附图说明

图1示出了常规开关功率变换器中的一系列功率循环的一些波形。

图2示出了常规峰值和谷值检测方法的比较器输出信号和漏极电压波形。

图3是根据本公开的实施例的配置用于谷值和峰值检测的反激式变换器的图。

图4是根据本公开的实施例的图3的反激式变换器的部分的更详细视图。

图5是根据本公开的一方面的检测峰值和谷值的示例方法的流程图。

通过参照下面的详细描述可以最好地理解本公开的实施例及其优点。应该理解的是，相似的附图标记用于标识在一个或多个附图中示出的相似元件。

具体实施方式

提供了一种电路，其直接检测功率开关晶体管的漏极电压的谐振振铃中的峰值和谷值。避免了仅间接估计峰值和谷值位置所导致的不准确性。而且，这种直接检测使用最小的复杂度来实现。例如，可以使用高压钳位晶体管、简单RC网络和峰值/谷值比较器来实现峰值和谷值检测电路(注意，可以包括过零比较器以在ZVS操作中检测功率开关晶体管的漏极电压的过零)。RC网络包括分压电容器，该分压电容器串联在地和高压钳位晶体管的源极之间。高压钳位晶体管的漏极连接到功率开关晶体管的端子。例如，如果功率开关晶体管是NMOS功率开关晶体管，则该端子可以是漏极端子。替代地，如果功率开关晶体管是双极结型晶体管，则该端子可以是集电极端子。

由于高压钳位晶体管在峰值和谷值检测周期期间关断，因此高压钳位晶体管的漏极-源极电容与分压电容器形成电容分压器。与高压钳位晶体管的漏极-源极电容相比，分压电容器的电容相对较大(例如大大约50倍)。因此，形成在分压电容器两端的功率开关晶体管的分压形式(dividedversion)的漏极电压只是漏极电压的一部分。这是非常有利的，因为在谐振振荡的峰值处漏极电压可能非常高(例如300V)。但电容分压器提供了可以通过RC网络和峰值/谷值比较器进行安全处理的分压形式。因此，峰值/谷值比较器由于通过分压器的分压而不需要庞大的厚氧化物(thick-oxide)晶体管用于其构造。

峰值和谷值检测周期发生在变压器复位时间之后。图3中示出了包括被配置为实施本文公开的峰值和谷值检测技术的控制器U1的示例反激式变换器300。二极管桥(未示出)对AC干线电压进行整流以驱动输入电压轨(rail)320上的输入电压(V_IN)。变压器的初级绕组325耦接在输入电压轨320与功率开关晶体管S1的漏极之间。功率开关晶体管S1的源极通过可选的低电阻电流感测电阻器(未示出)接地。初级侧控制器U1控制功率开关晶体管S1的循环以调节驱动由负载电阻Rload表示的负载的输出电压(V_OUT)。可以理解，在替代实施例中，输出电压的调节可以由次级侧控制器(未示出)控制。当控制器U1驱动功率开关晶体管S1的栅极而导通功率开关晶体管S1时，磁化电流流过初级绕组325。变压器的次级绕组330在功率开关晶体管S1的该导通时间期间不导通。例如，同步整流器(SR)开关晶体管可以串联耦接在负载和次级绕组330之间。当功率开关晶体管S1导通时，SR控制器(未示出)保持SR开关晶体管关断。在替代实施例中，SR开关晶体管可以由输出二极管代替。

反激式变换器300被配置用于ZVS操作，因此其包括NMOS有源(active)钳位开关晶体管，该NMOS有源钳位开关晶体管从功率开关晶体管S1的漏极串联耦接到有源钳位电容器，该有源钳位电容器又连接到输入电压轨320。控制器U1在ZVS操作模式期间驱动有源钳位开关晶体管的栅极以控制其操作，如在有源钳位技术中已知的。在替代实施例中，可以使用PMOS有源钳位开关，使得P沟道开关将与有源钳位电容器串联耦接在地和功率开关晶体管S1的漏极之间。在不实施ZVS的替代实施例中，反激式变换器300可省略有源钳位组件。在ZVS操作期间，控制器U1不循环接通功率开关晶体管，直到功率开关晶体管的漏极电压的过零时间。高压钳位晶体管S2用于钳位功率开关晶体管的漏极电压以保护零电压切换(ZVS)比较器335，ZVS比较器335通过将高压钳位晶体管的漏极电压lxc与地进行比较来检测漏极电压过零时间。通过接通功率开关晶体管S1，控制器U1对比较器335响应于过零而将其输出驱动为高做出响应。

为了高速操作，高压钳位晶体管S2和功率开关晶体管S1都可以是GaN场效应晶体管。在过零电压检测期间，控制器U1保持高压钳位晶体管导通，使得其漏极电压lxc被钳位在低于其栅极电压的阈值电压(例如，漏极电压lxc可被钳位在大约4V)。比较器335因此可以用薄氧化物(thin-oxide)晶体管构造以增加密度。

在谷值模式操作期间，控制器U1关断高压钳位晶体管S2。在变压器复位时间之后，功率开关晶体管S1的漏极电压1x将开始谐振振铃(在此也被称为谐振振荡)以开始峰值和谷值检测时段(period)。高压钳位晶体管S2的漏极-源极电容与分压电容器C1形成分压器。如前所述，分压电容器C1的电容大于高压钳位晶体管S2的漏极-源极电容(例如大50倍)。因此峰值和谷值检测时段期间的漏极电压lxc仅是漏极电压lx的一部分。RC网络305将漏极电压lxc相移90度以形成相移后的电压，该相移后的电压通过峰值和谷值比较器310与参考电压比较，该参考电压等于漏极电压lxc的谐振振荡幅度的共模电压(中点)。由于90度相移，比较器310直接检测峰值和谷值。特别地，取决于其输入的极性，比较器310的输出将在漏极电压lxc的峰值处变高或变低。例如，如果比较器310在其非反相(non-inverting)输入处接收相移后的电压，则其输出信号将转变为峰值处的电源电压，并将在由谷值/峰值检测电路315检测到的谷值处转变为地。相反，如果在比较器310的反相(inverting)输入处接收相移后的电压，则来自比较器310的输出信号将在峰值处转变为低。注意，分压电容器C1、RC网络305、比较器335和310以及谷值/峰值检测电路315可全部集成在控制器U1内，但为了说明目的而单独示出。

在图4中更详细地示出了RC网络305。漏极电压lx在分压电容器C1上分压以形成分压后的漏极电压lxc。为了对分压后的漏极电压lxc上的低频噪声进行滤波，分压电容器C1与电阻器R1xc并联耦接。RC网络305包括电容器C2以将分压后的漏极电压lxc电容耦接到形成在耦接在用于电源电压VDD的电源节点410与地之间的一对分压电阻器R1和R2之间的分压器节点405上的电压lxc2。例如，电阻器R1和R2可以各自具有相等的电阻，使得节点410的DC电压是VDD/2。当分压lxc谐振振荡时，电压lxc2通过电容器C2提供的电容耦接而振荡。但电容器C2将该振荡相移90度，使得电压lxc2与分压lxc异相90度振荡。由耦接在节点410和地之间的一对电阻器R3和R4形成的另一个分压器形成参考电压(偏置)。电阻器R3和R4可以具有与电阻器R1和R2相同的分压比率(dividingratio)，以使得参考电压等于电压lxc2的DC共模值。比较器310和335的功能如参考图3所讨论的那样。

现在将关于图5中所示的流程图来讨论用于在谷值模式操作期间检测峰值和谷值的方法。该方法包括在谷值模式操作期间，当功率开关晶体管的漏极电压发生谐振振荡时，将功率开关晶体管的漏极电压分压以形成分压的漏极电压的动作500。电容器C1和高压钳位晶体管S2的分压是动作500的示例。该方法还包括动作505：将分压的漏极电压相移90度以形成相移后电压，该相移后电压与DC偏置电压相加以形成合成电压。节点405上的相移后的电压lxc2的形成是动作505的示例。此外，该方法包括比较合成电压与DC偏置电压以检测功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡中的谷值的动作510。比较器310的比较是动作510的示例。最后，该方法包括在功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡中的所选的一个检测的谷值处接通功率开关晶体管的动作515。在期望的谷值处接通功率开关S1是动作515的示例。

应该理解的是，可以对前述示例实施例进行许多修改。在没有ZVS操作的实施例中，比较器335可以被省略。另外，在这种仅谷值模式切换的实施例中，电压钳位晶体管S2和分压电容器C1可以被电阻分压器代替。因此，如本领域技术人员现在将意识到的并且取决于手边的具体应用，在不脱离其范围的情况下可以对本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化。鉴于此，本公开的范围不应限于在此说明和描述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是通过其一些示例的方式，而是应该与随后所附权利要求以及它们的功能等同物完全相称。

Claims (20)

1.一种开关功率变换器，包括：

第一分压器，用于将功率开关晶体管的端子的端子电压分压成在分压节点上承载的分压；

第二分压器，用于用直流(DC)偏置电压来偏置分压器节点；

耦接在所述分压器节点和所述分压节点之间的电容器；以及

第一比较器，被配置为将所述分压器节点的电压与所述直流偏置电压进行比较，以检测所述功率开关晶体管的端子电压中的峰值和谷值。

2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述功率开关晶体管的所述端子是漏极端子，并且其中，所述分压节点是分压漏极电压节点。

3.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述第一分压器包括：

高压钳位晶体管，所述高压钳位晶体管耦接在所述功率开关晶体管的漏极和所述分压漏极电压节点之间；

分压电容器，所述分压电容器耦接在所述分压漏极电压节点和地之间；以及

控制器，所述控制器被配置成在峰值和谷值检测模式期间关断所述高压钳位晶体管。

4.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中，所述分压电容器的电容大于所述高压钳位晶体管的漏极-源极电容。

5.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中，所述高压钳位晶体管是GaN场效应晶体管。

6.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述功率开关晶体管是GaN场效应晶体管。

7.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置为在零电压切换模式期间使所述高压钳位晶体管循环导通，所述开关功率变换器进一步包括：

零电压切换比较器，被配置为在零电压切换模式期间将所述高压钳位晶体管的漏极电压与地进行比较，以检测在所述零电压切换模式期间所述功率开关晶体管的漏极电压何时越过零伏特。

8.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中，所述第二分压器包括与第二电阻器串联耦接在电源电压节点和地之间的第一电阻器，并且其中，所述开关功率变换器包括第三分压器，所述第三分压器包括与第四电阻器串联耦接在所述电源电压节点和地之间的第三电阻器，并且其中，第一比较器具有耦接到第一电阻器和第二电阻器之间的节点的第一输入并具有耦接到第三电阻器和第四电阻器之间的节点的第二输入。

9.根据权利要求8所述的开关功率变换器，其中，所述第一输入是非反相输入，并且所述第二输入是反相输入。

10.根据权利要求8所述的开关功率变换器，其中，所述控制器被配置为响应于来自所述第一比较器的比较器输出信号到接地的转变，在谷值切换模式期间使所述功率开关循环导通。

11.一种用于开关功率变换器的操作的方法，包括：

在谷值切换操作模式期间，当功率开关晶体管的漏极电压谐振振荡时，将所述功率开关晶体管的漏极电压分压以形成分压的漏极电压；

将所述分压的漏极电压相移90度以形成相移后的电压，所述相移后的电压与直流偏置电压相加以形成合成电压；

将所述合成电压与所述DC偏置电压进行比较以检测所述功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡中的谷值；以及

在所述功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡中的所选择的一个检测的谷值处接通所述功率开关晶体管。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，分压所述功率开关晶体管的漏极电压包括：在所述高压钳位晶体管关断时，在使用高压钳位晶体管的漏极-源极电容的电容分压器中将所述功率开关晶体管的漏极电压进行分压。

13.根据权利要求12所述的方法，还包括：

在零电压切换模式期间，接通所述高压钳位晶体管以形成所述功率开关晶体管的钳位形式的漏极电压；以及

将钳位形式的漏极电压与地进行比较以检测所述功率开关晶体管的漏极电压何时已越过零伏特。

14.根据权利要求13所述的方法，还包括：

响应于检测到所述功率开关晶体管的漏极电压已越过零伏特而接通所述功率开关晶体管。

15.根据权利要求13所述的方法，还包括响应于检测到漏极电压的谐振振荡中的峰值而在零电压切换模式期间接通有源钳位开关晶体管。

16.一种反激式变换器，包括：

功率开关晶体管，具有端子，其中所述端子连接到变压器的初级绕组；

电容分压器，被配置为分压所述端子的电压以形成分压；

电容网络，被配置为对所述分压进行相移以形成相移后的电压；以及

比较器，被配置为将所述相移后的电压与参考电压进行比较以检测所述端子的电压的谐振振荡中的峰值和谷值。

17.根据权利要求16所述的反激式变换器，其中，所述电容分压器包括：

钳位晶体管；以及

电容器，其中，所述钳位晶体管串联连接在所述端子和所述电容器之间。

18.根据权利要求16所述的反激式变换器，其中，所述端子是漏极端子。

19.根据权利要求17所述的反激式变换器，还包括：

连接到所述变压器的所述初级绕组的电源轨；

连接到所述电源轨的有源钳位电容器；以及

串联连接在所述有源钳位晶体管和所述钳位晶体管之间的有源钳位晶体管。

20.根据权利要求17所述的反激式变换器，其中，所述钳位晶体管和所述功率开关晶体管均包括GaN场效应晶体管。