CN103605090B - 退磁检测方法、退磁检测电路及应用该电路的恒流驱动器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种退磁检测电路（10），包括：压降单元（11），参考电平发生单元（12）和比较单元（13），其中，压降单元（11）与被测功率开关管（M1）的漏极端（DRAIN）连接，用于降低来自该漏极端（DRAIN）的信号的电压，并将降压后的漏极信号（Vx）发送给所述比较单元（13）；参考电平发生单元（12）生成参考阈值（Vref_DM），并将该参考阈值（Vref_DM）发送给所述比较单元（13）；所述比较单元（13）的不同输入端分别接收所述降压后的漏极信号（Vx）和所述参考阈值（Vref_DM），并且所述比较单元（13）将所述降压后的漏极信号（Vx）和所述参考阈值（Vref_DM）进行比较，来检测退磁结束时间点。应用该电路可以在恒流驱动电路中的功率开关管的漏极端检测电感退磁时间。
Description
技术领域
本发明涉及一种退磁检测方法和电路，具体而言，涉及一种用于恒流驱动的电感退磁时间检测方法和检测电路，以及应用该电路的恒流驱动器。
背景技术
发光二极管（light-emitting diode，LED）因其发光效率高、寿命长等特点，目前越来越多地被用于照明光源。商用或家用的照明设备往往由市电（高压工频交流电）来驱动，这就需要通过AC-DC转换来为LED提供恒定电流。
AC-DC LED驱动电路（驱动器）实际上就是LED的恒流电源电路，该电路将市电转换为特定的输出电流以驱动LED发光，并且利用器件对输出电流进行调制，以使得输出平均电流保持恒定，及输出电流不随输入电压的波动而波动。AC-DC LED驱动电路分为非隔离型和隔离型两种。
中国发明专利申请No.200910246151.4公开了一种“输出电压及电感量变化保持恒流的源级驱动LED驱动电路”。在该专利申请所公开的LED驱动电路中，第二开关晶体管开启时通过比较器设定输出电流的峰值；关断时通过电感电流过零检测器检测电感电流，从而在输出电流到零时使得第二开关晶体管重新开启，保证系统工作在临界连续模式下，输出电流仅由峰值电流确定。在该电路中，采用源极驱动，将第一开关MOS晶体管的栅极固定在一个较低的电压，从而将其源极最高电压限制在一个较低的电平，以采用低压工艺检测第一开关MOS晶体管的源极的波形，找出电流临界的工作点，保证驱动电路工作在临界连续模式。
在类似于中国发明专利申请No.200910246151.4所公开的LED驱动电路中，由于被检测的功率开关管的漏极最高电压比母线电压还高一个二极管压降，高达几百伏，直接在漏极检测退磁结束点非常困难，既不经济，也不便于实现。
发明内容
根据本发明的实施例，提供了一种退磁检测方法和电路，应用该方法和电路可以在恒流驱动电路中的功率开关管的漏极端检测电感退磁时间。
根据本发明的一个方面，提供了一种用于恒流驱动器的电感退磁时间检测方法，包括：降低来自被测功率开关管漏极的信号的电压；生成参考阈值；以及将电压降低的漏极信号与参考阈值比较，来检测退磁结束时间点。
根据本发明实施例的电感退磁时间检测方法，可选地，当电压降低的漏极信号的幅度低于参考阈值的幅度时，检测到退磁结束时间点。
根据本发明的另一个方面，提供了一种退磁检测电路，包括：压降单元，参考电平发生单元和比较单元，其中，压降单元与被测功率开关管的漏极端连接，用于降低来自该漏极端的信号的电压，并将降压后的漏极信号发送给比较单元；参考电平发生单元生成参考阈值，并将该参考阈值发送给比较单元；比较单元的不同输入端分别接收降压后的漏极信号和参考阈值，并且比较单元将降压后的漏极信号和参考阈值进行比较，来检测退磁结束时间点。
根据本发明实施例的退磁检测电路，可选地，压降单元进一步连接在被测功率开关管的漏极端和内部电源端之间，当漏极端的电压为高电平时，该漏极端通过压降单元为内部电源端供电。
根据本发明实施例的退磁检测电路，可选地，压降单元包括压降元件，该压降元件的输入端与被测功率开关管的漏极端连接，其输出端连接到比较单元的一个输入端，并且在压降元件的输出端和内部电源端之间进一步串联有二极管和/或电阻，其中二极管的正极连接到压降元件一侧，其负极连接到内部电源端一侧。
根据本发明实施例的退磁检测电路，可选地，压降元件是结型场效应管或绝缘栅场效应管。
根据本发明实施例的退磁检测电路，可选地，参考阈值是恒定的参考电平或者是浮动的参考电平。
根据本发明实施例的退磁检测电路，可选地，在压降元件的输入端和输出端之间并联有电容。
根据本发明的又一个方面，提供了一种用于恒流驱动器的控制电路，包括：上述的退磁检测电路，恒流算法控制器，PWM控制器，峰值检测器和驱动级，其中，退磁检测电路与恒流驱动器的功率开关管的漏极连接，以接收功率开关管的漏极信号，并且该退磁检测电路在检测到退磁结束时间点后发送信号给恒流算法控制器；恒流算法控制器基于退磁检测电路检测到的退磁结束时间点向PWM控制器发出第一控制信号；峰值电流检测器通过检测恒流驱动器的采样电阻的电压来检测功率开关管的源漏极电流，并根据该电流检测结果向PWM控制器发出第二控制信号；PWM控制器基于第一控制信号和/或第二控制信号生成PWM信号，并将该PWM信号发送给驱动级；驱动级的输出端与功率开关管的栅极连接，以根据PWM信号导通或关断该功率开关管。
根据本发明的再一个方面，提供了一种恒流驱动器，其包括：电阻，电容，续流二极管，电感，功率开关管和采样电阻，其中，电阻和电容串联在母线与地之间；续流二极管的负极连接到负载发光二极管的正极和母线；电感的一端连接到续流二极管的正极，另一端连接到负载发光二极管的负极；功率开关管连接在电感和采样电阻之间，其漏极连接到续流二极管的正极，源极连接到采样电阻；采样电阻的一端与功率开关管的源极连接，另一端接地，以及驱动器还包括前述的控制电路。
根据本发明实施例的恒流驱动器，可选地，如果该恒流驱动器工作于电感电流断续模式，当PWM控制器的PWM信号为高时，驱动级驱动功率开关管导通，功率开关管的漏极电压为低电平，电流从母线经发光二极管、电感、功率开关管、采样电阻到地，电感的电流逐渐增大，相应地采样电阻的电压也逐渐增大，采样电阻电压达到预定阈值时，峰值电流检测器向PWM控制器发出第二控制信号，PWM控制器将PWM信号拉低，使得功率开关管截止，PWM信号为低的时间点为退磁时间的起始点；功率开关管截止后，其漏极电压升高，电感与续流二极管和发光二极管串联形成一个环路，电感电流逐渐降低；当电感电流降低到零时，在功率开关管的漏极产生振铃信号，退磁检测电路检测到该振铃信号，从而检测到退磁时间的结束点；在检测到退磁结束后，退磁检测电路输出信号至恒流算法控制器；在电感电流保持为零一段时间后，恒流算法控制器向PWM控制器发出第一控制信号，使得PWM信号为高，开始下一个周期。
根据本发明实施例的恒流驱动器，可选地，退磁检测电路被设置为，在PWM信号为低后，经过一段延迟再开始检测。
根据本发明实施例的恒流驱动器，可选地，如果该恒流驱动器在电感电流临界模式，控制电路被设置为，当检测到电感的电流为零，立即将PWM信号设置为高，开始下一个周期。
根据本发明的再一个方面，提供了一种恒流驱动器，包括：电阻，电容，续流二极管，功率开关管，采样电阻和隔离变压器，其中，电阻和电容串联在母线与地之间；隔离变压器的初级绕组连接在母线和功率开关管之间，其次级绕组与续流二极管的正极相连接；续流二极管的负极连接到负载发光二极管的正极；功率开关管连接在隔离变压器的初级绕组和采样电阻之间，其漏极连接到隔离变压器的初级绕组，源极连接到采样电阻；采样电阻的一端与功率开关管的源极连接，另一端接地，以及驱动器还包括前述的控制电路。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅涉及本发明的一些实施例，而非对本发明的限制。
图1示出了根据本发明一个实施例的退磁检测电路的原理图；
图2示出了根据本发明另一个实施例的退磁检测电路的原理图；
图3示出了基于图2所示的退磁检测电路原理的一个例子；
图4示出了基于图2所示的退磁检测电路原理的另一个例子；
图5示出了根据本发明实施例的非隔离AC-DC LED驱动器的原理电路图；
图6的时序图示意性地示出了根据本发明实施例的AC-DC LED驱动器在电感电流断续模式下的工作情况；
图7的时序图示意性地示出了根据本发明实施例的AC-DC LED驱动器在电感电流临界模式下的工作情况；
图8示出了根据本发明实施例的隔离AC-DC LED驱动器的原理电路图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。
图1示出了根据本发明一个实施例的退磁检测电路。图1所示的退磁检测电路10包括压降单元11，参考电平发生单元12和比较器13。在图1中，DRAIN表示被测开关管的漏极端，VDD为芯片内部电源端。如图1所示，压降单元11的输入端与DRAIN连接，其输出端连接到比较器13的反相输入端；参考电平发生单元12的输入端连接到VDD，其输出端连接到比较器13的正相输入端。可选地，也可以采用这样的连接方式，压降单元11的输出端连接到比较器13的正相输入端，而参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的反相输入端。
如前所述，DRAIN端的电压可以达到几百伏。由于降压单元11的降压作用，在降压单元11的输出端（Vx端）产生几十伏左右的低电压信号。当电感电流降低为零后，DRAIN出现振铃信号，在降压单元11的作用下，在Vx端会出现一个电压幅度降低了的振铃信号。当电压Vx低于由参考电平发生单元12生成的阈值Vref_DM时，表示退磁结束点检测到了，比较器13输出信号Vout。其中，Vref_DM可以是恒定的参考电平，也可以是内部经计算产生的浮动的参考电平。
由于降压单元11的降压作用，参考电平发生单元12和比较器13都可以是低压电路，便于实现，成本也低。
此外，图1所示实施例中的比较器13为电压型比较器，其也可以是电流型比较器。图2示出了根据本发明另一个实施例的退磁检测电路。与图1所示的实施例不同，图2所示的退磁检测电路10中，压降单元11的一个输出端（不同于Vx端的输出端）连接到VDD。具体而言，压降单元11的输入端与DRAIN连接，压降单元11的一个输出端和参考电平发生单元12的输入端连接到VDD，参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的正相输入端，以及压降单元11的另一个输出端（Vx端）连接到比较器13的反相输入端。可选地，也可以采用这样的连接方式，压降单元11的Vx端连接到比较器13的正相输入端，而参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的反相输入端。
根据图2的实施例，当被测开关管的漏极端DRAIN电压Vd为高电平时，开关管的漏极通过降压单元11向VDD端供电。由于降压单元11的降压作用，在降压单元11的输出端（Vx端）产生几十伏左右的低电压信号。当电感电流降低为零后，DRAIN出现振铃信号，在降压单元11的作用下，在Vx端会出现一个电压幅度降低了的振铃信号。当电压Vx低于由参考电平发生单元12生成的阈值Vref_DM时，表示退磁结束点检测到了，比较器13输出信号Vout。其中，Vref_DM可以是恒定的参考电平，也可以是内部经计算产生的浮动的参考电平。
由于降压单元11的降压作用，参考电平发生单元12和比较器13都可以是低压电路，便于实现，成本也低。
此外，图2所示实施例中的比较器13为电压型比较器，其也可以是电流型比较器。
图2所示的退磁检测电路，可以在DRAIN为高电平时，为VDD供电；由于降压单元的降压作用，将DRAIN的高压信号降低为Vx端的低压信号，为检测电路的实现提供了条件；用低压电路实现了退磁结束点的检测。
图3示出了基于图2所示的退磁检测电路原理的一个例子。与图2对比，图3所示的退磁检测电路10a包括了压降单元11a（如虚线方框所示）。在图3的例子中，压降单元11a包括耐高压的结型场效应管JFET，并且在JFET和VDD之间串联了二极管D。其中，JFET的输入端与开关管DRAIN连接，JFET的输出端与二极管D的正极连接，二极管D的负极和参考电平发生单元12的输入端连接到VDD，参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的正相输入端，JFET的输出端连接到比较器13的反相输入端。由于二极管的阻止作用（单向导通性），当被测开关管的漏极端电压Vd为低电平时，VDD不会对DRAIN反向供电，这样可以更好地保持VDD恒定。类似地，也可以用电阻或者电阻与二极管的串联组合来代替二极管D。
可选地，也可以采用这样的连接方式，JFET的输出端连接到比较器13的正相输入端，而参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的反相输入端。
由于JFET的漏极、源极可以互换，因此如果将其源极作为其输入端，则其漏极为输出端，若将其漏极作为输入端，则其源极为输出端。
此外，如图2所示，JFET的栅极接地。可选地，JFET的栅极接至某个固定的偏置电压。
当DRAIN为高电平时，开关管的漏极通过JFET和二极管D给VDD供电。由于JFET的降压作用，在JFET的输出端（Vx端）产生几十伏左右的低电压信号。当电感电流降低为零后，DRAIN出现振铃信号，由于JFET的源级与漏极之间的寄生电容Cds的耦合作用，在Vx端也会出现一个幅度降低了振铃信号。当电压Vx低于由参考电平发生单元12生成的阈值Vref_DM时，表示退磁结束点检测到了，比较器13输出信号Vout。其中，Vref_DM可以是恒定的参考电平，也可以是经内部计算产生的浮动的参考电平。这样可以更加灵活地进行信号的比较。
如前所述，可选地，二极管D也可以是二极管与电阻的串联。该串联电阻还起到限流的作用，防止DRAIN为高电平时，由DRAIN端往VDD端的正向电流过大。
可选地，为增强耦合作用，也可以在JFET的漏极与源级并联一个外部电容。
图3所示的压降单元11a也可以应用于图1所示的退磁检测电路方案中。也就是说，将二极管D的负极连接到地或者低电压偏置，而不连接到VDD端。
图4示出了基于图2所示的退磁检测电路原理的另一个例子。与图2对比，图4所示的退磁检测电路10b包括了压降单元11b（如虚线方框所示）。相比图3的例子中用耐高压的结型场效应管，图4的例子使用了绝缘栅场效应管MOS。如前述原理，在MOS和VDD之间串联了电阻R。其中，MOS的输入端与DRAIN连接，MOS的Vx端与R的一端连接，R的另一端和参考电平发生单元12的输入端连接到VDD，参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的正相输入端，MOS的输出端连接到比较器13的反相输入端。
可选地，也可以采用这样的连接方式，MOS的输出端连接到比较器13的正相输入端，而参考电平发生单元12的输出端连接到比较器13的反相输入端。
由于对于衬底不与源极相连的MOS管而言，漏极、源极可以互换，因此如果将其源极作为其输入端，则其漏极为输出端，若将其漏极作为输入端，则其源极为输出端。
此外，如图4所示，MOS的栅极接至某个固定的偏置电压Vb。
当DRAIN为高电平时，开关管的漏极通过MOS和电阻R给VDD供电。由于MOS的降压作用，在MOS的输出端（Vx端）产生几十伏左右的低电压信号。当电感电流降低为零后，DRAIN出现振铃信号，由于MOS的源级与漏极之间的寄生电容Cds的耦合作用，在Vx端会出现一个幅度降低了振铃信号。当电压Vx低于由参考电平发生单元12生成的阈值Vref_DM时，表示退磁结束点检测到了，比较器13输出信号Vout。其中，Vref_DM可以是恒定的参考电平，也可以是经内部计算产生的浮动的参考电平。
如前所述，串联的电阻R可以起到限流的作用，一方面防止DRAIN为高电平时，由DRAIN端往VDD端的正向电流过大；另一方面当被测开关管的漏极端电压Vd为低电平时，减少VDD对DRAIN的供电，这样可以更好地保持VDD恒定。可选地，电阻R也可以是二极管或者二极管与电阻的串联。
此外，如前所述，图4所示的压降单元11b也可以应用于图1所示的退磁检测电路方案中。也就是说，将电阻R的一端连接到MOS管的输出端，另一端连接到地或者低电压偏置，而不连接到VDD端。
可选地，为增强耦合作用，也可以在MOS的漏极与源级并联一个外部电容。
图5示出了根据本发明实施例的非隔离AC-DC LED驱动器的原理电路图。如图5所示，驱动器1A包括：电阻R1，电容C1，续流二极管D1，电感L1，功率MOS管M1和采样电阻Rs。其中，VM为市电经过整流桥整流后得到的母线电压。电阻R1和电容C1串联在VM（母线）与地之间；续流二极管D1的负极连接到负载LED的正极和VM；电感L1的一端连接到续流二极管D1的正极，另一端连接到负载LED的负极；功率MOS管M1连接在电感L1和采样电阻Rs之间，其漏极连接到续流二极管D1的正极，源极连接到采样电阻Rs；采样电阻Rs的一端与功率MOS管M1的源极连接，另一端接地。
驱动器1A还包括控制电路，如图5中的方框内的部分所示。该控制电路包括：退磁检测器10，恒流算法控制器20，PWM控制器30，峰值检测器40和驱动级50。该控制电路中的各个单元部分可以集成于一个芯片，如图5所示。可选地，这些单元部分中的一个、多个或者全部为分立器件。
在图5中，VDD为芯片内部电源（管脚），DRV为M1的驱动信号管脚，DRAIN为M1的漏极端电压管脚，以及CS为参考电压管脚。具体而言，电阻R1与电容C1连接的一端与VDD连接，从而为控制电路供电，而电容C1用于芯片电源滤波；DRV与M1的栅极相连接，用于驱动M1；采样电阻Rs与M1的源极连接的一端（非接地端）与CS相连接，为控制电路提供电流采样信号。
当驱动器1A开始工作后，功率管M1导通，电流从VM，经过LED、L1、M1、Rs流到地，并且电流逐渐增大，当电流的峰值达到设定的阈值（Vref）时，通过峰值电流检测模块、PWM控制器等模块的控制，关断M1，此时，电感L1通过D1、LED进行续流，当电感电流降到零时，通过退磁检测电路检测到电感L1的退磁时间，然后经由恒流算法控制器、PWM控制器等模块的控制，在特定的时间，使M1重新导通，开始新的周期。如此循环，从而使得输出LED的平均电流保持恒定。功率MOS管M1实际上起到了开关管的作用。
图6的时序图示意性地示出了根据本发明实施例的AC-DC LED驱动器在电感电流断续模式下的工作情况。
如图6所示，当PWM控制器30的控制信号PWM为高时，驱动级50通过驱动管脚DRV驱动功率MOS管M1导通，M1的漏极端DRAIN电压Vd为低电平，电流从VM经LED、电感L1、功率管M1、电阻Rs到地。电感电流IL逐渐增大，相应地电阻Rs的电压CS也逐渐增大。当CS脚电压CS达到预定的阈值Vref时，峰值电流检测器40发出信号，将PWM拉低，最终功率管M1截止。在此，阈值Vref可以是恒定的参考电平，也可以是经恒流算法控制器20计算后产生的参考电平。
开关管M1截止后，其漏极端DRAIN电压Vd升高到比母线电压VM还高一个二极管的正向电压，电感L1通过续流二极管D1、LED串联形成一个环路，电感电流IL逐渐降低。
如前所述，当电感电流IL降低到零时，由于电感L1与控制电路中的退磁检测电路（退磁检测器）10的寄生电容的谐振，会在M1的漏极端DRAIN产生振铃信号（反映在漏极端DRAIN电压Vd）。在退磁检测器10的降压单元11的作用下，将漏极端DRAIN电压Vd转换为降压单元11的输出端（Vx端）电压Vx，从而在降压单元11的输出端产生电压幅度降低了的振铃信号，如图5中Vx波形所示。Vx开始起振的时间点，就是退磁时间的结束点。
当退磁结束后，退磁检测器10的比较器13的输出信号输入至恒流算法控制器20，经恒流算法控制器20控制，电感电流保持为零一段时间后，再使PWM信号为高，开始下一个周期。
在PWM为低的瞬间，开关管M1截止，这个时间点为退磁时间的起始点，如图6中退磁信号DM所示，退磁时间TDM的左上升沿即对应PWM为低的瞬间。
同时，由于开关管的一些寄生参数的影响，Vd可能出现一些异常的毛刺，相应地Vx也可能出现这些毛刺，见图6中的Vx波形，该波形在退磁时间TDM的起始一部分存在毛刺现象。由此，可选地，为防止退磁检测器10的误触发，将退磁检测器10设置为，在PWM为低后，经过一段延迟再开始检测。该延迟即为前沿消隐时间，如图6的STB波形中的LEB部分所示。STB信号即为退磁检测器10的比较器13的检测时间窗口。
图7的时序图示意性地示出了根据本发明实施例的AC-DC LED驱动器在电感电流临界模式下的工作情况。
与图6的断续模式相比，图7的在电感电流临界模式下的工作情况的区别在于，LED驱动器1A的控制电路被设置为，当检测到电感电流为零，即退磁时间结束点时，立即将PWM设置为高，开始下一个周期。因而电感电流没有保持为零的一段时间，而是降低到零后，马上开始增长。在电感电流临界模式下，控制电路部分的退磁检测电路10与前述断续模式下的退磁检测电路10相同。
包括了图1、图2、图3或图4的退磁检测电路的控制电路如前所述可以应用于图5所示的非隔离AC-DC LED电路，同样也适用于图8所示的隔离反激式AC-DC LED电路。
图8所示的LED驱动电路1B与图5的LED驱动电路1A的主要区别在于，用变压器T实现了电路驱动侧（原边）和负载侧（副边）的隔离。具体而言，如图8所示，LED驱动电路1B在变压器T的次级线圈侧包括续流二极管D1，可选地，还包括滤波电容C2；控制电路（芯片）的退磁检测器（电路）检测变压器T的电感退磁时间。
可选地，在变压器T的初级线圈侧的接地电平与其次级线圈侧的接地电平不同，如图8所示。由于初级线圈接在市电高压端，次级线圈接在输出LED端，如果采用两者不共地的方案，这样在次级（通常为低电压）更加安全。
可选地，功率管M1可以是高压功率开关管，其源漏极对称，源极或者漏极中的一个与变压器T的初级线圈相连接，另一个与采样电阻Rs连接。这样功率管M1可以承受更高的电压。
可选地，变压器T是N：1的隔离变压器，其中N为自然数。
LED驱动电路1B同样可以工作于电感电流断续模式和电感电流连续模式，其工作原理时序可以与图6和图7所示类似。
根据本发明实施例的退磁检测方法、退磁检测电路及应用了该退磁检测电路的恒流驱动电路（包括LED驱动电路），可以实现：由于退磁检测电路的降压作用，将功率管漏极的高压信号，降低为低压信号，为退磁时间检测的实现提供了条件；用低压器件组成的电路实现了退磁结束点的检测。可选地，还可以实现在被测功率管的漏极为高电平时，为控制电路（芯片）供电。
根据本发明实施例的退磁检测电路，由诸如JFET管或MOS管等器件实现，易于集成在集成电路芯片中，从而作为驱动电路的控制芯片的一部分，可以简化生产工艺、降低生产成本。
以上所述仅是本发明的示范性实施方式，而非用于限制本发明的保护范围，本发明的保护范围由所附的权利要求确定。
Claims (13)
1.一种退磁检测电路(10)，其特征在于，包括：压降单元(11)，参考电平发生单元(12)和比较单元(13)，其中，
压降单元(11)与被测功率开关管(M1)的漏极端(DRAIN)连接，用于降低来自该漏极端(DRAIN)的信号的电压，并将降压后的漏极信号(Vx)发送给所述比较单元(13)；
参考电平发生单元(12)生成参考阈值(Vref_DM)，并将该参考阈值(Vref_DM)发送给所述比较单元(13)；
所述比较单元(13)的不同输入端分别接收所述降压后的漏极信号(Vx)和所述参考阈值(Vref_DM)，并且所述比较单元(13)将所述降压后的漏极信号(Vx)和所述参考阈值(Vref_DM)进行比较，来检测退磁结束时间点，
其中，所述压降单元(11)连接在所述被测功率开关管(M1)的漏极端(DRAIN)与内部电源端(VDD)之间，当所述漏极端(DRAIN)的电压为高电平时，该漏极端(DRAIN)通过所述压降单元(11)为所述内部电源端(VDD)供电。
2.根据权利要求1所述的退磁检测电路(10)，其特征在于，所述压降单元(11)包括压降元件(JFET，MOS)，该压降元件(JFET，MOS)的输入端与被测功率开关管(M1)的所述漏极端(DRAIN)连接，其输出端连接到所述比较单元(13)的一个输入端，并且在所述压降元件(JFET，MOS)的输出端和所述内部电源端(VDD)之间进一步串联有二极管(D)和/或电阻(R)，其中所述二极管(D)的正极连接到所述压降元件(JFET，MOS)一侧，其负极连接到所述内部电源端(VDD)一侧。
3.根据权利要求2所述的退磁检测电路(10)，其特征在于，所述压降元件(JFET，MOS)是结型场效应管(JFET)或绝缘栅场效应管(MOS)。
4.根据权利要求2所述的退磁检测电路(10)，其特征在于，在所述压降元件(JFET，MOS)的输入端和输出端之间并联有电容。
5.根据权利要求1所述的退磁检测电路(10)，其特征在于，所述参考阈值(Vref_DM)是恒定的参考电平或者是浮动的参考电平。
6.一种用于恒流驱动器的控制电路，其特征在于，包括：
根据权利要求1-5中任何一项所述的退磁检测电路(10)，恒流算法控制器(20)，PWM控制器(30)，峰值电流检测器(40)和驱动级(50)，其中，
所述退磁检测电路(10)与所述恒流驱动器的功率开关管(M1)的漏极(DRAIN)连接，以接收所述功率开关管(M1)的漏极信号，并且该退磁检测电路(10)在检测到所述退磁结束时间点后发送信号给所述恒流算法控制器(20)；
所述恒流算法控制器(20)基于所述退磁检测电路(10)检测到的退磁结束时间点向所述PWM控制器(30)发出第一控制信号；
所述峰值电流检测器(40)通过检测所述恒流驱动器的采样电阻(Rs)的电压来检测所述功率开关管(M1)的源漏极电流，并根据该电流检测结果向所述PWM控制器(30)发出第二控制信号；
所述PWM控制器(30)基于所述第一控制信号和/或所述第二控制信号生成PWM信号，并将该PWM信号发送给所述驱动级(50)；
所述驱动级(50)的输出端(DRV)与所述功率开关管(M1)的栅极连接，以根据所述PWM信号导通或关断该功率开关管(M1)。
7.一种恒流驱动器(1A)，其特征在于，包括：电阻(R1)，电容(C1)，续流二极管(D1)，电感(L1)，功率开关管(M1)和采样电阻(Rs)，其中，电阻(R1)和电容(C1)串联在母线与地之间；续流二极管(D1)的负极连接到负载发光二极管(LED)的正极和母线；电感(L1)的一端连接到续流二极管(D1)的正极，另一端连接到负载发光二极管(LED)的负极；功率开关管(M1)连接在电感(L1)和采样电阻(Rs)之间，其漏极连接到续流二极管(D1)的正极，源极连接到采样电阻(Rs)；采样电阻(Rs)的一端与功率开关管(M1)的源极连接，另一端接地，以及所述驱动器(1A)还包括根据权利要求6所述的控制电路。
8.根据权利要求7所述的恒流驱动器(1A)，其特征在于，如果该恒流驱动器(1A)工作于电感电流断续模式，当所述PWM控制器(30)的PWM信号为高时，所述驱动级(50)驱动所述功率开关管(M1)导通，所述功率开关管的漏极电压(Vd)为低电平，电流从母线经发光二极管(LED)、电感(L1)、功率开关管(M1)、采样电阻(Rs)到地，电感(L1)的电流(IL)逐渐增大，相应地采样电阻(Rs)的电压(CS)也逐渐增大，采样电阻电压(CS)达到预定阈值(Vref)时，所述峰值电流检测器(40)向所述PWM控制器(30)发出所述第二控制信号，所述PWM控制器(30)将PWM信号拉低，使得所述功率开关管(M1)截止，所述PWM信号为低的时间点为退磁时间的起始点；所述功率开关管(M1)截止后，其漏极电压(Vd)升高，所述电感(L1)与所述续流二极管(D1)和所述发光二极管(LED)串联形成一个环路，电感电流(IL)逐渐降低；当电感电流(IL)降低到零时，在功率开关管(M1)的漏极产生振铃信号，所述退磁检测电路(10)检测到该振铃信号，从而检测到退磁时间的结束点；在检测到退磁结束后，所述退磁检测电路(10)输出信号至所述恒流算法控制器(20)；在电感电流(IL)保持为零一段时间后，所述恒流算法控制器(20)向所述PWM控制器(30)发出所述第一控制信号，使得所述PWM信号为高，开始下一个周期。
9.根据权利要求8所述的恒流驱动器(1A)，其特征在于，所述退磁检测电路(10)被设置为，在所述PWM信号为低后，经过一段延迟再开始检测。
10.根据权利要求7所述的恒流驱动器(1A)，其特征在于，如果该恒流驱动器(1A)在电感电流临界模式，所述控制电路被设置为，当检测到所述电感(L1)的电流(IL)为零，立即将所述PWM信号设置为高，开始下一个周期。
11.一种恒流驱动器(1B)，其特征在于，包括：电阻(R1)，电容(C1)，续流二极管(D1)，功率开关管(M1)，采样电阻(Rs)和隔离变压器(T)，其中，电阻(R1)和电容(C1)串联在母线与地之间；隔离变压器(T)的初级绕组连接在所述母线和所述功率开关管(M1)之间，其次级绕组与续流二极管(D1)的正极相连接；续流二极管(D1)的负极连接到负载发光二极管(LED)的正极；功率开关管(M1)连接在隔离变压器(T)的初级绕组和采样电阻(Rs)之间，其漏极连接到隔离变压器(T)的初级绕组，源极连接到采样电阻(Rs)；采样电阻(Rs)的一端与功率开关管(M1)的源极连接，另一端接地，以及所述驱动器(1B)还包括根据权利要求6所述的控制电路。
12.一种电感退磁时间的检测方法，其特征在于，包括：
通过压降单元降低来自被测功率开关管漏极的信号的电压；
通过参考电平发生单元生成参考阈值；以及
通过比较单元将所述电压降低的漏极信号与所述参考阈值比较，来检测退磁结束时间点，
其中，所述压降单元连接在所述被测功率开关管的漏极端与内部电源端之间，当所述漏极端的电压为高电平时，该漏极端通过所述压降单元为所述内部电源端供电。
13.根据权利要求12所述的电感退磁时间的检测方法，其特征在于，所述电压降低的漏极信号的幅度低于所述参考阈值的幅度时，检测到所述退磁结束时间点。
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