CN102957322A - 开关模式电源用的电路及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关模式电源(200)用的电路(500)及其方法。该开关模式电源(200)具有绕组(206)。所述电路(500)包括：输入端，配置为接收从所述绕组(206)得出的绕组电压(503)；微分元件(501)，配置为将所述绕组电压(503)相对于时间求微分，以便确定导数信号(509)并且将所述导数信号(509)和阈值(554)进行比较；稳定状态检测器(502)，配置为当在预定的时间段上所述导数信号(509)都没有超过所述阈值(554)时，设置零导数信号(507)；以及逻辑装置(513)，配置为在已经设置了零导数信号之后，当所述导数信号(509)与最终阈值(554)相交时，识别所述开关模式电源的退磁冲程的结束。

Description

开关模式电源用的电路及其方法

技术领域

本公开涉及开关模式电源(SMPS：Switched Mode Power Supply)用的电路的领域，尽管也非排他地涉及用于确定开关模式电源中退磁冲程的结束的电路。

背景技术

在说明书中现有公开文献或任意背景技术的列举或讨论并不必然看作是承认这些文献或背景技术是现有技术的一部分或是公知常识。

发明内容

根据本发明的第一方面，提出了一种具有绕组的开关模式电源用的电路，所述电路包括：

输入端，配置为接收从所述绕组得出的绕组电压；

微分元件，配置为将所述绕组电压相对于时间求微分，以便确定导数信号并且将所述导数信号和阈值进行比较；

稳定状态检测器，配置为当在预定的时间段上所述导数信号都没有超过所述阈值时，设置零导数信号；以及

逻辑装置，配置为在已经设置了零导数信号之后，当所述导数信号与最终阈值相交时，识别所述开关模式电源的退磁冲程的结束。

这种电路使得能够利用相对简单的电路实现来精确地确定退磁冲程的结束。所述稳定状态检测器可以看作是提供从退磁冲程开始的可变延迟，其中，在所述可变延迟期间不能识别所述退磁冲程的结束。这可以减小在磁化冲程开始时在绕组电压中存在的任何振铃(ringing)期间错误地识别退磁冲程结束的可能性。可以将通过稳定状态检测器施加的延迟看作是提供灵活且自适应的操作。

所述电路可以精确地确定退磁时间段的持续时间。这进而能够改进开关模式电源(SMPS)的控制，因为可以对退磁时间段的持续时间提出要求，以确定SMPS的输出电平。

所述开关模式电源可以是反激变换器(flyback converter)。所述绕组可以是反激变压器的初级侧的绕组。所述绕组可以是变压器的初级绕组或者辅助绕组。所述绕组电压可以是反激变换器的功率开关(powerswitch)的漏极处的电压。所述绕组电压可以是辅助绕组上的电压、或者是所述辅助绕组上电压的一个比例。所述功率开关的漏极可以与变压器的初级绕组相耦接。

所述阈值可以是负阈值。当所述导数信号小于负阈值时，可以将所述导数信号看作是超过所述阈值。替代地，所述阈值可以是正阈值。当所述导数信号大于正阈值时，可以将所述导数信号看作是超过所述阈值。

在一些实施例中，所述微分元件和所述稳定状态检测器可以配置为施加负阈值和正阈值。所述微分元件还可以配置为将所述导数信号与正阈值和负阈值进行比较。所述稳定状态检测器可以配置为当在预定的时间段上所述导数信号位于负阈值和正阈值之间时，设置零导数信号。这可以使得能够精确并且更快速地设置零导数信号。

所述最终阈值可以与所述阈值、所述负阈值或所述正阈值相同。这可以提供方便的实现方式。然而在一些实施例中，可以将不同于所述阈值的最终阈值看作是提供更为有利的性能。

所述微分元件还可以配置为：

当所述导数信号大于正阈值时设置正导数信号；

当所述导数信号小于所述正阈值时重新设置所述正导数信号；

当所述导数信号小于负阈值时设置负导数信号；以及

当所述导数信号大于所述负阈值时重新设置所述负导数信号。

所述微分元件还可以包括：

微分器，配置为对所述绕组电压求微分并且提供所述导数信号；

参考电压源，配置为提供直流参考电压；

电压加法器，配置为将所述直流参考电压与所述导数信号相加，并且提供导数参考信号；

正微分放大器/比较器，配置为将所述导数参考信号与从所述直流参考电压得出的正阈值电压进行比较，以便在所述导数参考信号的电压幅度大于所述正阈值的电压幅度时设置正导数信号，以及在所述导数参考信号的电压幅度小于所述正阈值的电压幅度时重新设置所述正导数信号；

负微分放大器/比较器，配置为将所述导数参考信号与从所述直流参考电压得出的负阈值电压进行比较，以便在所述导数参考信号的电压幅度大于所述负阈值的电压幅度时设置负导数信号，以及在所述导数参考信号的电压幅度小于所述负阈值的电压幅度时重新设置所述负导数信号。

所述稳定状态检测器可以包括：

定时电容器，配置为在所述导数信号不超过所述阈值时充电，而在所述导数信号超过所述阈值时放电；以及

比较器，配置为将所述定时电容器上的电压与定时阈值电平进行比较，其中所述比较器的输出是零导数信号。

所述逻辑装置可以配置为：

在已经设置了零导数信号之后，当所述导数信号与所述最终阈值相交时，设置退磁结束指示(indicator)；以及

在设置了退磁结束指示之后的延迟间隔过去时重新设置所述退磁结束指示。

在延迟间隔之后退磁时间段的设置和后续重新设置可以产生对退磁冲程的结束加以指示的脉冲。

所述逻辑装置可以配置为：

接收所述零导数信号并且提供延迟的零导数信号；

对于所述负导数信号和所述延迟的零导数信号执行逻辑“与”操作，以便产生退磁结束指示(308，408)。

可以提供一种用于控制开关模式电源中的开关的控制器。所述控制器可以配置为：

确定开关周期的总时间段；

确定退磁时间段的开始；

使用这里公开的任一电路识别退磁时间段的结束；

确定所述退磁时间段的持续时间；

根据以下内容计算输出电流：

开关周期的总时间段的持续时间；

流过所述绕组的峰值电流；以及

退磁时间段的持续时间；以及

根据计算的输出电流激活所述开关，用于后续开关周期。

确定何时激活所述开关可以包括设置所述开关的接通时间的持续时间，从而根据计算的输出电流设置后续功率周期的磁化时间段的持续时间。确定何时激活所述开关可以包括设置所述开关的开关频率，从而根据计算的输出电流设置后续功率周期的磁化时间段之间的持续时间。

所述开关可以是晶体管。所述开关可以是场效应晶体管。所述控制器可以通过向所述场效应晶体管的栅极施加电势来激活所述开关。所述场效应晶体管的漏极可以与SMPS的绕组的端子相耦接。

根据另一个方面，提出了一种操作具有绕组的开关模式电源用的电路的方法，所述方法包括：

接收从所述绕组得出的绕组电压；

将所述绕组电压相对于时间求微分，以便确定导数信号；

将所述导数信号与阈值进行比较；

当在预定的时间间隔上所述导数信号还没有超过所述阈值时，则设置零导数信号；

在已经设置了零导数信号之后，当所述导数信号与最终阈值相交时，识别所述开关模式电源的退磁冲程的结束。

根据另一个方面，提出了一种控制开关模式电源中的开关的方法，所述开关模式电源包括绕组，所述方法包括：

确定开关周期的总时间段；

确定退磁时间段的开始；

使用这里公开的任一方法识别退磁冲程的结束；

根据以下内容计算所述总时间段上的输出电流：

开关周期的总时间段的持续时间；

流过所述绕组的峰值电流；以及

退磁时间段的持续时间；以及

根据计算的输出电流激活所述开关，用于后续开关周期。

可以提供一种控制器，用于包括这里公开的任一电路的开关模式电源。

可以提供一种集成电路，包括这里公开的任一电路或控制器。

可以提供一种计算机程序，当在计算机上运行时，所述计算机程序引起所述计算机配置包括这里公开的电路、控制器、变换器或装置的任一设备、或者执行这里公开的任一方法。作为非限制示例，计算机程序可以是软件实现，并且所述计算机可以看作是任意合适的硬件，包括数字信号处理器、微控制器、以及在只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)上的实现。所述软件可以是汇编程序。

可以将所述计算机程序提供在计算机可读介质上，所述计算机可读介质可以是诸如磁盘或存储器装置之类的物理计算机可读介质，或者可以实现为瞬态信号。这种瞬态信号可以是网络下载的，包括因特网下载。

附图说明

现在参考附图只作示例性描述，其中：

图1说明了现有技术的反激变换器；

图2a示出了本发明实施例的电路图；

图2b示出了图2a所示电路中信号的示意轮廓(profile)；

图3示意性地示出了用于操作根据本发明的反激变换器的控制信号；

图4示意性地示出了根据本发明的电路产生的控制信号的另外细节；

图5说明了根据本发明的电路；

图6示出了通过根据本发明电路的计算机模型产生的信号轮廓；

图7示出了通过根据本发明电路的计算机模型产生的信号轮廓；以及

图8示出了具有缓冲器电路(snubber circuit)的反激变换器的电路图，所述缓冲器电路可以与本发明的实施例一起使用。

具体实施方式

本发明的实施例能够改进对当LED驱动器的变压器中的磁场完全释放或者电源完全放电的那个时刻的检测。这可以允许对LED驱动器或者电源的输出的测量进行改进，并且可以实现对LED驱动器或者电源的输出电流的更好控制。各种实施例的性能不会受到由于寄生电容、泄露电流等导致的变压器信号中的微扰的影响。

在变压器的初级侧(primary side)具有电源隔离(mainsisolation)和控制的开关模式电源中，可能需要感测要调节的输出变量。例如，可以将输出电压、输出电流或者输出功率调节到所需的值。通常通过下面的操作来执行调节：感测输出变量、将其与变压器次级侧的参考值进行比较、并且将由输出变量和参考值之间的差产生的误差信从所述次级侧发送至所述初级侧。在图1中给出了这种变换器100的示例。

图1说明了现有技术的反激变换器100，所述反激变换器感测输出电量、产生误差信号119、并且经由光耦合器116将所述误差信号119发送至反激变换器的初级侧。

在图1中，将交流(AC)电源信号101提供给电源滤波器102，所述电源滤波器从所述电源信号101中滤除高频噪声。将滤波的信号103提供给桥式整流器104，在该示例中所述桥式整流器提供滤波的AC电源信号103的全波整流。桥式整流器104将整流信号105通过提供给变压器106的初级绕组107的第一端子。变压器106的初级绕组107的第二端子经由开关的传导通道(conduction channe1)接地。在该示例中，将开关设置为场效应晶体管110，其中传导通道是晶体管110的源极-漏极路径。所述晶体管开关110可以称作功率开关。

初级绕组107的第一端子也通过电容器112接地。这一电容器112的效果是为了对提供给初级绕组的整流信号105进行平滑。

晶体管开关110的栅极由反激控制器114控制，其根据从光耦合器116接收的调节输入信号115改变栅极电势。应该理解的是所述光耦合器116可以用于维持变压器106的初级侧和次级侧之间的电隔离。

光耦合器116具有初级侧传感器117，所述初级侧传感器向控制器114提供调节输入信号115。光耦合器116也具有次级侧发射器118，所述次级侧发射器接收误差信号119。通过次级侧控制器120确定所述误差信号119，所述次级侧控制器接收反激变换器的输出信号122。

次级绕组108的第一端子与输出二极管124的端子相耦接，所述输出二极管配置为允许常规的(conventional)电流从次级绕组108的第一端子流走。输出二极管124的第二端子与输出电容器126(该输出电容器也可以称作elcap)的第一极板相耦接。输出电容器126的第二极板与次级绕组108的第二端子和地都相耦接。在输出二极管124和输出电容器126之间的结处提供输出信号122。

在一些应用中，光耦合器116和次级侧控制器装置120可能太昂贵。在低功率适配器和LED驱动器市场中尤为如此。因此，可能需要提供不要求光耦合器的开关电路。

图2a说明了根据本发明实施例的反激变换器200。这里将不再详细描述图2所示反激变换器的与图1的反激变换器100相同的部件。

反激变换器200包括反激控制器210，所述反激控制器接收对功率开关212的漏极处的电压加以表示的Vdrain信号211。如下面更加详细地描述的，反激控制器210可以使用Vdrain信号211来确定次级冲程(secondary stroke)的持续时间，使用次级冲程的持续时间来计算或者测量变换器200的输出，并且因此能够操作变换器200的功率开关使得精确地实现所需输出值。

图2a的反激变换器200是可以与本发明实施例一起使用的开关模式电源的一个示例。所述变压器的初级绕组206是绕组的示例，并且Vdrain信号211是从变压器的初级绕组206得出的绕组电压的示例。

当与图1所示的进行比较时，图2所示变换器200的变压器次级侧的结构大大简化了。因为不提供从变压器的次级侧到初级侧的反馈，不需要次级控制器或光耦合器。

图2b说明了图2a的电路内的几个信号的轮廓。使用按照边界传导模式(boundary conduction mode)或者间断模式(discontinuous mode)的反激变换器，次级电路中的电流在次级冲程开始时为高，并且出现了显著的振铃式振荡(ringing oscillation)。在次级冲程期间，抑制了振铃式振荡，并且在次级线圈中流过的电流逐渐减小到零。

在图2b中示出了完整的开关周期，并且该完整的开关周期包括三个时间段：初级冲程(Tprim)260之后是次级冲程(Tsec)262和失效时间段(dead period)Tdead 264。失效时间段264开始于次级冲程262的结束并且终止于下一个初级冲程260的开始。

可以将开关电路的初级冲程(也称作磁化时间段或者“接通”时间段)看作在功率开关接通的那个时刻和电感器中最大磁化电流的那个时刻之间的时间段。替代地，可以将初级冲程看作功率开关接通的那个时刻和功率开关关断的那个时刻之间的时间段。图2b的示意图示出了初级冲程的结束和次级冲程的开始之间的间隔。因为这种间隔相对较短，在许多实际应用中可以忽略这种间隔。替代地，在一些示例中，可以将所述间隔看作是初级冲程的一部分。

可以将次级冲程(也称作退磁时间段或者“关断”时间段)看作是在变压器中的磁化电流下降到零之前磁能流到输出222的时间段。

图2b中的顶部信号251是开关晶体管212的栅极处的电压。在初级冲程期间该栅极信号251为高(通过定义)。在开关周期的其他时间段期间，所述栅极信号251为低。当栅极信号251从低变换到高时，电流开始流过初级绕组207和开关晶体管212的传导通道。

图2b的第二幅曲线图中示出了初级电流252。在初级电流252中的初始涌流(surge)之后，初级电流252在达到峰值之前从低电平线性地斜坡式上升，在图2b中将所述峰值表示为Ipk-prim。

图2b的第三幅曲线图示出了曲线253，描绘了通过输出二极管214的电流。可以看出：在初级冲程260期间，该电流253是零。在初级冲程260结束时，通过初级绕组206在磁场中存储的能量开始转移给次级绕组204。这在图2b中示出为在初级冲程的结束和次级冲程的开始之间的间隙信号中，输出电流253从零增加到在图2b中被称为Ipk-sec的峰值。递送至次级绕组的电流(通过输出二极管204所测量的)在次级冲程262期间从峰值Ipk-sec衰减至零。

图2b的第四幅曲线图示出了开关晶体管212的漏极处的电压。将该波形称作Vdrain 254。当在初级冲程260中栅极信号251为高时，Vdrain254接近零。

当栅极信号251变低时，Vdrain 254开始上升。当Vdrain 254与变换器输入电压(在图2b中表示为参考数字256)相交时，次级冲程262开始。Vdrain 254从零增加到输入电压电平期间的时间段代表初级冲程260和次级冲程262之间的间隙。

在次级冲程262开始时，Vdrain 254继续上升。Vdrain 254达到峰值，然后以幅度逐渐降低的振荡的形式开始振荡。所述振荡最终衰减为具有可忽略的幅度，并且在次级冲程262结束之前，Vdrain 254则具有相对恒定的值。可以将箝位部件用于抑制这些振铃式振荡，如在现有技术中已知的和参考图8如下所述。

在次级冲程262终止的那个时刻，并且直到下一个初级冲程260，出现了Vdrain 254振荡的失效时间段264。

对于反激变换器，通过以下等式给出输出电流：

$\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Ipk}}{2}*N*\frac{T\sec }{\mathrm{Tprim}+T\sec +\mathrm{Tdead}}$

其中：

Iout是输出电流，

Ipk是初级绕组中的峰值电流，

Tprim是初级冲程的持续时间，也称作磁化时间段(magnetizationperiod)，

Tsec是次级冲程的持续时间，也称作退磁时间段(demagnetizationperiod)，以及

Tdead是失效时间段的持续时间(次级冲程的结束和下一个初级冲程的开始之间的时间段)。

开关周期的总时间段(Tprim +Tsec +Tdead)等效于选择的开关时间段Ts，其中选择的开关频率是

根据以上表达Iout的等式可以看出，为了产生精确的输出电流，要求精确地知晓次级冲程的持续时间(Tsec)和总开关时间段(Ts＝Tprim+Tsec +Tdead)。

现有技术的实现方式不能够使用对其可用的信息来精确地判定次级冲程的持续时间(Tsec)。现有技术解决方案已经使用了不精确的、令人不满意的、复杂或者不灵活的方法来确定退磁时间段的结束。

本发明的实施例可以通过更加精确地确定Tsec来改进对开关模式电源(SMPS)输出的控制。利用这种信息，可以通过控制器更好地控制开关晶体管，以便将输出修改为所需电平。

本发明的一个或更多个实施例可以改进电源或者LED驱动器的输出电流精度。在一些不要求复杂或昂贵的实现方式的示例中，可以实现输出电流或者输出电压与所需值相比小于5％的变化。

通过确定退磁时间段的开始和结束来估计Tsec。退磁时间段的开始对于控制器是已知的，因为当Vdrain与输入电压电平(或值，level)相交时发生退磁。

图3图表地示出了功率开关的漏极处的电压(将该电压称作Vdrain303)。在Vdrain 303下方示出了多个控制信号304-308，来描述根据本发明实施例的操作。

图4示出了根据本发明实施例的控制信号的另外细节，其中将Vdrain相对于时间的微分绘制为曲线409(与图3中所示的Vdrain 303的绝对值相反)。

图5示出了根据本发明实施例的控制器使用的电路500，以便产生如图4和图5所示的控制信号。可以在图2所示的控制器210内提供电路500。

电路500包括三个部分：差分元件510、稳定状态检测器502和逻辑装置513。差分元件501和稳定状态检测器502向逻辑装置513提供信号，所述逻辑装置输出退磁结束检测脉冲508。

差分元件501接收输入电压Vdrain 503，它表示反激变换器中开关晶体管的漏极处的电压。在图3中用参考符号303示出了Vdrain信号。图5的电路500的替代实施例可以从反激变换器的变压器的辅助绕组接收输入电压503的电压来代替Vdrain信号。辅助绕组两端的电压可以反映Vdrain信号。辅助绕组两端的电压可以由差分元件501按照与图5所示Vdrain信号类似的方式进行处理。

差分元件501计算Vdrain信号503相对于时间的导数，并且将该导数称作dV/dt信号509。差分元件501产生正导数信号(正dV/dt)504，表示dV/dt信号509大于正阈值552。差分元件501也产生负导数信号(负dV/dt)505，表示dV/dt信号509小于负阈值554。在图3中，将示例的正导数信号和负导数信号分别示出为曲线305、305，在图4中分别示出为曲线404、405。

稳定状态检测器502接收由差分元件501产生的正导数信号504和负导数信号505，并且产生零导数信号507(在图3至5中称作“无dV/dt”)作为输出。当接收的正导数信号504和负导数信号505表示正阈值552和负阈值554之间的Vdrain信号503对于最小时间段的差分时，设置零导数信号507。在图3中将所述零导数信号507绘制为曲线307，并且在图4中绘制为曲线407。可以将零导数信号504看作是提供当开关晶体管的漏极处的电压变化率实质上等于零时的指示。

逻辑装置513接收负导数信号505和零导数信号507作为输入，并且当dV/dt信号509从实质上等于零变为负时产生退磁结束指示(indicator)508作为输出。在这种示例中，当检测到退磁结束时将退磁结束指示508设置为短脉冲。

在图5的实施例中，差分元件501包括串联电容器510，所述串联电容器具有与反激变换器的功率晶体管的漏极相耦接的第一极板。电容器510用作高通滤波器，并且可以看作是差分器。电容器510的输出(在其第二极板处)是对Vdrain相对于时间的变化率加以表示的电流。

在图5所示的差分元件501的实施例中，电容器510的第二极板与电流电压(I-V)转换器512相耦接，并且将电流从电容器510的第二极板提供给电流电压转换器512。电流电压转换器512的输出信号509是Vdrain相对于时间的变化率的电压表示，也就是dV/dt信号509。

然而应该理解的是电流电压转换器512不必存在于所有的实施例中，因为差分元件501的各种部件可以被配置为相加和比较电流，代替电压。在不包括电流电压转换器512的实施例中，可以将dV/dt信号看作是来自电容器510的第二极板的输出。配置为作用于电流的部件可以与作用于电压信号的部件类似，并且因为需要处理电流的差分元件的缘故对图5进行的必要修改对于本领域普通技术人员而言是很清楚的。

将dV/dt信号509作为输入与参考信号556(在电压情况下是来自直流参考电压源516的参考电压信号556)一起提供给加法器514(在电压情况下是电压加法器514)。加法器514输出参考dV/dt信号517，其是对偏移了固定参考值的dV/dt信号509的表示。

差分元件501也包括正信号差分放大器518和负信号差分放大器520。将参考dV/dt信号517提供给正信号差分放大器518和负信号差分放大器520两者的反相输入端。

差分元件501也包括正阈值设置部件522，所述正阈值设置部件向参考电平增加偏移，以便向正差分放大器518提供表示正阈值的信号，将该信号称作ref1 522(或者对于电压情况称作vref1 522)。类似地，将参考电压信号556提供给负阈值设置部件524，所述负阈值设置部件从参考电平中减去偏移，以便向负差分放大器520提供表示负阈值的信号，将所述信号称作ref1 552(或者对于电压情况称作vref2 554)。在图4中示出了dV/dt参考信号417、vref1452和vref2454信号。

通过正阈值设置部件522和负阈值设置部件524施加的偏移的幅度可以相同或者不同。参考图4，应该理解的是改变偏移的大小将改变水平轴和阈值电平452、454之间的距离。

当参考dV/dt信号517大于vref1552时设置差分放大器518的输出，并且将该输出称作正dV/dt 504。当参考dV/dt信号517小于vref2 554时，设置负差分放大器520的输出，并且将该输出称作负dV/dt 505。

稳定状态检测器502包括第一放电开关532，当负dV/dt 505为高时所述第一放电开关接通，并且当负dV/dt 505为低时，所述第一放电开关断开。类似地，稳定状态检测器502包括第二放电开关530，当正dV/dt 504为高时所述第二放电开关接通，并且当正dV/dt 504为低时，所述第二放电开断开。

第一放电开关532和第二放电开关530两者的第一端子都接地。第一放电开关532和第二放电开关530两者的第二端子都与定时电容器528的第一极板相耦接。定时电容器528的第二极板也接地。定时电容器528的第一极板也经由次级冲程开关536与恒定DC电流源534相耦接，在图5中称作Iref。控制所述次级冲程开关536，使得在次级冲程期间所述次级冲程开关接通、并且在所述初级冲程期间所述次级冲程开关断开。按照这种方式，恒定电流源536只在次级冲程期间与定时电容器528的第一极板相耦接。当负dV/dt信号505和正dV/dt信号504两者都为低时，并且因此相关联的放电开关532、530断开时，恒定电流源536线性地增加定时电容器528上存储的电荷。当负dV/dt信号505或正dV/dt信号504的任一个为高时，并且因此相关联的放电开关532、530接通时，将定时电容器528经由接通的放电开关532、530向地放电，并且在定时电容器528上存储的电荷下降到零。

现在将参考图4的波形和图5的电路一起描述定时电容器528的充电和图5的电路的后续操作。应该理解的是图4所示的波形发生在次级冲程期间，并且因此在图4所示的整个时间，所述次级冲程开关536都将接通。

图4中的参考dV/dt信号417、正dV/dt信号404和负dV/dt信号405都从零开始。然后，参考dV/dt信号417与正阈值电平452相交。当超过该正阈值452时，将正dV/dt 404设置为高，这引起第二放电开关530接通并且对定时电容器528放电。然后，在参考dV/dt信号417下降为小于正阈值电平452之前，所述参考dV/dt信号保持为高，在正阈值电平这一点，将正dV/dt信号404设置为低，并且将第二放电开关530断开。此时，第一放电开关532和第二放电开关530都是断开的，不存在对于定时电容器528的放电路径，并且因此电荷开始在定时电容器528上聚集。这在图4中由充电电容器(charging cap)信号406示出，当正dV/dt 404下降到零时所述充电电容器信号开始线性增加。

然后，参考dV/dt信号417停留在正阈值电平452和负阈值电平454之间由图4的参考数字410表示的时间段，随后参考dV/dt信号417下降为小于负阈值电平454。当参考dV/dt信号417下降为小于负阈值电平454时，设置负dV/dt信号405。这引起第一放电开关532接通并且将定时电容器528向地放电。图4的充电电容器信号406表明定时电容器528上的电荷减小。

然后，参考dV/dt信号417继续振荡，并且在次级冲程开始时漏极电压的振铃期间周期性地超过正阈值电平452和负阈值电平454。从图4可以看出：参考dV/dt信号417中的振荡幅度随时间下降，这导致参考dV/dt信号417对于每一次振荡在正阈值电平452和负阈值电平454之间的时间中增加。这进而引起在将定时电容器上的电荷重新设置为零之前，所述定时电容器528上的电荷将达到更高的值，如图4的充电电容器信号407所示。

在多次振荡之后(图4的示例中是三次振荡)，参考dV/dt信号417中的振荡幅度不会超过正阈值电平452或负阈值电平454的任一个。因此，定时电容器528对于每一次振荡不再放电，并且充电电容器信号406继续线性增加。

充电电容器信号406在预定的时间段之后达到定时阈值电平427。该预定的时间段表示dV/dt信号409应该位于正阈值电平452和负阈值电平454之间的最小时间段，以便将次级冲程开始时的初始振铃看作是结束。当充电电容信号406超过定时阈值电平427时，设置无dV/dt信号407。通过图5中的差分放大器526执行这种功能。

图5中的差分放大器526的非反相输入端与定时电容器528的第一极板相耦接。差分放大器526的反相输入端与DC电压源527相耦接，所述DC电压源提供表示定时阈值电平的信号。差分放大器526的输出是无dV/dt信号507，用图4中的参考数字407示出。

逻辑装置513从差分元件501接收负导数信号505，并且从稳定状态检测器502接收无dV/dt信号507。逻辑装置513包括延迟元件538，所述延迟元件接收无dV/dt信号507作为输入。延迟元件538向零导数信号507施加延迟，并且提供延迟的无dV/dt信号537。在图4中也示出了延迟的无dV/dt信号437。

例如，延迟元件538可以包括具有偶数个“非”门的链。每一个“非”门或者其他功能单元具有本征的传播延迟。提供许多串联的这种延迟器可能会导致要传播的信号中的实质延迟。

将延迟的无dV/dt信号537作为输入与无dV/dt信号507一起提供给“或”门540。“或”门540的输出是无dV/dt扩展信号541，在图4中用参考数字441示出。当无dV/dt信号507变高时将无dV/dt扩展信号541设置为高，并且在延迟的无dV/dt信号537变低之前，所述无dV/dt扩展信号保持为高。可以将无dV/dt扩展信号541看作是无dV/dt信号扩展与延迟长度等价的时间段的扩展版本，通过延迟部件538施加所述延迟。如根据以下描述应该理解的，延迟的长度与退磁结束检测信号508中的脉冲长度相对应。

逻辑装置513包括“与”门542，所述“与”门接收无dV/dt扩展信号541作为第一输入，并且接收负dV/dt信号505作为第二输入。“与”门542的输出是退磁结束检测信号508。从图4的波形中可以看出：退磁结束检测信号408由在已经设置了无dV/dt信号407之后、dV/dt信号409首先下降为小于负阈值454时开始的脉冲构成。也就是说，在已经设置了无dV/dt信号507之后、当dV/dt信号409与最终阈值(在该示例中与负阈值相同，尽管这不必一定是这种情况，因为可以使用差分最终阈值)相交时设置退磁结束检测信号508。

在该示例中，当无dV/dt扩展信号441下降为零时，退磁检测信号408中的脉冲结束。已知的是，当开关晶体管漏极处的电压从其平均值下降时退磁冲程结束，并且因此可以将退磁结束检测信号408中的脉冲的开始看作是退磁冲程结束的良好近似。

应该理解的是，在一些示例中可以提供不要求计算或者使用正dV/dt信号504的类似电路。也就是说，本发明的实施例可以让差分元件只计算负dV/dt输出信号，它表示dV/dt信号小于负阈值。当设置dV/dt信号时，稳定状态检测器可以只对定时电容器放电，这可以要求调节所述预定时间的值(如由图5中的Vth 527所设定)。在这种示例中，对于图5的逻辑装置513不要求任何变化，因为可以假设当dV/dt信号变负时总是发生退磁冲程的结束。

这种操作可以使得控制器能够使用次级冲程的持续时间的精确测量来精确地确定输出的电平，使得可以将输出电流/电压维持在非常精确的范围内。在次级绕组中不再有电流的时间与dV/dt状态的变化(即从零到负)相对应。因为这种控制器能够在由于次级冲程的结束而导致的预期dV/dt和与次级冲程开始时的振铃式振荡相关的dV/dt之间进行区分，可以实现次级冲程结束的精确检测。

图6和图7示出了针对图5电路的仿真结果。图6和图7以600和700序列的相应参考数字示出了在上述图5电路内的信号。

图8示出了可以与本发明实施例一起使用的反激变换器800的电路图。图8的电路适用于向由图中的LED 830表示的一个或更多个LED供电。反激变换器800的结构与图1中的变换器100类似。开关晶体管810示出为具有与开关晶体管810的源极和漏极端子并联的寄生电容Cp 811。

变压器的初级侧具有本领域已知的缓冲器电路(snubber circuit)828。缓冲器电路828可以有助于减小由寄生电容和泄露电流引起的漏极电压中的振荡。在一些应用中，优选地是不使用缓冲器电路。在这些情况中，不存在由缓冲器电路造成的阻尼，因此振铃式振荡的持续时间较长。如果向所述系统施加固定的消隐时间，可能发生问题，因为可能将振铃式振荡解释为退磁的结束。本发明的实施例可以解决无需缓冲器电路实现方式的开关模式电源中的这个问题。

根据本发明实施例的控制器可以使用与次级冲程的持续时间(退磁时间段)有关的信息，以精确地确定变压器的输出电流。

本领域普通技术人员应该理解的是：存在可以用于实现本发明功能的各种等价方法或者部件结构。这里公开的电路、图和信号轮廓表示如何实现本发明实施例的非限制示例。

本发明的实施例可以任意开关模式电源(SMPS)组合地使用，其中在初级冲程期间在绕组、电感器或变压器中存储能量，并且在次级冲程期间将能量转换至输出。这种SMPS的示例包括反激变换器、降压变换器和降压升压变换器。

这些实施例可以配置为使用负dV/dt信号和/或正dV/dt信号来区分次级冲程开始时的振铃式振荡和表示次级冲程结束的振荡。

当优选地针对输出电压调节不使用光耦合器时，本发明的实施例可以应用于具有电源隔离的开关模式电源。例如，本发明的实施例可以提供在低功率适配器或者LED驱动器方面的特别优势。

本发明实施例的一些优势包括：

-与现有技术的装置相比改善了实现的容易性。可以本发明实施例的IC外壳中内部地监测输出电流精度，而无需诸如光耦合器之类的外部部件。这可以减小部件成本。

-可以在IC封装中实现一个管脚的节省。因为根据本发明实施例的dV/dt检测器可以与电源的功率晶体管的漏极直接相连，无需提供来自作为dV/dt检测器的电源变压器的辅助绕组的反馈信号。

-本发明的实施例可以与降压和反激变换器兼容。

-减小了对抑制由缓冲器电路提供的振荡的要求。因此，可以将较小和/或不太昂贵的部件用于结合本发明实施例使用的缓冲器电路。

根据本发明实施例的控制器或电路可以将退磁时间段的结束识别为在导数值已经粗略等于零最小的时间段之后、对SMPS中的绕组两端电压从粗略等于零变为负值加以表示的信号的导数值(相对于时间的变化率)。可以将粗略等于零解释为在相对于零的一个或更多个阈值之内。使用最小时间段可以认为是施加“自适应的消隐”以便忽略次级冲程开始时的初始振铃式振荡。自适应消隐与预定的或者固定的时间段和时间不相关，并且可以允许控制器的设计和使用中的良好灵活性。

应该理解的是这里描述为耦接或连接的任意部件可以是直接或者间接耦接或连接。也就是说，一个或更多个部件可以位于被认为是耦接或连接的两个部件之间，同时使得仍然能够实现所要求的功能。

Claims (12)

1.一种开关模式电源(200)用的电路(500)，所述开关模式电源(200)具有绕组(206)，所述电路(500)包括：

输入端，配置为接收从所述绕组(206)得出的绕组电压(503)；

微分元件(501)，配置为将所述绕组电压(503)相对于时间求微分，以便确定导数信号(509)，并且将所述导数信号(509)和阈值(554)进行比较；

稳定状态检测器(502)，配置为当在预定的时间段上所述导数信号(509)都没有超过所述阈值(554)时，设置零导数信号(507)；以及

逻辑装置(513)，配置为在已经设置了所述零导数信号(507)之后，当所述导数信号(509)与最终阈值(554)相交时，识别所述开关模式电源的退磁冲程的结束。

2.根据权利要求1所述的电路(500)，其中所述开关模式电源是反激变换器(200)，以及所述绕组是反激变压器(202)的初级侧的绕组(206)。

3.根据权利要求2所述的电路(500)，其中所述绕组电压(211)是反激变换器(200)的功率开关(212)的漏极处的电压。

4.根据权利要求1-3之一所述的电路(500)，其中所述最终阈值(554)与所述阈值(554)相同。

5.根据权利要求1-4之一所述的电路(500)，其中所述阈值是负阈值(554)，并且所述微分元件(501)还配置为将所述导数信号(509)与正阈值(552)进行比较；以及

所述稳定状态检测器(502)配置为当在所述预定的时间段上所述导数信号都位于所述负阈值(554)和所述正阈值(552)之间时，设置所述零导数信号(507)。

6.根据权利要求5所述的电路(500)，其中所述微分元件(501)还配置为：

在所述导数信号(509)大于所述正阈值(552)时设置正导数信号(504)；

当所述导数信号(509)小于所述正阈值(552)时重新设置所述正导数信号(504)；

当所述导数信号(509)小于所述负阈值(554)时设置负导数信号(505)；以及

当所述导数信号(509)大于所述负阈值(554)时重新设置所述负导数信号(505)。

7.根据权利要求1-6之一所述的电路(500)，其中所述稳定状态检测器(502)包括：

定时电容器(528)，配置为在所述导数信号(509)不超过所述阈值(554)时充电，并且在所述导数信号(509)超过所述阈值(554)时放电；以及

比较器(526)，配置为将所述定时电容器上的电压与定时阈值电平(527)进行比较，其中所述比较器(526)的输出是所述零导数信号(507)。

8.根据权利要求1-7之一所述的电路(500)，其中所述逻辑装置(513)配置为：

在已经设置了所述零导数信号(507)之后，当所述导数信号(509)与所述最终阈值(554)相交时，设置退磁结束指示(508)；以及

在设置了所述退磁结束指示之后的延迟间隔终结时重新设置所述退磁结束指示(508)。

9.根据权利要求8所述的电路(500)，其中所述逻辑装置(513)配置为：

接收所述零导数信号(507)并且提供延迟的零导数信号(537)；

对于所述负导数信号(505)和所述延迟的零导数信号(537)执行逻辑“与”操作，以便产生所述退磁结束指示(508)。

10.一种用于控制开关模式电源(200)中的开关(212)的控制器(210)，所述控制器(210)配置为：

确定开关周期的总时间段；

确定退磁时间段(262)的开始；

使用任一前述权利要求所述的电路(500)识别退磁时间段(262)的结束；

确定退磁时间段(262)的持续时间；

根据以下内容计算输出电流：

开关周期的总时间段的持续时间；

流过所述绕组(207)的峰值电流；以及

退磁时间段(262)的持续时间；以及

根据计算的输出电流激活所述开关(212)，用于后续开关周期。

11.一种操作开关模式电源(200)用的电路的方法，所述开关模式电源(200)具有绕组(206)，所述方法包括：

接收从所述绕组(206)得出的绕组电压(503)；

将所述绕组电压(503)相对于时间求微分，以便确定导数信号(509)；

将所述导数信号(509)与阈值(554)进行比较；

当在预定的时间间隔上所述导数信号(309，409)都没有超过所述阈值(554)时，设置零导数信号(507)；

在已经设置了所述零导数信号(507)之后，当所述导数信号(509)与最终阈值(554)相交时，识别所述开关模式电源(200)的退磁冲程的结束。

12.一种控制开关模式电源(200)中的开关(212)的方法，所述开关模式电源(200)包括绕组(206)，所述方法包括：

确定开关周期的总时间段；

确定退磁时间段(262)的开始；

使用权利要求11所述的方法识别退磁冲程的结束；

根据以下内容计算所述总时间段上的输出电流：

开关周期的总时间段的持续时间；

流过所述绕组(206)的峰值电流；以及

退磁时间段(262)的持续时间；以及

根据计算的输出电流激活所述开关(212)，用于后续开关周期。

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