CN103117655B - 用于开关功率变换器的emi频率扩展方法 - Google Patents

用于开关功率变换器的emi频率扩展方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种用于开关功率变换器的EMI频率扩展方法。开关功率变换器的控制器通过选择继开关的期望导通时间之后出现的开关功率变换器的输出电压的多个谷点中的一个来在每个开关周期设定开关功率变换器中开关的实际导通时间。开关的期望导通时间可以根据开关功率变换器所采用的调节方案来计算。控制器逐个开关周期随机选择多个谷点中的一个谷点。控制器产生控制信号以在继期望导通时间之后出现的输出电压的多个谷点的被选择的一个谷点导通开关功率变换器。

Description

用于开关功率变换器的EMI频率扩展方法
相关申请的交叉引用
本申请要求来自共同待决的于2011年11月16日提交的美国临时专利申请No.61/560,766的U.S.C.35§119(e)下的权益，该申请通过引用被整体结合于此。
技术领域
本公开内容涉及提高以谷点模式切换(VMS)方案运行的开关功率变换器中的电磁干扰频率。
背景技术
每当开关功率变换器中的开关(例如晶体管)导通或断开，就会产生与开关频率相关的电磁干扰(EMI)。在开关转换时巨大的电压和/或电流变化率(即dv/dt和/或di/dt)增加了由开关生成的EMI量。如果不加以适当管理，则开关功率变换器产生的EMI可以产生主动干扰耦合到开关功率变换器的其它设备运行的频率，或者在其他方面可能侵占被指定为免受干扰频率影响的频带。
发明内容
实施例包括通过选择继根据开关功率变换器所采用的调节方案计算得到的开关的期望导通时间之后出现的多个输出电压谷点中的一个谷点来在每个开关周期设定开关功率变换器中的开关的实际导通时间，在开关周期中随机地进行多个谷点中的一个谷点的选择。在一个实施例中，开关功率变换器可以在继根据开关功率变换器所采用的调节方案计算得的开关的期望导通时间之后出现的两个输出电压谷点的任何一个处导通，根据伪随机数序列值来进行两个谷点中的一个的选择。在随机选择的多个谷点之一处导通开关导致扩展了由开关功率变换器中的开关动作产生的EMI频谱，将降低了在任何一个特定频带内的EMI能量。而且，根据此处的实施例的VMS方案通过限制瞬时开关频率的变化更好地将耦合至开关功率变换器的其它设备与开关诱发的EMI隔离。
说明书中描述的特征和优点并非全部，特别是，结合附图和说明书，许多附加的特征和优点对于本领域普通技术人员而言是显而易见的。此外，应当注意本说明书中所使用的用语主要是出于可读性和指导性的目的而被选择的，并且可能不是被选择以描述或限制创造性的技术方案。
附图说明
通过结合附图考虑如下详细描述，本公开内容的实施例的教导可以被很容易地理解。
图1根据一个实施例示出了AC到DC反激开关电源。
图2A根据一个实施例示出了AC到DC反激开关电源的控制器IC的引脚输出。
图2B根据一个实施例更详细地示出了AC到DC反激开关电源的控制器IC的内部电路。
图3A根据一个实施例示出了在开关周期期间用于图1的反激开关电源运行波形。
图3B根据一个实施例示出了在另一个开关周期期间用于图1的反激开关电源的运行波形。
图4根据一个实施例示出了用于检测和预测开关电压谷值的时序的电路。
图5根据一个实施例示出了用于高频颤动AC到DC反激开关电源的实际开关周期的示例性方法的流程图。
具体实施方式
附图(FIG.)和下面的描述仅通过说明的方式涉及本公开内容的优选实施例。从下述讨论中应当注意到此处公开的结构和方法的可替换实施例将很容易被认为是可以在不脱离本公开内容的原理的情况下而使用的可行的可替换物。
现在将详细参照本公开内容的若干实施例，在附图中示出了其示例。应当注意到，只要可行，在附图中可以使用相似或者相同的附图标记用，并且可以用以指示相似或者相同的功能。附图仅出于说明的目的描述本公开内容的实施例。本领域技术人员将很容易从下面的描述中认识到此处说明的结构和方法的可替换实施例可以在不脱离此处描述的实施例的原理的情况下而被使用。
图1根据一个实施例示出示例性功率变换器100。如图所示，功率变换器100是AC到DC反激开关模式电源，但是可以根据该方案可以设计开关模式功率变换器的其它拓扑结构以提高由以VMS方案运行的开关功率变换器产生的EMI的有效扩频和本文描述的其它教导。功率变换器100包括三个主要部分，即前端104、功率级和次级级。
前端104在节点L和节点N直接连接到AC电压源(未示出)，并且包括由电感L1，电阻R1和F1，二极管D1、D2、D3和D4以及电容C2组成的桥式整流器。前端部分104在节点105的输出是整流的但未调节的DC输入电压。节点105处的整流的输入线路电压是经电阻R10和R11到开关控制器102的供给电压引脚Vcc(引脚1)的输入，以在控制器102的初始启动期间用作供给电压。节点105处的线电压还施加到功率变压器T1-A的初级绕组106。旁路电容C5去除节点105处的整流的线电压中的高频噪声。
功率级包括功率变压器T1-A、开关112和控制器102。功率变压器T1-A包括初级绕组106、次级绕组107和辅助绕组108。控制器102经由自控制器102的OUTPUT引脚(引脚5)输出的控制信号110通过对开关112的导通和断开状态的控制来维持输出调节。在一个实施例中，控制器102是专用集成电路(ASIC)并根据本文描述的改进VMS方案和技术来产生控制信号110。
控制信号110驱动开关112的控制端。在图1所示的实施例中，开关112是双极结型晶体管(BJT)，因此控制端是开关112的基极(B)引出端。同时，开关112的集电极(C)与初级绕组106串联连接，而开关112的发射极(E)连接至控制器102的ISENSE引脚(引脚4)并经由电阻R12接地。在其它实施例中，开关112可以是另一种类型的晶体管，例如MOSFET或者能够以受控方式打开或闭合电路的任何其他器件。ISENSE引脚(引脚4)以跨检测电阻R12电压的形式来感测流过初级绕组106和开关112的电流。控制器102的GND引脚(引脚2)接地。控制器102可以采用多种公知调制技术的任何一种，例如脉冲宽度调制(PWM)或者脉冲频率调制(PFM)和/或两者的组合，来控制BJT功率开关110的导通和断开状态以及占空比、以及BJT开关112的基极电流的幅度。
变换器100的次级包括次级绕组107和二极管D6、电容C10和电阻R14。二极管D6具有输出整流器的功能，电容C10具有输出滤波器的功能。节点109处产生的调节的输出电压Vo被输送至负载(未示出)。电阻R14是所谓的预加负载，其通常用于在空载状态下稳定输出。此外，ESD放电间隙(ESD1)耦合在初级绕组106和输出节点109之间。
如图1所示，跨次级绕组107的输出电压Vo由跨辅助绕组108的电压120反映，电压120是通过由电阻R3和R4组成的电阻式分压器到控制器IC102的VSENSE引脚(引脚3)的输入。在一个实施例中，VSENSE引脚(引脚3)处的电压114提供到控制器102的反馈，用于控制开关112的运行和输出电压109，以便调节输出电压(Vo)或输出电流(Iout)。此外，尽管控制器102在启动时由线路电压105上电，但是在启动之后和在正常运行中，控制器102由跨辅助绕组108的电压上电，并且105不用于调节正常运行中的输出电压(Vo)和输入电压(Vin)。二极管D5和电阻R2形成整流器，用于对跨辅助绕组108的电压120进行整流，以便在开关功率变换器100的正常运行期间用作到控制器102的VCC引脚(引脚1)的供给电压输入。电容C9用于在启动时保持来自节点105处的线电压的功率，或者在启动期间和在开关功率变换器100的开关周期之间保持来自跨辅助绕组108的电压的功率。
图2A根据一个实施例示出了控制器IC102的引脚输出。控制器102是5引脚IC。引脚1(Vcc)是用于接收供给电压的功率输入引脚。引脚2(GND)是接地引脚。引脚3(VSENSE)是模拟输入引脚，其被配置为接收跨反激开关电源的辅助绕组108的电压120，用于输出电压109的初级侧调节。引脚4(ISENSE)是模拟输入引脚，其被配置为以模拟电压的形式感测反激开关电源的初级侧电流，用于每个周期的峰值电流控制和限制。引脚5(OUTPUT)是输出引脚，用于输出基极驱动信号110，以便控制BJT功率开关112的导通时间和断开时间以及BJT功率开关112的基极电流的幅度。
图2B根据一个实施例示出了控制器102的内部电路。控制器102包括几个主要的电路模块，其包括VSENSE信号调整模块202、ISENSE信号调整模块206和数字逻辑控制模块204。控制器102接收模拟信号，例如引脚3处的VSENSE114和引脚4处的ISENSE电压116，但使用数字电路和数字状态机自适应地处理这些参数以在产生引脚5(Output)处的适当的控制信号110，以用于调节所采取的开关功率变换器100的运行模式下的输出电压(Vo)和输出电流(Iout)。
VSENSE信号调整模块202接收作为模拟电压信号的VSENSE114，并产生反映节点109处的输出电压(Vo)的一个或多个电压反馈信号218。VSENSE信号调整模块202包括谷点检测模块212，正如下面参考图4将要更加详细解到的，谷点检测模块212检测VSENSE114的谐振特性并输出相关的谷点反馈信号。电压反馈信号218中包括到谷点预测模块214的谷点反馈信号输出。
ISENSE信号调整模块206接收作为模拟电压信号的ISENSE电压116，并产生反映流过开关112的初级侧电流的一个或多个电流反馈信号220。感测VSENSE114电压使得能够进行精确地输出电压调节，感测ISENSE电压116使得能够在恒定电压和恒定电流两种模式下进行精确的、逐个周期的峰值电流控制和限制以及对于变压器T1-A的磁化电感Lm不敏感的精确的恒定电流(输出电流Iout)控制。
数字逻辑控制模块204处理电压反馈信号218和电流反馈信号220并实现改进的VMS方案以产生控制信号110，控制信号110用于管理开关112的运行和导通/断开状态，以便调节输出电压(Vo)和输出电流(Iout)。数字逻辑控制模块204包括谷点预测模块214，正如下面参考图3A、图3B、图4和图5详细描述的，谷点预测模块214基于包括在电压反馈信号中的谐振信息来预测VSENSE114的局部谷点的位置并且在开关功率变换器100的每个开关周期中在选择使用局部谷点中的哪一个的选择中引入高频颤动以作为用于导通开关112的时序。此外，数字逻辑控制模块204包括数字状态机(未示出)，其用于实现一个或多个控制方案，以便基于电压反馈信号218和电流反馈信号220调节功率变换器100的运行。数字逻辑控制模块204可以实现适合于开关模式功率变换器100的任何数量的控制方案，例如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)和/或两者的组合。
在示例PWM控制方案下，数字逻辑控制模块204以恒定的开关频率(从而以恒定的开关周期)导通开关112，但是通过在每个开关周期期间调整将开关112维持导通的时间来使开关的占空比变化。占空比指的是开关周期的一部分(通常用百分比表示)，在该部分期间，开关112是导通的。例如，PWM开关方案可以具有100kHz的开关频率，从而具有10μs的开关周期。因此，对于30％的占空比，开关112将在每个开关周期导通3μs，断开7μs。在PWM控制下，数字逻辑控制模块204通过调节控制信号110的占空比基于诸如通过VSENSE引脚(引脚3)或ISENSE引脚(引脚4)所接收的电压等反馈信号来调节节点109处的输出电压(Vo)，但是对于控制信号110保持恒定的开关频率。
在示例PFM控制方案下，数字逻辑控制模块204以设定持续时间的脉冲导通开关112，但是通过发出具有可变开关频率的脉冲控制控制信号100的占空比，从而控制可变的开关周期。例如，PFM开关方案可以在每个开关周期将开关112导通5μs，但在40kHz和130kHz之间变换开关频率。40kHz的开关频率对应25μs的开关周期，从而对应20％的占空比，而130kHz的开关频率对应7.7μs的开关周期，从而对应约65％的占空比。因此，在PFM控制下，数字逻辑控制模块204通过调整控制信号110的频率和周期基于诸如由VSENSE引脚(引脚3)或ISENSE引脚(引脚4)接收到的电压等反馈信号来调节节点109处的输出电压(Vo)，但是开关112在每个开关周期期间导通开关112相同的持续时间。
出于说明目的呈现了上述示例性的PWM和PFM控制方案。本文所描述的VMS方案及其相关技术有益于采用任何控制方案的开关模式功率变换器100，无论采用的是PWM、PFM还是其它控制方案。例如，VMS方案使得功率变换器100利用功率变换器100内的谐振的优点以在跨开关112的电压最小时操作开关112。
根据一个实施例，图3A示出了在开关周期期间图1的反激开关电源的运行波形，图3B示出了在另一个开关周期期间图1的反激开关电源的运行波形。除图3A示出了在一个开关周期中根据PN序列340选择谷点328C作为开关导通时间tON320B而图3B说示出了在不同于图3A所示开关周期的另一个开关周期中根据PN序列340选择谷点328D作为开关导通时间tON320B之外，图3A和3B是相似的。图3B中的开关周期可以紧随图3A所示开关周期之后、在图3A所示开关周期之后间隔多个周期或者甚至在图3A所示开关周期之前。
如上所述，VSENSE114表示开关控制器102的VSENSE引脚(引脚3)上的电压。VCE304表示跨开关112的电压。因此，在由在其中开关112是BJT的图1所示的实施例中，VCE304是BJT开关112的集电极和发射极之间的电压。在其它实施例中(未示出)，开关112可以是功率MOSFET，在这种情况下，VCE304对应MOSFET的源极和漏极之间的电压。从图1的原理图中可以看出，VSENSE114与跨变压器辅助绕组的电压120基本成正比。VSENSE114和VCE304显示出几乎相同的时序特征。如上所述，控制信号110表示开关控制器102的OUTPUT引脚(引脚5)上的电压。当控制信号110为高电平时，开关112导通(闭合)，当控制信号110为低电平时，开关112断开(打开)。VVMS308、谷点指示器脉冲310和期望开关脉冲312是到控制器102的内部时序信号，该内部时序信号的产生和重要性在下文参考图3A和3B进行详细描述。
在时间tON320A，控制器102产生高电平的控制信号110，导通(闭合)开关112。开关112保持闭合直到时间tOFF322A，此时控制信号110依照制器102的运行而变为低电平。如上所述，tON320A和tOFF322A的具体时序由开关功率变换器100中采用的具体控制方案(PWM或PFM)确定。当开关112从时间tON320A到时间tOFF322A闭合时(这里被称为导通时间(或导通周期)TON331)，整流的DC输入电压VIN105被施加至初级绕组106，并且流过初级绕组106的电流增加。在导通时间TON331期间，跨辅助绕组108的电压特征在于数学表达式其中，NX是辅助绕组108的匝数，N1是初级绕组106的匝数，VIN是节点105处的整流的DC输入电压，VX是跨辅助绕组108的节点120处的电压。尽管跨辅助绕组108的电压120在TON331期间为负值，因为控制器102中包括箝位二极管430，因而VSENSE114在零值以下不会显著下降。如图4所示，箝位二极管430的正极连接到GND而箝位二极管430的负极连接到VSENSE引脚(引脚3)。因此，通过超过箝位二极管430的正向压降，VSENSE在TON331期间不会降至零值以下。VCE304在整个TON331期间也接近零值。
然而，返回参考图3A，在时间tOFF322A，控制信号110变成低电平，使得开关112打开并且突然中断流过初级绕组106的电流。正如下面将会更加详细解释的，流过初级绕组106的电流保持零值直到开关112的断开周期结束，即直到开关112在时间tON320B再次导通。如图3A所示，电流中这个突然的变化导致紧随时间tOFF322A的VSENSE114和VCE304的高频寄生振铃。高频寄生振铃由变压器漏电感和从BJT开关112的集电极和发射极可见的、与初级绕组106的等效并联寄生电容并联的寄生电容之间的谐振引起并且通常迅速消亡。在高频寄生振铃消亡以后，VSENSE114和VCE304保持几乎水平直到变压器重启，其在图3A中示为时间tRESET324A。
tOFF322A和tRESET324A之间的持续时间在这里被称为变压器复位周期(TRST)333。在变压器复位周期TRST333期间，二极管D6导通，并且跨次级绕组107的电压近似等于输出电压109(Vo)(出于说明性澄清的目的，跨二极管D6的正向压降可以被认为是可忽略的)。从而，跨初级绕组106的电压(V1)可以依据输出电压109(Vo)表示为跨辅助绕组108的电压(VX)可以表示为其中，N1、N2和NX分别是初级绕组106、次级绕组107和辅助绕组108的匝数。在变压器复位时间TRST333期间，VSENSE114根据由电阻R3和R4组成的分压器设定的比例因子跟随跨辅助绕组108的电压。同时，VCE304由表达式给出，其中，VIN又是节点105处的整流的DC输入电压。
变压器复位时间TRST333由用于复位变压器铁芯的伏秒平衡要求指定并且可以基于负载中的波动和功率变换器100内的其它数量在开关周期之间变化。在tRESET324A(变压器复位时间TRST333的结束)，二极管D6停止导通，引起变压器磁化电感，从而引起VSENSE114和VCE304共振，即一种在这里被称为变压器振铃的现象。由于变压器振铃产生的VSENSE114和VCE304振铃的谐振频率(fRES)和谐振周期(TRES)327由由从从BJT开关112的集电极和发射极可见的、与初级绕组106的等效并联寄生电容并联的寄生电容决定。由于功率变换器100内的各种阻尼和损耗因素，因此VSENSE114和VCE304是具有谐振周期TRES327的衰减正弦信号。
如图3A所示，振铃诱发的电压振荡到VSENSE114和VCE304周期性地接近或者到达局部最小电压和局部最大电压。当开关112的断开时间相对于谐振周期TRES327较长时，最终变压器振铃完全衰减并且VCE304停留在VIN105。本文将VCE304由于变压器振铃而到达局部最小值的时间称为谷点328A、328B和328C。例如，图3A示出了第一谷点328A、第二谷点328B和第三谷点328C。尽管图3B中示出了三个谷点，但是在开关在tON320B被再次导通之前可以有多于或者少于三个的谷点。
如前文所述，一些VMS方案将在第一谷点328A导通开关112(即，将控制信号110设为高电平)，这在期望开关时序312之前。在谷点期间导通开关112减少了开关转换的幅度，这继而可以减少产生的与开关频率相关的EMI的幅度。采用图3所示的持续时间，这种类型的VMS方案将导致约为(TON+TRST+TRES/2)的开关周期。如前文所述，变压器复位时间TRST333以及导通时间TON331中的波动将促进功率变换器100的开关频率的变化。
产生的开关频率中波动使得阻止开关频率侵占意图免受干扰影响的频带变得困难。开关频率的变化导致产生对应于开关频率的不同的EMI发射谱。在一些情况下，一个或多个变化的EMI发射谱将侵入非意图中的频带。从而，虽然这种类型的VMS方案可以减少与给定开关频率相关的EMI发射的幅度，但是其缺乏以可预测的方式管理EMI发射的频谱扩展的能力。
相反地，根据此处的实施例由控制器102实现的VMS方案未必在第一谷点328A导通开关112(即，将控制信号110设为高电平)。相反，控制器102可以在继期望的开关时间(tDESIRED)之后出现的谷点之间基于每个开关周期高频颤动点以导通开关112，该期望的开关时间(tDESIRED)是根据由开关功率变换器100的数字逻辑控制器204所采用的输出电压调节方案而计算的。如本文所述，高频颤动涉及每个谷点的选择的时间分布的调制，其中，开关在谷点导通。正如下面将要进一步解释的，该导通时间(在图3中示为tON320B)根据结合有所使用的谷点的高频颤动的功率变换器100所采用的控制方案(例如，PWM、PFM或其它适合的控制方法)来确定。例如，对于每个开关周期，控制器102可以根据如下算法确定开关112的实际开关周期：Tp_final＝Tp_calc+T_dly，其中，Tp_final表示最终的开关周期，Tp_calc表示基于调节控制算法计算得到的开关周期，T_dly表示通过结合VMS与谷点高频颤动而增加至开关周期的附加延迟。
具体地，数字逻辑控制模块204根据PWM、PFM或适合于功率变换器100的其它控制方案来确定期望开关时间tDESIRED330。数字逻辑控制模块204独立于功率变换器100的谐振特性确定期望开关时间tDESIRED330。因此，功率变换器100的谐振特性(例如变压器复位周期TRST333或谐振周期TRES327)不会约束数字逻辑控制模块204所实现的控制方案或者不会影响期望开关时间tDESIRED330的确定。
正如参考图4进一步描述的，数字控制模块204然后检测出现在期望开关时间tDESIRED330之后的输出电压的谷点并且在出现在tDESIRED330之后的谷点组之间选择多个谷点中的一个谷点以实际导通开关。为更有效地扩展EMI发射，控制器102可以使用伪随机数(PN)序列340来高频颤动选择，该选择从继tDESIRED330之后的所设定的多个谷点中选择一个以用作开关112的实际导通时序。在一个例子中，谷点组可以是一组相邻的谷点(例如，在tDESIRED330之后出现的第一-第二或第二-第三谷点)。在另一个例子中，谷点组可以是一组不相邻的谷点(例如，在tDESIRED330之后出现的第二-第四或第一-第四谷点)。通常，从中选择谷点以用作开关112的实际导通时间的谷点组包括在紧随期望开关时间tDESIRED330之后出现的开关周期内、导致至少一个谷点在后续开关周期之间的瞬时频率变化的任何一组谷点。换句话说，以最小化后续开关周期之间的大的瞬时频率范围偏差生成的方式来选择包括在谷点组中的谷点的数量，同时也减少了EMI。
例如，控制器102可以根据伪随机序列的结果来选择紧随期望开关时间tDESIRED330的第一谷点或第二谷点作为开关112的实际导通时间tON320A。具体地，控制器102可以为第一谷点分配一个伪随机值并且为另第二谷点分配另一个伪随机值。控制器112然后确定在期望开关导通时间tDESIRED330的伪随机数序列值，并在PN序列340中选择对应于所确定的伪随机值的谷点切换点。例如，如图3A所示，PN序列340可以是1比特二进制数“0”或“1”。PN序列可以由任何类型的伪随机数发生器(这里未示出)产生，其为每个开关周期生成伪随机数。PN序列发生器可以包括在控制器102中。
在这个例子中，在期望开关时间tDESIRED330，PN序列是“0”，其对应第一谷点328C。因此，控制器112将控制信号110置为高电平以在继tDESIRED330之后出现的第一谷点328C导通开关112。另一方面，如图3B所示，在期望开关时间tDESIRED330，PN序列是“1”，其对应紧随第一谷点328C的第二谷点328D。因此，控制器112在谷点328D将控制信号110置为高电平以导通开关112。在其它实施例中，PN序列可以是多于1比特的多比特值，使得控制器112能够在继期望开关时间tDESIRED330之后出现的两个以上相邻或不相邻的谷点之间切换。例如，控制器112可以根据1比特PN序列致使tON320B在继计算得到的tDESIRED330之后出现的第二和第三谷点之间高频颤动。又如，控制器112可以根据2比特PN序列致使tON320B在继计算得到的tDESIRED330之后出现的第一、第二、第三和第四谷点之间高频颤动。再如，控制器112可以根据1比特PN序列致使tON320B在继计算得到的tDESIRED330之后出现的第一和第三谷点之间高频颤动。
因此，根据这里的实施例，改进的VMS方案的一个实施例有利地在VCE340处于局部最小值(即，谷点328A、328B、......、328D)时导通开关112，而不限制控制器102所使用的控制方案或开关频率。换句话说，控制器102基于所采用的控制方案独立于功率变换器100的谐振特性来确定合适的期望开关时间330，然后在紧随期望开关时间tDESIRED330的至少两个谷点之间在每个开关周期高频颤动开关112的实际导通时间。因此，这里描述的控制方法也可以被称为是“谷点跳跃切换”方案。通过在继计算得到的期望开关时间tDESIRED330之后的多个谷点之间高频颤动开关112的导通时间，有可能有效扩展与开关频率相关的EMI并且限制瞬时开关频率的变化，同时仍然获得谷点模式切换的好处。
如图3A和3B所示，在由数字逻辑控制模块204在时间tDESIRED330产生的期望开关脉冲312与在谷点328C(图3A)或328D(图3B)处的开关112的导通时间tON320B(即，控制信号110变成高电平)之间存在时序延迟。然而，时序延迟不会对功率变换器100的运行产生负面影响。谐振周期TRES327相对于开关功率变换器的开关周期而言通常是简短的，因此，期望开关脉冲312与实际导通时间tON320B之间的延迟通常并不重要。而且，时序延迟的较小影响反映在输出电压109和其它变换器100参数中，因此，当确定了后续开关周期的导通和断开时间时，控制器102所实现的PWM、PFM或其它基于反馈的控制方案自然补偿时序延迟。此外，从一个开关周期到下一个开关周期的时序延迟中的波动随时间将高频颤动引入开关频率，通过更有效地扩展EMI频谱有利地降低了开关产生的EMI。因为开关频率的变化限于相邻的谷点，根据本文实施例的谷点跳跃方案改善了EMI量的管理，EMI可能潜在地干扰意图免受这种干扰的频带。
图4描述了根据一个实施例的谷点检测电路212。如上所述，谷点检测电路212可以存在于控制器102中，具体而言存在于VSENSE信号调整电路202中。谷点检测电路212检测诸如VSENSE114和VCE304等功率变换器100内信号的特征。被检测的特征可以包括，例如，这些信号的上升沿或下降沿的时序，或者这些信号越过特定电压阈值。数字逻辑控制模块204中的谷点预测模块214对谷点检测电路212所检测的特征进行处理以预测谷点328A、328B、......、328D的位置，使得能够实现根据本文描述的实施例的改进的VMS方案。谷点检测电路212包括VMS比较器410、拐点比较器420和前述的箝位二极管430。
VMS比较器410在其正输入端接收VSENSE114并将其与在VMS比较器410的负输入端所接收的VMS参考电压405进行比较。VMS比较器410输出VVMS信号308。因此，如图3A和3B的波形所示，每当VSENSE114高于VMS参考405时，VVMS信号308为高电平；每当VSENSE114低于VMS参考405时，VVMS信号308为低电平。VMS参考405在不同功率变换器100的实施例之间可以不同，但是是接近零值的电压，即足够低以精确指示VSENSE114已降至足够低的电压以致VVMS308的下降沿可以用于预测如图3A和3B所示的谷点328A、328B、......、328D。例如，在一个实施例中，VMS参考405为0.115V。
拐点比较器420在其正输入端接收VSENSE114并将其与在拐点比较器420的负输入端所接收的拐点参考电压415进行比较。拐点比较器420输出VKNEE信号425(图3A和3B未示出)，其中，每当VSENSE114高于拐点参考电压415时，VKNEE信号425为高电平；每当VSENSE114低于拐点参考电压415时，VKNEE信号425为低电平。因此，例如，VKNEE425的下降沿由于其衰减可能出现在tKNEE326(如图3A和3B所示)，其对应VSENSE114(并且从而VCE304)的拐点。拐点参考电压415的具体电平在不同功率变换器100的实施例之间可以不同，但是被选定对应于VSENSE的拐点电压并且被设置为高于VMS参考电压405。例如，在一个实施例中，拐点参考415为1.48V。当输出二极管D6在功率变换器100的每个开关周期停止导通时，VKNEE425近似指示VSENSE114的值。
在一个实施例中，VVMS308被包括在由谷点预测模块214(图2B)所接收的电压反馈信号218中。谷点预测模块214通过检查VVMS308的上升沿和下降沿的时序来执行特征分析，以在跨开关112的电压VCE304的谷点328A、328B、......、328D实际在电压VCE304中出现之前预测这些谷点可能出现的时间。例如，谷点预测模块214可以基于包括在VVMS308中的时序数据来确定VCE304和VSENSE114的谐振周期327。如图3所示，VVMS308的波谷中点近似对应谷点328A、328B、......、328D，并且这些中点通过分析VVMS308沿是可以预测的。数字逻辑控制模块204产生谷点指示器脉冲310，其被同步至谷点预测模块214所预测的每个谷点328A、328B、......、328D。
谷点预测模块214也可以通过连同VVMS308来分析VKNEE425以预测谷点328A、328B、......、328D。在一个实施例中，信号VKNEE425和VVMS308被包括在谷点预测模块214所接收的电压反馈信号218中。在时间tKNEE326A出现的VKNEE425的下降沿和在单个开关周期内的VVMS308的第一下降沿表示VSENSE114的两个已知的时间和电压点。由于已知VSENSE114和VCE304是衰减正弦波形，因此谷点预测模块214可以利用与衰减正弦信号相关的傅里叶分析技术来特征化和预测VSENSE114的行为。由于VSENSE114和VCE304之间已知和可预测的关系，谷点预测模块214可以同样地特征化和预测VCE304的行为，包括谷点328A、328B、......、328D的时序。数字逻辑控制模块204产生谷点脉冲310，其被同步至由谷点预测模块214所预测的每个谷点328A、328B、......、328D。
谷点检测和预测在每个开关功率变换器的开关周期实时地进行。因为包括变压器磁化电感和寄生电容的功率变换器的谐振特性在大规模生产期间和/或当功率变换器在不同状态下运行时可以在各个电源之间明显不同，因此实时检测和预测使得改进的VMS方案在电源大规模生产和运行期间对于谐振特性的变化不敏感。
如前文所述，图3A和图3B仅用于说明目的。尽管图3B示出了四个谷点，但是当开关在tON320B再次导通之前可以有多于或者少于四个的谷点，通常，在轻负载状态下有较多的谷点而在重负载状态下有较少的谷点。在一些实施例中，数字逻辑控制模块204实现的改进的VMS方案可以适应于具体的功率变换器运行条件，例如轻输出负载。例如，轻负载状态通常采用PFM控制方案，并且导致格外长的开关周期，使得VCE304和VSENSE114衰减至VMS开关的好处为最小的点。在一个实施例中，数字逻辑控制模块204保持计数器(未示出)对在开关周期期间经历的谷点328A、328B、......、328D进行计数，如果计数超过预定阈值，在期望开关时间330而不是在随后的谷点328A、328B、......、328D将控制信号110置为高电平(导通开关112)。在另一个实施例中，数字逻辑控制模块204监视VVMS308上波谷的持续时间，如果波谷持续时间超过阈值，则在期望开关时间330而不是在随后的谷点328A、328B、......、328D将控制信号110置为高电平(导通开关112)，因为可能VSENSE114已经衰减以致其在开关周期内不会再超过VMS参考405。在又一个实施例中，谷点预测模块214持续产生谷点指示器脉冲，甚至在VSENSE114已经衰减到低于VMS参考电压405之后，因此，谷点跳跃方案也可以应用于出现较长开关周期的情况。
图5根据一个实施例示出了用于高频颤动AC到DC反激开关电源的开关周期的示例性方法的流程图。图5的处理可以由控制器102执行以实现本文描述的实施例的谷点跳跃方案。在步骤505，处理开始并且可以确定开关控制运行参数，例如期望开关时间、用于高频颤动谷点切换点的伪随机比特序列和谷点切换点到相关联的伪随机数的分配等。在步骤510，确定是否要产生控制信号以导通开关112。如果要产生控制信号，用于指示开关即将在接下来的功率变换器的开关周期导通，则处理前进至步骤515。否则，处理保持在步骤510。
在步骤515，控制器102分析开关功率变换器100的输出电压(或VSENSE)以确定输出电压是否处于继期望开关时间之后出现的谷点模式切换点。如果控制器检测到谷点，则处理前进至步骤520，否则处理保持留在步骤515直到输出电压到达谷点模式切换点。在步骤520，控制器102评价在根据输出电压调节方案所计算得到的期望开关时间的伪随机比特序列340的输出以确定PN＝0还是PN＝1。如果PN＝0，在该例子中，其被分配至继根据输出电压调节方案计算得到的期望开关时间之后出现的第一谷点(328C)，控制器102继续启动控制信号110并且在继根据由控制器102所采用的输出电压调节方案计算得到的期望导通时间之后出现的第一谷点328C导通开关112，以在步骤530开始新的开关周期。另一方面，如果在步骤520中PN＝1，则其被分配至继根据由控制器102所采用的输出电压调节方案计算得到的期望开关时间之后出现的第二谷点(328D)，控制器跳过第一谷点(328C)并在步骤525确定第二谷点(328D)是否出现。当第二谷点(328D)出现时，控制器102继续启动控制信号110并在第二谷点328D导通开关112，以在步骤530开始新的开关周期；否则，控制器102在步骤525等待直到第二谷点(328D)出现。然后，控制器保持在步骤535直到完成控制信号110的产生，处理在该点返回步骤510开始在功率变换器100的下一个开关周期中产生控制信号110。在一些实施例中，控制器102可以通过检测控制信号110的下降沿来确定控制信号110的产生是否已完成，其可以指示开关112已经被断开并且控制器112应该准备后续开关周期的开始。
在阅读了本公开内容之后，本领域技术人员通过本文公开的原理将认识到还有用于开关模式功率变换器的改进的VMS方案及相关实现电路的附加备选的实施例。因此，虽然已经说明和描述了特定实施例和应用，但是应当理解，所公开的实施例不限于本文公开的精确结构和组件。对于本领域技术人员而言将是显而易见的各种修改、改变和变化可以在本文公开的方法和装置的布置、操作和细节方面做出，而不会背离本公开的精神和范围。

Claims (24)

1.一种开关功率变换器，包括：
变压器，其包括耦合到输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；
开关，其耦合到所述变压器的初级绕组，响应于所述开关导通而在所述初级绕组中产生电流，并且响应于所述开关断开而不产生所述电流；以及
控制器，其耦合到所述开关并且被配置为产生控制信号以导通或断开所述开关，响应于所述控制信号处于第一状态而导通所述开关，并且响应于所述控制信号处于第二状态而断开所述开关，所述控制器进一步被配置为：
根据由所述开关功率变换器采用的调节模式来在每个开关周期中确定所述开关的期望导通时间；
响应于在所述期望导通时间确定的选择信号的第一值，在第一开关周期中选择被预测为继所述期望导通时间之后出现的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的第一最小值；
响应于所述选择信号的第二值，在第二开关周期中选择被预测为继所述期望导通时间之后并且也继所述多个预测的局部最小值中的所述第一最小值之后出现的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的第二最小值；以及
在所述开关功率变换器的每个开关周期产生处于所述第一状态的所述控制信号，以在与所选择的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的最小值相对应的实际导通时间导通所述开关。
2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述控制器基于所述选择信号的值来选择跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的一个最小值。
3.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中：
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第一最小值是被预测为继所述期望导通时间之后出现的第n个预测的局部最小值，n为自然数；以及
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第二最小值是被预测为继所述期望导通时间之后出现的第(n+1)个预测的局部最小值。
4.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中：
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第一最小值是被预测为继所述期望导通时间之后出现的第n个预测的局部最小值，n为自然数；以及
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第二最小值是被预测为继所述期望导通时间之后并且也继第(n+1)个被预测的局部最小值之后出现的被预测的局部最小值中的一个最小值。
5.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，基于伪随机比特序列来产生所述选择信号的值。
6.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述选择信号的值对应于预定的比特序列。
7.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述跨所述开关的电压的所述预测的局部最小值中的所述最小值是被预测为紧随所述期望导通时间之后出现的第一局部最小电压，所述期望导通时间根据所述调节模式来确定。
8.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述开关是双极结型晶体管，并且跨所述开关的电压对应于所述双极结型晶体管的集电极和发射极之间的电压。
9.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述开关是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，并且跨所述开关的电压对应于所述MOSFET的漏极和源极之间的电压。
10.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述控制器根据所述开关功率变换器采用的所述调节模式、独立于变压器复位周期或跨所述开关的电压的谐振周期而在每个开关周期中确定所述开关的所述期望导通时间。
11.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，如果直到满足预定条件才进行对跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述最小值的所述选择，则所述控制器产生处于所述第一状态的所述控制信号以在所述期望导通时间导通所述开关。
12.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，如果跨所述开关的电压的两个相邻局部最小值之间的持续时间超过预定阈值，则所述控制器产生处于所述第一状态的所述控制信号以在所述期望导通时间导通所述开关。
13.一种控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括具有耦合到输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组的变压器，以及耦合到所述变压器的初级绕组的开关，当所述开关导通时在所述初级绕组中产生电流，当所述开关断开时不产生所述电流，所述方法包括：
根据由所述开关功率变换器采用的调节模式来在每个开关周期中确定所述开关的期望导通时间；
计算跨所述开关的电压的多个局部最小值被预测为继所述期望导通时间之后出现的预测时序，在所述局部最小值实际出现之前计算所述局部最小值的所述预测时序；
响应于在所述期望导通时间确定的选择信号的第一值，在第一开关周期中选择被预测为继所述期望导通时间之后出现的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的第一最小值；
响应于所述选择信号的第二值，在第二开关周期中选择被预测为继所述期望导通时间之后并且也继所述多个预测的局部最小值中的所述第一最小值之后出现的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的第二最小值；
在每个开关周期产生处于第一状态的所述控制信号以在与所选择的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述最小值相对应的实际导通时间导通所述开关；以及
在每个开关周期产生处于第二状态的所述控制信号以根据所述调节模式断开所述开关。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，基于所述选择信号的值来选择跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述最小值。
15.根据权利要求13所述的方法，其中：
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第一最小值是被预测为继所述期望导通时间之后出现的第n个预测的局部最小值，n为自然数；以及
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第二最小值是被预测为继所述期望导通时间之后出现的第(n+1)个预测的局部最小值。
16.根据权利要求13所述的方法，其中：
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第一最小值是被预测为继所述期望导通时间之后出现的第n个预测的局部最小值，n为自然数；以及
所述跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的所述第二最小值是被预测为继所述期望导通时间之后并且也继第(n+1)个被预测的局部最小值之后出现的被预测的局部最小值中的一个最小值。
17.根据权利要求13所述的方法，其中，基于伪随机比特序列来产生所述选择信号的值。
18.根据权利要求13所述的方法，其中，所述选择信号的值对应于预定的比特序列。
19.根据权利要求13所述的方法，其中，所述跨所述开关的电压的所述预测的局部最小值中的所述最小值是被预测为紧随所述期望导通时间之后出现的第一局部最小电压，所述期望导通时间根据所述调节模式来确定。
20.根据权利要求13所述的方法，其中，所述开关是双极结型晶体管，并且跨所述开关的电压对应于所述双极结型晶体管的集电极和发射极之间的电压。
21.根据权利要求13所述的方法，其中，所述开关是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，并且跨所述开关的电压对应于所述MOSFET的漏极和源极之间的电压。
22.根据权利要求13所述的方法，其中，根据所述开关功率变换器采用的所述调节模式、独立于变压器复位周期或跨所述开关的电压的谐振周期而在每个开关周期中确定所述开关的所述期望导通时间。
23.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
如果直到满足预定条件才进行对跨所述开关的电压的所述多个预测的局部最小值中的所述最小值的所述选择，则产生处于所述第一状态的所述控制信号以在所述期望导通时间导通所述开关。
24.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：
如果跨所述开关的电压的两个相邻局部最小值之间的持续时间超过预定阈值，则产生处于所述第一状态的所述控制信号以在所述期望导通时间导通所述开关。
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