CN109274303B - 一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，涉及异步电机技术领域，包括：信号采集；建立异步电机离散化数学模型及全阶观测器数学模型，并将所采集的信号代入模型中；将所建立的模型进行延时补偿；构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数；对电压矢量进行扩展；最优电压矢量的选择；根据选择的最优电压矢量所对应的开关管的开关状态及占空比，得到开关管的导通时长，更新比较寄存器的值，由数字信号处理器产逆变器的开关信号，完成逆变器的电压矢量调制信号的生成。优点在于：将控制集进行扩展，较好的解决了转矩脉动较大的问题，改善了系统的稳态运行的稳定性。

Description

一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法

技术领域

本发明涉及异步电机技术领域，更具体涉及一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法。

背景技术

随着DSP运算速度的不断提升，有限控制集模型预测控制(Finite Control Set-MPC,FCS-MPC)因其无需调制器，而且无需综合考虑预测时域、控制时域、各时域目标函数权值系统的配合设计等，其实现关键是结合了变化器的离散特性和开关状态有限的特性，成为交流电机控制领域一个重要的分支。

如图1所示，采用的六边形构造，对于传统模型预测控制方案而言，由于三相两电平逆变器的上下桥臂开关状态互补，一共可以提供8个基本开关状态，对应着7种不同的基本电压矢量，其幅度和相位都是固定。逆变器产生的电压矢量对应的开关状态如表1所示。

表1：传统模型预测控制方案电压矢量表

其中S_a1、S_b1、S_c1分别表示逆变器第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂的开关状态，等于1时表示上开关管导通且占空比为1，下开关管关断；等于0时表示上开关管关断，下开关管导通且占空比为1。由于电压矢量数量较少，离散度较大，通常会导致较大的转矩波动和磁链波动。则逆变器输出电压矢量个数较为有限，使得逆变器的输出电压与最优控制电压无法达到无差拍控制，直接导致电磁转矩有较大的高频脉动，也降低了控制的稳定性，使转子内部较大的机械应力，降低了电机运行效率。

研究异步电机模型预测控制转矩脉动的抑制，对进一步提高模型预测控制的性能具有重要的意义。对此，许多学者展开了不同的尝试，如题为“Torque ripple reductionof model predictive torque control of induction motor drives”(IEEE EnergyConversion Congress and Exposition.201328(10)1176-1183)的文章，针对模型预测控制中转矩和磁链脉动大的问题，根据转矩波动最小化的原理计算最优持续时间，通过占空比控制引入了零矢量，从而起到抑制转矩脉动的效果，但其低速性能略显不足，且磁链波动较大导致电流纹波也较大，在一定程度上限制了其应用场合。

题为“Model Predictive Torque Control ofInduction Motor Drives WithOptimal Duty Cycle Control”(IEEE Transactions on Power Electronics.2014 29(12)6593-6603)的文章，同样针对电压矢量较少的问题，使用双矢量进行控制。不同的是，作者将矢量组合放宽至任意两个矢量，与固定使用零矢量的MPC相比，该方法在不影响动态响应的情况下实现了更好的稳态性能，但是第二矢量的选取方式较复杂，占用较多的运算时间，对DSP的运算速度提出了较高的要求，提高了方案应用的成本。

题为“Simplified Finite Control Set-Model Predictive Control forMatrix Converter-Fed PMSM Drives”(IEEE Transactions on Power Electronics.201724(4)2438-2446)的文章，在基础矢量之间插入了更多的候选电压矢量，形成扩展控制集，同时使用了更加快捷的矢量合成方法，以期提高转矩控制精度进而减小转矩波动。其采用的简化矢量选择的放法，有效地减少了计算量，同时此控制方法下的电流THD也有所降低。但其有效矢量的筛选过程依赖于其提前设定的表格，准确性和容错性都有待验证。

综上所述，现有技术均无法较好的实现异步电机有限控制集模型预测控制的转矩脉动抑制和计算过程的优化。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于现有技术均无法较好的实现异步电机有限控制集模型预测控制的转矩脉动抑制和计算过程的优化。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的，具体技术方案如下：

一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，包括：

步骤1：信号采集；所述采集的信号包括直流侧电压U_dc、定子电压矢量u_s、定子电流矢量i_s、转子电角速度ω_r；

步骤2：建立异步电机离散化数学模型及全阶观测器数学模型，并将步骤1中所采集的信号代入模型中；

步骤3：将步骤2中所建立的模型进行延时补偿；

步骤4：构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数；

步骤5：对电压矢量进行扩展；

步骤6：选择最优电压矢量；

步骤7：根据步骤6选择的最优电压矢量所对应的开关管的开关状态及占空比，得到开关管的导通时长，更新比较寄存器的值，从而由数字信号处理器产逆变器的开关信号，完成逆变器的电压矢量调制信号的生成。

更进一步地，所述步骤1中所述直流侧电压U_dc、定子电压矢量u_s的获取方式为：

所述定子电压矢量u_s由位于数字信号处理器中的电机控制器运算单元生成的电压矢量信号，并再经过数字低通滤波器得到的值替代；所述数字低通滤波器的截止频率为f，所述定子电压矢量u_s满足如下公式：

u_s(k)＝u_s(k-1)×(1-f×T_sc)+u_i×f×T_sc (1)

式中，u_i为控制器运算单元发出的电压矢量，T_sc为控制周期时长，f为数字低通滤波器的截止频率；

所述直流侧电压U_dc由霍尔电压传感器采样逆变器直流侧电压，再经过调理后得到。

更进一步地，所述步骤1中所述定子电流矢量i_s的获取方式为：

利用霍尔电流传感器采集定子A相电流i_sA、定子B相电流i_sB、定子C相电流i_sC；

将所采集的电流信号经过调理后，输入数字信号处理器中，在数字信号处理器中，通过编程对获得的电流采样值i_sa、i_sb、i_sc利用公式(2)的坐标变换获得异步电机在静止坐标系α-β下的定子电流矢量i_s；

式中，i_sα为α轴电流，i_sβ为β轴电流。

更进一步地，所述步骤1中所述转子电角速度ω_r的获取方式为：

在一个预设采样周期T内采样安装在电机轴上的光电式旋转编码器A、B相发出的脉冲沿个数N；

根据转子电角速度ω_r和光电式旋转编码器A、B相发出的脉冲沿个数N以及预设采样周期T之间的关系，计算出转子电角速度ω_r，计算公式为：

式中，M为光电式旋转编码器旋转一周所产生的脉冲沿个数，P为异步电机极对数。

更进一步地，所述步骤2中所述异步电机离散化数学模型为：

以定子电流和定子磁链为状态变量，异步电机在静止坐标系α-β下的数学模型可以表示为：

式中，ψ_s＝[ψ_sα ψ_sβ]^T为定子磁链矢量，其中，ψ_sα为α轴定子磁链，ψ_sβ为β轴磁链；i_s＝[i_sα i_sβ]^T为定子电流，u_s＝[u_sα u_sβ]^T为定子电压，其中，u_sα为α轴电压，u_sβ为β轴电压；对应的系数表达式为：

其中

R_s、R_r分别为定子电阻和转子电阻；L_s、L_r、L_m分别为定子电感、转子电感、互感，j为虚数，t为时间；

同时，电机的电磁转矩用下式表示：

式中，N_p为异步电机的极对数。

将异步电机在静止坐标系α-β下的数学模型的模型进行二阶欧拉离散化，且令

则将公式(4)转换为：

式中，T_sc为控制周期，k为时刻，x(k)为当前时刻的状态变量，x(k+1)为下一时刻状态变量的预测值，x_p(k+1)为预测校正变量；u(k)为当前时刻输出的电压矢量；因此，得到离散状态中下一时刻电磁转矩的预测值：

更进一步地，所述步骤2中所述全阶观测器数学模型为：

根据磁链观测器的设计方法及根据公式(1)，获得全阶观测器数学模型为：

式中，

为定子电流和定子磁链的观测值，u为定子电压u_s，G为反馈增益矩阵，

为采样电流和定子电流的观测值之间的误差值，

其中b为负常数；该反馈增益矩阵将观测器的极点移动到电机数学模型极点的左侧，而不改变极点的虚部。

更进一步地，所述步骤3中将步骤2中所建立的模型进行延时补偿的方法为：

按照公式(6)预测k+1时刻的状态变量，在上一时刻输出的状态变量的基础上，对k+2时刻的状态变量进行预测，如公式(9)所示：

x_p(k+2)＝x(k+1)+T_sc[Ax(k+1)+Bu(k+1)]

所对应的k+2时刻的转矩预测值为：

更进一步地，所述步骤4中构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数为：

式中，

为电磁转矩的给定值，

为电机定子磁链幅值的给定值，K_ψ为权重系数；将磁链和转矩都按照各自的额定值进行标幺化，对应的K_ψ可表示为

式中，T_n为电机额定转矩，ψ_sn为电机定子磁链的额定幅值。

更进一步地，所述步骤5中对电压矢量进行扩展，包括：

根据矢量间相角差相同的原则，取扇区的角平分线，则得到虚拟电压矢量，并将电压矢量幅值设定为一致，即将固有电压矢量幅值压缩为原有的

倍。

更进一步地，所述步骤6中选择最优矢量的方法，包括：

在遍历矢量之前，在复平面上选择方向相反的两个矢量，并将空间分割为对称的两个区域；

计算两个区域中间电压所对应的目标函数的值并比较二者的大小，最优电压矢量即位于目标函数较小的一个区域；

接着遍历相应区域的电压矢量，同样选择令目标函数最小的电压矢量，即为最优电压矢量。

本发明相比现有技术具有以下优点：

本发明将控制集进行扩展，较好的解决了转矩脉动较大的问题，改善了系统的稳态运行的稳定性，即较好的实现异步电机有限控制集模型预测控制的转矩脉动抑制和计算过程的优化。

在传统电压矢量中加入占空比的控制方案相比，在保证了转矩波动抑制效果的同时，本发明有较好的磁链跟踪效果，励磁的稳定性较高。

与双非零矢量控制的方案相比，本发明更简单易实现，对DSP的运算速度要求较低，具有更好的工程实现性。

与查表筛选电压矢量相比，本发明通过计算来筛选电压矢量，方法更加准确，矢量的选择性准确性更高。

附图说明

图1为传统模型预测控制的电压矢量图。

图2为本发明实施例的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法的流程图。

图3为本发明实施例的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法的中模型预测控制的电压矢量图。

图4为本发明实施例的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法的不同占空比时上下桥臂开关状态。

图5为本发明实施例的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制系统的控制框图。

图6为基于传统控制集的异步电机模型预测控制方法的空载状态下稳态运行实验波形图。

图7为本发明实施例的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法的空载状态下稳态运行实验波形图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图2所示，一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，包括：

步骤1：信号采集；所述采集的信号包括直流侧电压U_dc、定子电压矢量u_s、定子电流矢量i_s、转子电角速度ω_r。

更进一步地，步骤1中直流侧电压U_dc、定子电压矢量u_s的获取方式为：

定子电压矢量u_s由直接位于数字信号处理器中的电机控制器运算单元生成的电压矢量信号，并再经过数字低通滤波器得到的值替代；数字低通滤波器的截止频率为f，定子电压矢量u_s满足如下公式：

u_s(k)＝u_s(k-1)×(1-f×T_sc)+u_i×f×T_sc (1)

式中，u_i为控制器运算单元发出的电压矢量，T_sc为控制周期时长，f为5000Hz，u_s(k)和u_s(k-1)分别表示us在第k和k-1时刻的值；

直流侧电压U_dc由霍尔电压传感器采样逆变器直流侧电压，再经过调理后得到。

更进一步地，步骤1中定子电流矢量i_s的获取方式为：

利用霍尔电流传感器采集定子A相电流i_sA、定子B相电流i_sB、定子C相电流i_sC；

将所采集的电流信号经过调理后，输入数字信号处理器中，在数字信号处理器中，通过编程对获得的电流采样值i_sa、i_sb、i_sc利用公式(2)的坐标变换获得异步电机在静止坐标系α-β下的定子电流矢量i_s；

式中，i_sα为α轴电流，i_sβ为β轴电流。

更进一步地，步骤1中转子电角速度ω_r的获取方式为：

在一个预设采样周期T内采样安装在电机轴上的光电式旋转编码器A、B相发出的脉冲沿个数N；

根据转子电角速度ω_r和光电式旋转编码器A、B相发出的脉冲沿个数N以及预设采样周期T之间的关系，计算出转子电角速度ω_r，计算公式为：

式中，M为光电式旋转编码器旋转一周所产生的脉冲沿个数，N_p为异步电机极对数。

步骤2：建立异步电机离散化数学模型及全阶观测器数学模型，并将步骤1中所采集的信号代入全阶观测器数学模型中。

更进一步地，步骤2中异步电机离散化数学模型为：

以定子电流和定子磁链为状态变量，异步电机在静止坐标系α-β下的数学模型可以表示为：

式中，ψ_s＝[ψ_sα ψ_sβ]^T为定子磁链矢量，其中，ψ_sα为α轴定子磁链，ψ_sβ为β轴磁链；i_s＝[i_sα i_sβ]^T为定子电流；u_s＝[u_sα u_sβ]^T为定子电压，其中，u_sα为α轴电压，u_sβ为β轴电压；对应的系数表达式为：

其中

Rs、R_r分别为定子电阻和转子电阻；L_s、L_r、L_m分别为定子电感、转子电感、互感，j为虚数，t为时间；

同时，电机的电磁转矩用下式表示：

式中，N_p为异步电机的极对数。

将异步电机在静止坐标系α-β下的数学模型的模型进行二阶欧拉离散化，且令

则将公式(4)转换为：

式中，T_sc为控制周期，k为时刻，x(k)为当前时刻的状态变量，x(k+1)为下一时刻状态变量的预测值，x_p(k+1)为预测校正变量；u(k)为当前时刻输出的电压矢量；因此，得到离散状态中下一时刻电磁转矩的预测值：

更进一步地，步骤2中全阶观测器数学模型为：

根据磁链观测器的设计方法(《An improved direct torque control forthree-level inverter-fed induction motor sensorless drive》(IEEE Transactionson Power Electronics.2012.27(3)1502-1513))以及根据公式(1)，获得磁链观测器为：

式中，

为定子电流和定子磁链的观测值，u为定子电压u_s，G为反馈增益矩阵，

为采样电流和定子电流的观测值之间的误差值，

其中b为负常数；该反馈增益矩阵将观测器的极点移动到电机数学模型极点的左侧，而不改变极点的虚部。其增益的有效性已经得到验证。

步骤3：将步骤2中所建立的两个模型进行延时补偿。

由于实际数字控制系统存在一拍延迟，本应在当前k时刻作用的电压矢量要到下一时刻(k+1时刻)才会被更新输出。为消除一拍延迟的影响，控制器可以采用超前一步确定k+1时刻最优电压矢量的方式对延迟进行补偿。方法如下：

按照公式(6)预测k+1时刻的状态变量，在上一时刻输出的状态变量的基础上，对k+2时刻的状态变量进行预测，如公式(9)所示：

x_p(k+2)＝x(k+1)+T_sc[Ax(k+1)+Bu(k+1)]

所对应的k+2时刻的转矩预测值为：

步骤4：构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数。

更进一步地，步骤4中构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数为：

式中，

为电磁转矩的给定值，

为电机定子磁链幅值的给定值，K_ψ为权重系数；将磁链和转矩都按照各自的额定值进行标幺化，对应的K_ψ可表示为

式中，T_n为电机额定转矩，ψ_sn为电机定子磁链的额定幅值。

在实际的应用中，按照(12)设计的权重系数根据系统的实际运行情况进行调整，通常最终取值要比计算值略大才能达到较好的控制效果。

步骤5：对电压矢量进行扩展。

更进一步地，步骤5中对电压矢量进行扩展，包括：

根据矢量间相角差相同的原则，取扇区的角平分线，则得到虚拟电压矢量，并将电压矢量幅值设定为一致，即将固有电压矢量幅值压缩为原有的

倍。

具体的，本方法在基本矢量的基础上，加入6个虚拟矢量。将复平面划分为六个扇区，其中电压矢量u₁-u₆为边界，六个扇区的标号为I，II，…，VI，如图1所示。根据矢量间相角差相同的原则，取扇区的角平分线，得到的矢量即为虚拟电压矢量u₉～u₁₄。由图3可知，新加入的虚拟电压矢量幅值为原有基本电压矢量长度的

为保持磁链在空间上更趋于圆形，减小磁链波形的畸变率，可将电压矢量幅值设定为一致，即将固有电压矢量幅值压缩为原有的

倍。

经过扩展后的电压矢量所对应的三相桥的上桥臂占空比如表2所示。

表2：本发明提出的模型预测控制方案电压矢量表

式中，Sa1、Sb1、Sc1分别表示逆变器第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂的开关状态。如图4所示，当其值等于1时表示上开关管导通且占空比为1，下开关管关断；等于

时表示上开关管导通且占空比为

下开关管导通且占空比为

开关状态与上桥臂互补；等于

时表示上开关管导通且占空比为

下开关管导通且占空比为

开关状态与上桥臂互补；等于0时表示上开关管关断，下开关管导通且占空比为1。

步骤6：选择最优电压矢量。

更进一步地，步骤6中选择最优矢量的方法，包括：

在遍历矢量之前，在复平面上选择方向相反的两个矢量，并将空间分割为对称的两个区域；

计算两个区域中间电压所对应的目标函数的值并比较二者的大小，最优电压矢量即位于目标函数较小的一个区域；

接着遍历相应区域的电压矢量，同样选择令目标函数最小的电压矢量，即为最优电压矢量。

在传统方案中，需要遍历所有的矢量，即将步骤5得到的12个非零电压矢量和零矢量分别带入公式(9)(10)，将得到的k+2时刻的预测值T_e(k+2)和|ψ_s(k+2)|带入公式(11)中，计算目标函数C1～C13，选取使目标函数值最小的电压矢量，即为最优电压矢量。然而，这样计算会导致运算时间较长。

具体的，在k时刻的初始值，空间平面内都存在一个电压矢量，可使目标函数在k+2时刻为零从而达到无差跟踪，遍历所选择的最优电压矢量即为与该矢量误差最小的矢量。因此本发明采用初步排除法，在遍历矢量之前，在复平面上选择方向相反的两个矢量，例如图3所示，选择u₁₀和u₁₃，将空间平面分割为对称的I和II两个区域，首先判断最优矢量的空间位置，可大幅度减少计算所需时间。计算两个区域中间电压u₁'和u₄'对应的目标函数C1和C4的值并比较二者的大小，最优电压矢量即位于目标函数较小的一个区域。之后遍历相应区域的电压矢量，同样选择令目标函数最小的电压矢量，即为最优电压矢量。

步骤7：根据步骤6选择的最优电压矢量所对应的开关管的开关状态及占空比，得到开关管的导通时长，更新比较寄存器的值，从而由数字信号处理器产逆变器的开关信号，完成逆变器的电压矢量调制信号的生成。

具体的，如图5所示，本发明控制系统的控制框图，逆变器与电机IM连接，通过霍尔电流传感器将检测的三相电流i_sa、i_sb、i_sc经过数字信号处理器进行abc/αβ处理后得到i_sα和i_sβ并输入全阶观测器，以及经过直接采集电机控制器运算单元发出的电压矢量信号，经过数字低通滤波器进行处理后得到的定子电压u_sα，u_sβ输入全阶观测器，通过同时将码盘的转子电角速度ω_r输入全阶观测器以及转矩及磁链预测器，通过全阶观测器处理获得的k时刻定子磁链的观测值

以及定子电流i_s(k)，输入一拍延时补偿器，获得k+1时刻的状态变量ψ_s(k+1)以及i_s(k+1)后，输入转矩及磁链预测器，电压矢量u_1,2,...,14输入转矩及磁链预测器，将转矩与磁链预测器处理后获得下一时刻的定子磁链的预测值ψ_s(k+2)以及电磁转矩的预测值T_e(k+2)与电磁转矩的给定值

以及电机定子磁链幅值的给定值

输入目标函数计算单元进行计算并选择使目标函数最小的电压矢量，再将此矢量对应的逆变器第一桥臂S_a、第二桥臂S_b、第三桥臂S_c的开关状态输入逆变器中，完成逆变器的电压矢量调制信号的生成。

根据上述的方法进行实验，将传统的转矩稳态波形如图6所示，与本发明图7的稳态转矩脉冲进行比较，明显发现电磁转矩T_e脉动的抑制效果明显。

综上，本发明要解决的技术问题是克服传统模型预测控制由于电压矢量较少所引起的转矩脉动较严重的问题，同时改善系统运行的性能。针对有限控制集模型预测控制算法，提供一种基于扩展控制集的模型预测控制策略，在控制集扩展的同时，舍弃了原有的六边形构造，改为具有12矢量的圆形构造，在不影响转矩脉动的同时，使磁链的控制更为有效。在此控制集下，实现了异步电机转矩脉动的抑制，提高了运行的动态性能和稳定性。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，包括：

步骤1：信号采集；采集的信号包括直流侧电压U_dc、定子电压矢量u_s、定子电流矢量i_s、转子电角速度ω_r；

步骤2：建立异步电机离散化数学模型及全阶观测器数学模型，并将步骤1中所采集的信号代入全阶观测器数学模型中；

步骤3：将步骤2中所建立的两个模型进行延时补偿；

步骤4：构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数；

步骤5：对电压矢量进行扩展；

所述步骤5中对电压矢量进行扩展，包括：

根据矢量间相角差相同的原则，取扇区的角平分线，则得到虚拟电压矢量，并将电压矢量幅值设定为一致，即将固有电压矢量幅值压缩为原有的

倍；

步骤6：选择最优电压矢量；

所述步骤6中选择最优电压矢量的方法，包括：

在遍历电压矢量之前，在复平面上选择方向相反的两个电压矢量，并将空间分割为对称的两个区域；

计算位于两个区域的中间位置的电压矢量所对应的目标函数的值并比较二者的大小，最优电压矢量即位于目标函数较小的一个区域；

接着遍历相应区域的电压矢量，同样选择令目标函数最小的电压矢量，即为最优电压矢量；

步骤7：根据步骤6选择的最优电压矢量所对应的开关管的开关状态及占空比，得到开关管的导通时长，更新比较寄存器的值，从而由数字信号处理器产生逆变器的开关信号，完成逆变器的电压矢量调制信号的生成。

2.根据权利要求1所述的基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤1中所述直流侧电压U_dc、定子电压矢量u_s的获取方式为：

所述定子电压矢量u_s由直接采集位于数字信号处理器中的电机控制器运算单元生成的电压矢量信号，并再经过数字低通滤波器得到的值替代；所述数字低通滤波器的截止频率为f，所述定子电压矢量u_s满足如下公式：

u_s(k)＝u_s(k-1)×(1-f×T_sc)+u_i×f×T_sc (1)

式中，u_i为控制器运算单元发出的电压矢量，T_sc为控制周期时长，u_s(k)和u_s(k-1)分别表示u_s在第k和k-1时刻的值；

所述直流侧电压U_dc由霍尔电压传感器采样逆变器直流侧电压，再经过调理后得到。

3.根据权利要求2所述的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤1中所述定子电流矢量i_s的获取方式为：

利用霍尔电流传感器采集定子A相电流i_sa、定子B相电流i_sb、定子C相电流i_sc；

将所采集的电流信号经过调理后，输入数字信号处理器中，在数字信号处理器中，通过编程对获得的电流采样值i_sa、i_sb、i_sc利用公式(2)的坐标变换获得异步电机在静止坐标系α-β下的定子电流矢量i_s；

式中，i_sα为α轴电流，i_sβ为β轴电流。

4.根据权利要求3所述的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤1中所述转子电角速度ω_r的获取方式为：

在一个预设采样周期T内采样安装在电机轴上的光电式旋转编码器A、B相发出的脉冲沿个数N；

根据转子电角速度ω_r和光电式旋转编码器A、B相发出的脉冲沿个数N以及预设采样周期T之间的关系，计算出转子电角速度ω_r，计算公式为：

式中，M为光电式旋转编码器旋转一周所产生的脉冲沿个数，N_p为异步电机极对数。

5.根据权利要求4所述的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤2中所述异步电机离散化数学模型为：

以定子电流和定子磁链为状态变量，异步电机在静止坐标系α-β下的数学模型可以表示为：

式中，ψ_s＝[ψ_sα ψ_sβ]^T为定子磁链矢量，其中，ψ_sα为α轴磁链，ψ_sβ为β轴磁链；i_s＝[i_sα i_sβ]^T为定子电流矢量，u_s＝[u_sα u_sβ]^T为定子电压矢量，其中，u_sα为α轴电压，u_sβ为β轴电压；对应的系数表达式为：

其中

R_s、R_r分别为定子电阻和转子电阻；L_s、L_r、L_m分别为定子电感、转子电感、互感，j为虚数，t为时间；

同时，电机的电磁转矩用下式表示：

将异步电机在静止坐标系α-β下的数学模型的模型进行二阶欧拉离散化，且令

则将公式(4)转换为：

式中，T_sc为控制周期时长，k为时刻，x(k)为当前时刻的状态变量，x(k+1)为下一时刻状态变量的预测值，x_p(k+1)为预测校正变量；u_s(k)为当前时刻的电压矢量；因此，得到离散状态中下一时刻电磁转矩的预测值：

6.根据权利要求5所述的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤2中所述全阶观测器数学模型为：

根据磁链观测器的设计方法及根据公式(1)，获得全阶观测器数学模型为：

式中，

为定子电流和定子磁链的观测值，G为反馈增益矩阵，

为定子电流矢量的采样和定子电流矢量的观测值之间的误差，

其中b为负常数；该反馈增益矩阵将观测器的极点移动到电机数学模型极点的左侧，而不改变极点的虚部。

7.根据权利要求6所述的基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤3中将步骤2中所建立的模型进行延时补偿的方法为：

按照公式(6)预测k+1时刻的状态变量，在上一时刻输出的状态变量的基础上，对k+2时刻的状态变量进行预测，如公式(9)所示：

所对应的k+2时刻的转矩预测值为：

8.根据权利要求7所述的一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤4中构建控制异步电机的电磁转矩和磁链的目标函数为：

式中，

为电磁转矩的给定值，

为电机定子磁链幅值的给定值，K_ψ为权重系数；将磁链和转矩都按照各自的额定值进行标幺化，对应的K_ψ可表示为

式中，T_n为电机额定转矩，ψ_sn为电机定子磁链的额定幅值。

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