CN108574423A - 开关系统 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提高具有多个开关电路的开关系统中的电流检测精度。第一PWM定时生成电路通过使用比较值和计数值来生成PWM信号的边沿定时并且驱动第一开关电路。第二PWM定时生成电路通过使用比较值和计数值生成多相PWM信号的边沿定时并驱动第二开关电路。开关电路之一是公共分路型逆变器电路，其中针对多个相公共地设置所述分路电阻器。PWM定时生成电路之一将所生成的边沿定时偏移，使得一个电路的边沿定时与另一个电路的AD转换定时之间的间隔变得等于或大于预定参考值。

Description

开关系统

相关申请的交叉引用

这里通过参考并入2017年3月14日提交的日本专利申请No.2017-049171的全部公开内容，包括说明书、附图和摘要。

技术领域

本发明涉及开关系统，例如涉及控制逆变器电路、功率因数校正电路(简称为PFC电路)等中的开关定时的技术。

背景技术

日本专利公开No.4682727公开了一种方法：在通过多个逆变器电路同时驱动多个电机的电机驱动设备中，将多个逆变器电路的PWM周期设置为相同或整数倍，并且在用于PWM载波信号生成的计时器中具有三角波形状的计数值的峰值或者底部(即，PWM周期的中心)处执行A/D转换。

日本未审专利申请公开No.2012-80740描述了逆变器控制设备设置有校正每个开关信号和电流检测定时两者或其中之一的装置，使得由功率因数改善电路和逆变器电路的开关造成的噪声不会干扰电流检测。

日本未审专利申请公开No.2012-182874公开了一种在电机控制设备中控制载波信号的相位或占空比值的方法，使得组合其中三相中两相的相电流同时流过T时间或更长时间的间隔和其中两相中至少一相的相电流单独流过T时间或更长时间的间隔。

发明内容

例如，如逆变器电路或PFC电路等的开关电路通常具有用于检测电流的分路电阻器。控制设备将由分路电阻器检测出的电流值转换为数字值，并通过使用该数字值执行预定的操作，由此控制开关电路的开关定时。在这种情况下，当在检测电流值的采样定时处发生由开关电路产生的开关噪声时，检测电流值的精度可能恶化。特别是，在具有多个这样的开关电路的开关系统中，由于多个开关电路产生的开关噪声可能在各种定时处发生，因此变得更难以高精度地检测电流值。

例如，如在日本专利公开No.4682727中公开的，考虑了如下方法：将多个开关电路的PWM周期确定为相同并且将采样定时确定在具有三角形波形状的计时器的计数值的峰值或者底部处。当每个开关电路是具有三个分路电阻器的3分路逆变器电路等时，可以应用该方法，并且可以减小开关噪声的影响。然而，在开关电路包括仅具有一个分路电阻器的1分路逆变器电路的情况下，由于在计数值的峰值或者底部处无法检测到电流，所以难以应用该方法。

例如，如在日本未审专利申请公开No.2012-80740中所公开的，也考虑如下方法：校正开关定时和/或采样定时中的每一个，以使得开关噪声不干扰每个电流检测。该方法被认为是一种有用的方法。但是，在实际进行校正时，需要各种设备。在日本未审专利申请公开No.2012-80740中，没有描述伴随该校正的具体过程等。

考虑到上述情况而做出以下实施例，并且从说明书和附图的描述中，其他问题和新颖特征将变得显而易见。

根据实施例的开关系统具有第一PWM定时生成电路和第二PWM定时生成电路、第一开关电路和第二开关电路以及第一AD转换电路和第二AD转换电路。第一PWM定时生成电路通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM信号的边沿定时并驱动第一开关电路。第二PWM定时生成电路通过使用被供给的第二比较值和第二计数值来生成第二PWM信号的边沿定时并驱动第二开关电路，所述第二计数值与所述第一计数值相同或者所述第二计数值与所述第一计数值具有预定关系。第一开关电路和第二开关电路中的一个是公共分路型逆变器电路，其中针对多个相共同地设置分路电阻器。第一PWM定时生成电路或第二PWM定时生成电路对所产生的边沿定时进行偏移，使得一个电路的边沿定时与另一个电路的AD转换定时之间的间隔变得等于或大于预定参考值。

根据实施例，在具有多个开关电路的开关系统中，可以提高电流检测的精度。

附图说明

图1是示出根据本发明第一实施例的开关系统的一般配置例子的示意图。

图2是示出图1中的1分路逆变器电路的电流检测的定时例子的定时图。

图3是示出图1中的微控制器的主要部分的配置例子的示意图。

图4是示出当图3中的控制器通过使用第一定时生成方法生成定时时的具体例子的定时图。

图5是示出基于图4的定时生成方法的图3的控制器的处理例子的流程图。

图6是示出当图3中的控制器通过使用第一定时生成方法生成定时时的另一具体例子的定时图。

图7是示出当图3中的控制器通过使用第一定时生成方法生成定时时的又一具体例子的定时图。

图8是示出图7中的交织型PFC电路的配置例子的电路图。

图9是示出图4的定时生成方法的应用例子的定时图。

图10是示出在根据本发明第二实施例的开关系统中、当图3中的控制器通过使用第二定时生成方法生成定时时的具体例子的定时图。

图11是示出基于图10的定时生成方法的图3中的控制器的处理例子的流程图。

图12是示出当图3中的控制器通过使用第二定时生成方法生成定时时的另一具体例子的定时图。

图13是示出在根据本发明第三实施例的开关系统中、当图3中的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的处理例子的流程图。

图14是示出图13的一部分的处理的更详细例子的流程图。

图15是示出图13的一部分的处理的更详细例子的流程图。

图16A和图16B是示出图13中的处理的具体例子的定时图。

图17是示出通过修改图13获得的处理例子的流程图。

图18是示出当图3中的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的另一具体例子的定时图。

图19是示出当图3中的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的又一具体例子的定时图。

图20是示出当图3中的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的又一具体例子的定时图。

图21A是示出在根据本发明第四实施例的开关系统中、图3中的PWM定时生成电路的主要部分的配置例子的电路框图，图21B是示出图21A的操作例子的定时图。

图22是示出在作为本发明的比较例子的开关系统中的一般配置例子的示意图。

图23是示出图22中的微控制器的主要部分的配置例子的示意图。

图24是示出在图22的开关系统中作为第一比较例子的电流检测方法的例子的示意图。

图25是示出在图22的开关系统中作为第二比较例子的电流检测方法的例子的示意图。

图26是示出在图25的电流检测方法中的问题的例子的定时图。

具体实施方式

在以下的实施方式中，为了方便起见，将实施例分成多个部分或者实施例进行说明。除非另外明确说明，否则它们之间不是非相关的，而是具有诸如修改、应用、详细描述和补充说明的关系，其中一个是另一个的一部分或全部。在以下的实施例中，在涉及元件数量等(包括个数、数值、数量和范围)的情况下，除了明确提到的情况、本发明原则上明确地限于特定值的情况等，本发明不限于特定值。该数量可以大于或小于特定值。

另外，在以下的实施例中，显而易见的是，除了明确提及的情况以外，组件(包括操作步骤)并不总是一定需要，除非明确提及的情况、认为组件原理上明显需要的情况等。类似地，在下面的实施例中，当提到组件的形状、位置关系等时，除了明确提到的情况、原理上认为形状等并非明显相似的情况，它们实质上包括与它们近似或类似的形状等。这同样适用于数量和范围。

在下文中，将参照附图详细描述本发明的实施例。在用于说明实施例的所有附图中，作为规则，相同的附图标记被指定给相同的部件，并且将不给出重复的描述。

第一实施例

开关系统的一般配置

图1是示出根据本发明第一实施例的开关系统的一般配置例子的示意图。图1的开关系统具有整流电路RCT、多个开关电路、微控制器MCU以及多个负载设备LD1和LD2。每个开关电路是包括由PWM(脉宽调制)信号驱动的开关晶体管的电路，并且在图1的示例中，开关电路对应于PFC电路PFC和逆变器电路INV_A和INV_B。

整流电路RCT具有四个整流二极管并且对输入交流电位Vac进行全波整流。PFC电路PFC具有电感器L0、开关晶体管TR0、分路电阻器Rs0、二极管D0和电容器C0，并且根据由整流电路RCT全波整流的电位生成DC电源电位Vdc。开关晶体管TR0例如是IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)等。

具体而言，PFC电路PFC通过开关晶体管TR0的开关，将在电感器L0中流动的平均电流(和提供给整流电路RCT的电流)控制为正弦波形，并且还当作为接地电源电位的节点ND0的电位是参考时在电容器C0的两端处生成预定电平的升压电源电位(直流电源电位Vdc)。耦合到开关晶体管TR0的一端(在这种情况下为发射极节点)的分路电阻器Rs0通过检测在电感器L0中流动的电流并将电流转换成电压来生成检测电流信号Idet0。

每个逆变器电路INV_A和INV_B具有作为开关晶体管(例如，IGBT、MOSFET等)的多个(在这种情况下为三相)高侧晶体管TRhu、TRhv和TRhw以及低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw。例如，在逆变器电路INV_A中，在直流电源电位Vdc与u相输出节点NDu之间设置u相的高侧晶体管TRhu，并且在u相输出节点NDu和节点ND1之间设置u相的低侧晶体管TRlu作为接地电源电位。类似地，v相的高侧晶体管TRhv和低侧晶体管TRlv分别设置在v相输出节点NDv的直流电源电位Vdc侧和接地电源电位侧。w相的高侧晶体管TRhw和低侧晶体管TRlw分别设置在w相输出节点NDw的直流电源电位Vdc侧和接地电源电位侧。

逆变器电路INV_A通过开关晶体管(TRhu、TRhv、TRhw、TRlu、TRlv和TRlw)的开关在相的输出节点(NDu、NDv和NDw)处产生三相的AC电位(AC功率)，并通过AC功率驱动负载设备LD1。负载设备LD1例如是安装在压缩机、风扇等上的三相电机。类似地，逆变器电路INV_B通过设置在DC电源电位Vdc和节点ND2之间的开关晶体管的开关，在相的输出节点处产生三相AC电位(AC功率)作为接地电源电位，并通过AC功率驱动诸如3相电机等的负载设备LD2。

逆变器电路INV_A进一步包括三个分路电阻器Rs1u、Rs1v和Rs1w，以检测相中的驱动电流。分路电阻器Rs1u耦合在低侧晶体管TR1u的一端(在这种情况下为发射极节点)与节点ND1之间，分路电阻器RS1v耦合在低侧晶体管TR1v的一端与节点ND1之间，并且分路晶体管RS1w连接在低侧晶体管TR1w的一端与节点ND1之间。分路电阻器Rs1u在低侧晶体管TRlu的导通时段中检测u相的驱动电流并将其转换为电压，从而生成检测电流信号Idet1u。类似地，分路电阻器Rs1v在低侧晶体管TR1v的导通时段中检测v相的驱动电流并将其转换为电压，由此生成检测电流信号Idet1v，并且分路电阻器Rs1w检测低侧晶体管TR1v的导通时段中w相的驱动电流并将其转换为电压，从而生成检测电流信号Idet1w。在本说明书中，将如上所述的针对三相分开设置分路电阻器的逆变器电路称为单独分路型逆变器电路或3分路逆变器电路。

另一方面，与逆变器电路INV_A不同，逆变器电路INV_B具有一个分路电阻器Rs2以检测相中的驱动电流。分路电阻器Rs2耦合在三相的低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw的公共耦合节点(在这种情况下为发射极节点)与节点ND2之间。详细情况将参照图2进行描述，分路电阻器Rs2通过基于低侧晶体管TRlu、TRlv、TRlw的导通/截止状态的组合检测三相的驱动电流并将其转换为电压，由此生成检测电流信号Idet2。在本说明书中，如上所述将针对三相公共设置分路电阻器的逆变器电路称为公共分路型逆变器电路或1分路逆变器。尽管也存在使用电流互感器等的逆变器电路，具体在家用电器等中，但是在很多情况下，使用3分路逆变器电路或1分路逆变器电路。

微控制器(换句话说，半导体器件或控制器件)MCU由例如单个半导体芯片构成，在使用接地电源电位GND作为参考的电源电位VDD上操作，并且控制开关电路(PFC、INV_A和INV_B)。微控制器MCU具有多个模数转换电路(缩写为AD转换电路)ADC0至ADC2。AD转换电路ADC0将来自PFC电路PFC中的分路电阻器Rs0的检测电流信号(即，模拟值)Idet0转换为数字值。微控制器MCU通过反映数字值来产生栅极控制信号GS作为PWM信号，并通过栅极控制信号GS对PFC电路PFC中的开关晶体管TR0进行开关控制。

模数转换电路ADC1(实际上提供多个模数转换电路)将来自逆变器INV_A中的分路电阻器Rs1u、Rs1v和Rs1w的检测电流信号(模拟值)Idet1u、Idet1v和Idet1w转换成数字值。微型计算机MCU通过反映数字值来产生栅极控制信号UH、VH和WH作为PWM信号，并且通过栅极控制信号UH、VH和WH来分别开关控制逆变器电路INV_A中的高侧晶体管TRhu、TRhv和TRhw。微型计算机MCU还产生栅极控制信号UL、VL和WL，栅极控制信号UL、VL和WL成为栅极控制信号UH、VH和WH的互补信号(严格地说，包括伴随死区时间的偏差等)，并且通过栅极控制信号UL、VL和WL分别开关控制逆变器电路INV_A中的低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw。

类似地，模数转换电路ADC2将来自逆变器电路INV_B的检测电流信号Idet2转换为数字值。微控制器MCU通过反映数字值来产生成为PWM信号的栅极控制信号UH、VH、WH、UL、VL和WL，并对逆变器电路INV_B中的开关晶体管进行开关控制。

图2是示出图1中的1分路逆变器电路的电流检测的定时例子的定时图。在1分路逆变器电路INV_B中，首先，在低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw中仅一个相位导通的时段期间检测第一电流值。在图2的例子中，v相的电流值Iv被检测作为检测电流信号Idet2，其伴随着v相的栅极控制信号VL的“H”电平(导通电平)以及u相和w相的栅极控制信号UL和WL的“L”电平(截止电平)。

随后，在低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw中的两相导通的时段中检测第二电流值。在图2的例子中，v相的电流值Iv和w相的电流值Iw的总值被检测作为检测电流信号Idet2，其伴随v相和w相的栅极控制信号VL和WL的“H”电平以及u相的栅极控制信号UL的“L”电平。由于v相的电流值Iv已经被读取为第一电流值，所以通过从第二电流值中减去第一电流值，可以计算出w相的电流值Iw。此外，根据基尔霍夫定律在三相中流动的电流值之和(Iu+Iv+Iw)变为零，也可以计算电流值Iu(＝Iv-Iw)。

如上所述，三相的电流值可以通过单个分路电阻器Rs2检测。如果两相的占空比值相等(例如，栅极控制信号UL和WL的上升边沿匹配的情况)，则执行预先偏移一个相位(例如，栅极控制信号UL)的两个边沿的处理以确保电流值(Iw+Iv)的采样定时。尽管在栅极控制信号的上升边沿的部分处执行电流检测，但类似地，也可以在下降边沿的部分处执行电流检测。

在图1中，例如整流电路RCT、多个开关电路(PFC、INV_A和INV_B)以及微控制器MCU由单独的部件构成并且安装在单个印刷电路板等或者多个印刷电路板中。结果，作为接地电源电位的三个节点ND0、ND1和ND2被诸如印刷线路板的导线、基板之间的电缆等的浮动电感LS1和LS2严格分离。节点处的电位根据开关电路中流动的电流的变化而相对变化。结果，根据微控制器MCU的接地电源电位GND所耦合的节点ND0、ND1或ND2，分路电阻器的电压看起来不同。

例如，当节点ND0耦合到微控制器MCU的接地电源电位GND时，微控制器MCU可以高精度地检测流过PFC电路PFC中的分路电阻器Rs0的电流I0。但是，在检测逆变器电路INV_A的分路电阻器(例如Rs1v)中流过的电流值I1的情况下，根据电流值I1的变化在接地电源电位GND(节点ND0)上叠加“LS1×d(I1)/dt”的电位(换句话说，接地噪声)。结果，由于接地噪声，有一种情况是微控制器MCU不能以高精度检测电流值I1。类似地，在检测逆变器电路INV_B的分路电阻器Rs2中流动的电流值I2的情况下，根据电流值I2(和I1)的变化在接地电源电位GND上也重叠接地噪声“LS1×d(I1+I2)/dt+LS2×d(I2)/dt”。结果，存在微控制器MCU不能以高精度检测电流值I2的情况。

如上所述，在安装有两个或更多个开关电路的开关系统中，在共同使用电源电位/接地电源电位的系统中，存在这样的可能性：根据耦合微控制器MCU的接地电源电位GND的布线图案的位置，分路电阻器检测电流值的精度劣化。特别是，在几安培或更大的开关电流的开关电路中，上述接地噪声也增加，使得这种检测精度的恶化可能变得更加明显。因此，图1所示的开关系统需要能够降低节点ND0、ND1和ND2中的至少两个(理想的是三个)节点上的浮动电感的影响的机制。

开关系统的一般配置和问题(比较例子)

图22是示出在作为本发明的比较例子的开关系统的一般配置例子的示意图。图23是示出图22中的微控制器的主要部分的配置例子的示意图。图22所示的开关系统与图1的配置例子的不同之处在于：图1中的1分路逆变器电路INV_B被3分路逆变器电路INV_A1取代，并且微控制器MCU'的输入输出信号也相应地变得不同。

图23中所示的微控制器MCU'具有控制器CTLU和AD转换电路ADC。控制器CTLU具有减法电路(误差检测电路)SB、电压命令值计算电路VCMDG、占空比计算电路DTYG、PWM定时生成电路PWMTG'和AD转换定时生成电路ADCTG。AD转换电路ADC将来自PFG电路PFC的逆变器电路INV或分路电阻器的检测电流信号(模拟值)Idet转换为数字值IDET。

减法电路SB在分开计算的电流命令值ICMD和数字值IDET之间计算误差。电压命令值计算电路VCMDG接收来自减法电路SB的误差，并通过PID(比例积分微分)控制、PD控制等计算用于减小误差的电压命令值。占空比计算电路DTYG根据电压命令值计算占空比值，并输出与占空比值对应的比较值。PWM定时生成电路PWMTG'通过使用来自占空比计算电路DTYG的比较值与由内部提供的计数器产生的具有三角形波形的计数值的比较结果，例如生成单相或多相的PWM信号的边沿定时。PWM定时生成电路PWMTG'通过具有生成的边沿定时的PWM信号来驱动逆变器电路INV或PFC电路PFC中的开关晶体管。基于PWM定时生成电路PWMTG'的PWM信号的边沿定时，AD转换定时生成电路ADCTG生成AD转换电路ADC的AD转换定时(采样定时)。

例如，在经由逆变器电路INV控制作为负载设备LD的电机的情况下，电流指令值ICMD成为与用于将电机设置为预定转速的转矩对应的值。该值由微控制器MCU'根据电机转速的检测结果等分别计算。例如，在驱动PFC电路PFC的情况下，电流命令值ICMD成为以正弦波形波动的值。该值例如由微控制器MCU'基于成为图22中的PFC电路PFC的输入的经过全波整流的信号、直流电源电位Vdc的大小等单独计算。尽管这里示出了一组控制器CTLU和AD转换电路ADC，但是实际上可以根据控制对象的数量设置多组控制器CTLU和AD转换电路ADC。

图24是示出在图22的开关系统中作为第一比较例子的电流检测方法的例子的示意图。为了提高电流检测精度，考虑了一种提供差分放大电路DAMP的方法，其放大图24所示的每个分路电阻器两端电压之间的差值。在图24的例子中，微控制器MCU'的接地电源电位GND和差分放大电路DAMP经由浮动电感LS3耦合到节点ND2。

在这种情况下，例如，当分路电阻器Rs2v的一端(节点ND2)的电位仅波动“LS3·d(I2)/dt”时，所述波动以接地电源电位GND作为参考、与3分路逆变器电路INV_A1的电流值I2相关联，则分路电阻器Rs2v的另一端的电位也以相同的方式波动。当由差分放大电路DAMP放大时，波动量作为同相分量被去除，只有分路电阻器Rs2v的端子两端的电压(电流值I2×分路电阻值)被放大，并且放大的电压输出到微控制器MCU'的AD转换电路ADC。

通过如上所述地设置差分放大电路DAMP，能够基本消除节点ND0、ND1、ND3的相对电位波动的影响。然而，由于差分放大电路DAMP通常是外部部件，所以关注到与其伴随的安装面积的增加、成本的增加等。另外，在接地电源电位GND的波动范围超过差分放大电路DAMP的线性操作范围时，无法提高电流检测精度。

图25是示出在图22的开关系统中作为第二比较例子的电流检测方法的例子的定时图。在图25中，在两个3分路逆变器电路INV_A和INV_A1中，设置相同的PWM周期Tpwm，并且在三角波形状的计数值的峰值处(即，PWM周期Tpwm的中心)执行AD转换。也就是说，在两个3分路逆变器电路INV_A和INV_A1中，在三相的低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw都导通的时段的中心附近的定时处执行电流检测。

在这种情况下，PWM信号(栅极控制信号UL、VL和WL)的边沿没有存在于执行电流检测的定时附近，所以在3分路逆变器电路INV_A和INV_A1中流动的电流中不会产生较大的波动(dI/dt)。结果，在执行电流检测的定时，可以基本上忽略伴随着上述浮动电感的接地噪声，从而能够高精度地执行电流检测。

图26是示出在图25的电流检测方法中的问题的例子的定时图。图25的方法可以应用于由3分路逆变器电路和PFC电路构成的系统，但是难以将该方法应用于包括如图1所示的一个或多个1分路逆变器电路INV_B的系统。在使用1分路逆变器电路INV_B的情况下，与使用3分路逆变器电路的情况相比，能够减少分路电阻器的数量，所以从降低系统的尺寸和成本等方面而言是有利的。

在图26中，在3分路逆变器电路INV_A和1分路逆变器电路INV_B中，设置相同的PWM周期Tpwm。在3分路逆变器电路INV_A中，以类似于图25的情况的方式，将采样定时设置在PWM周期Tpwm的中心附近。另一方面，在1分路逆变器电路INV_B中，如参照图2所说明的那样，将采样定时设置在三相的栅极控制信号UL、VL和WL的上升边沿的中间点附近。在图26的例子中，v相的电流值Iv在栅极控制信号VL的上升边沿与栅极控制信号WL的上升边沿之间的中间点处被采样，并且v相的电流值Iv和w相的电流值Iw的总电流值在栅极控制信号WL的上升边沿和栅极控制信号UL的上升边沿之间的中间点处被采样。

如果采样定时(例如，Iv的采样定时)和上升边沿(例如，VL的上升边沿)之间的间隔太窄，则由于1分路逆变器电路INV_B中的伴随该边沿的电流变化而将接地噪声叠加在接地电源电位GND上，并且电流检测精度降低。因此，希望将电流检测定时设置在边沿之间的中间点附近。当相邻边沿的间隔较窄并且即使通过将采样定时设置在边沿的中间点附近也不能保证足够的间隔时，在保持占空比的同时偏移预定PWM信号的边沿就足够了。

当通过如上所述设置1分路逆变器电路INV_B的采样定时、仅通过一个1分路逆变器电路INV_B构造系统时，能够以高精度执行电流检测。然而，当系统还包括另一个开关电路时，担心伴随另一个开关电路的开关的接地噪声在1分路逆变器电路INV_B的采样定时叠加在接地电源电位GND上。

例如，在图26的例子中，3分路逆变器电路INV_A的w相和u相分别在1分路逆变器电路INV_B的电流值Iv和“Iv+Iw”的采样定时处进行开关。由于伴随开关的接地噪声，微控制器MCU'可能变得难以高精度地检测电流值Iv和“Iv+Iw”。

日本未审专利申请公开No.2012-80740描述了：在同时操作PFC电路和逆变器电路时，当PFC电路和逆变器电路中的一个的采样定时与另一个电路的开关定时重叠时，偏移采样定时或开关定时。没有描述定时的确定标准和偏移的具体过程。特别是，当PFC电路是交织型时，在PWM周期中存在许多采样定时和许多开关定时。因此，当定时重叠不够时，进行简单的偏移过程是可能的。

微控制器的主要部分的概要配置和概要操作

图3是示出图1中的微控制器的主要部分的配置例子的示意图。图3所示的微控制器MCU具有两组，每组由图23所示的控制器CTLU和AD转换电路ADC构成。第一组中的AD转换电路ADCa基于来自AD转换定时生成电路ADCTGa的AD转换定时将来自向负载设备LDa供电的开关电路SWCa中的分路电阻器的检测电流信号IdetA转换为数字值IDETa。第一组的控制器CTLUa产生其中反映数字值IDETa的PWM信号，并驱动开关电路SWCa中的开关晶体管。

类似地，第二组中的AD转换电路ADCb基于来自AD转换定时生成电路ADCTGb的AD转换定时，将来自向负载设备LDb供电的开关电路SWCb中的分路电阻器的检测电流信号IdetB转换为数字值IDETb。第二组的控制器CTLUb产生其中反映数字值IDETb的PWM信号，并驱动开关电路SWCb中的开关晶体管。

在图3中，与图23的情况不同，控制器CTLUa中的PWM定时生成电路PWMTGa通过利用内部生成的三角波形状的计数值和来自占空比计算电路DTYGa的比较值、还有来自控制器CTLUb的信息，来生成单相或多相的PWM信号的边沿定时。具体而言，PWM定时生成电路PWMTGa通过使用来自PWM定时生成电路PWMTGb的边沿定时和/或来自AD转换定时生成电路ADCTGb的AD转换定时(采样定时)来生成边沿定时。AD转换定时生成电路ADCTGa基于边沿定时生成AD转换电路ADCa的AD转换定时。

类似地，控制器CTLUb中的PWM定时生成电路PWMTGb通过使用内部产生的三角波形状的计数值和来自占空比计算电路DTYGb的比较值、还有来自控制器CTLUa的信息，来生成单相或多相的PWM信号的边沿定时。具体而言，PWM定时生成电路PWMTGb通过使用来自PWM定时生成电路PWMTGa的边沿定时和/或来自AD转换定时生成电路ADCTGa的AD转换定时(采样定时)来生成边沿定时。AD转换定时生成电路ADCTGb基于边沿定时生成AD转换电路ADCb的AD转换定时。

每个开关电路SWCa和SWCb是逆变器电路INV或PFC电路PFC。开关电路SWCa和SWCb中的至少一个开关电路是图1中的1分路逆变器电路(公共分路型逆变器电路)INV_B。尽管细节将不被描述，但是PWM定时生成电路PWMTGa中使用的三角波形状的计数值和PWM定时生成电路PWMTGb中使用的三角波形状的计数值具有相同频率或频率的整数倍的关系，并且计数值成为最大值(换句话说，峰值)或最小值(换言之，底部)时的定时被同步。也就是说，峰值是同步的，底部是同步的，或者峰值和底部是同步的。当计数值的频率相同时，在其他电路中可以使用由PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb中的一个生成的计数值。

定时生成方法[1a]

图4是示出当图3中的控制器通过使用第一定时生成方法生成定时时的具体例子的定时图。图5是示出基于图4的定时生成方法的图3中的控制器的处理例子的流程图。第一定时生成方法的概要如图4和图5所示如下。首先，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb在每个PWM周期生成PWM信号的边沿定时。此后，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb中的一个将产生的边沿定时偏移，以便与由另一个电路生成的边沿定时同步。

在图4的例子中，控制器CTLUa生成3分路逆变器电路INV_A的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb生成1分路逆变器电路INV_B的边沿定时和AD转换定时。在3分路逆变器电路INV_A中，PWM定时生成电路PWMTGa将基于升降计数器的三角波形状的计数值UPCTN与被供给的相位(三相)的每个比较值进行比较，由此生成栅极控制信号(PWM信号)UL、VL和WL的边沿定时。在使用这样的三角波形状的计数值UPCTN的方法中，在每个相位中，在相对于PWM周期Tpwm(即，计数值UPCTN的周期)的中心对称的位置中确定上升边沿定时和下降边沿定时。AD转换定时生成电路ADCTGa确定在PWM周期Tpwm的中心(在这种情况下，三角波的峰值)附近的AD转换定时。

实际上，由于在AD转换定时生成电路ADCTGa生成的AD转换定时与AD转换电路ADCa实际执行AD转换的定时之间的延迟等可能发生错误。AD转换电路ADCa实际执行AD转换的定时不一定必须与PWM周期Tpwm的中心匹配，而是可以在中心附近。结果，由AD转换定时生成电路ADCTGa生成的AD转换定时也可以在中心附近。

在生成相的边沿定时之后，如果在每个相中相邻的上升边沿定时EG11、EG12和EG13的间隔小于第二参考值(例如，2μs)，则PWM定时生成电路PWMTGa将相应相的两个(上升和下降)边沿定时偏移，使得所述间隔变为第二参考值或更大。也就是说，由于PWM定时生成电路PWMTGa的控制对象是3分路逆变器电路INV_A，所以原来不需要这样的偏移处理，但考虑到1分路逆变器电路INV_B的AD转换定时而执行偏移处理。

另一方面，在1分路逆变器电路INV_B中，PWM定时生成电路PWMTGb比较预定的计数值和所供给的相的比较值，由此生成栅极控制信号(PWM信号)UL、VL和WL的边沿定时。预定计数值是计数值UPCTN，其是与在PWM定时生成电路PWMTGa中使用的相同计数值UPCTN，或者预定计数值是与计数值UPCTN具有相同频率并在峰值或底部定时处与计数值UPCTN同步的三角波形状的计数值。例如，PWM定时生成电路PWMTGb可以使用由PWM定时生成电路PWMTGa公共生成的计数值UPCTN，或者单独生成计数值，或者在一些情况下生成计数方向(上方向或下方向)与PWM定时生成电路PWMTGa的计数值的计数方向相反的计数值。

PWM定时生成电路PWMTGb使生成的上升边沿定时EG21、EG22和EG23偏移，以与由PWM定时生成电路PWMTGa生成的上升边沿定时EG11、EG12、EG13同步。此时，PWM定时生成电路PWMTGb使生成的三相的上升边沿定时EG21、EG22、EG23偏移，使得具有较宽脉冲宽度的相被分配给上升边沿定时EG11、EG12、EG13中较早的定时。

在图4的例子中，PWM定时生成电路PWMTGb使具有最宽脉冲宽度的w相的上升边沿定时EG21仅提前Δt1，以便与最早的边沿定时EG11同步。PWM定时生成电路PWMTGb将具有第二宽脉冲宽度的v相的上升边沿定时EG22仅提前Δt2，以便与第二早的边沿定时EG12同步。类似地，PWM定时生成电路PWMTGb将具有第三宽脉冲宽度的u相的上升边沿定时EG23仅延迟Δt3，以与第三早的边沿定时EG13同步。

AD转换定时生成电路ADCTGb确定在边沿定时EG21和EG22之间的中间点附近检测电流值Iw的AD转换定时(采样定时)，并确定在边沿定时EG22和EG23之间的中间点附近检测电流值“Iw+Iv”的AD转换定时。此时，如上所述，由于将第二参考值(例如2μs)或更大的值确保为在边沿定时EG11、EG12、EG13中相邻边沿的间隔，所以第一参考值(例如1μs)或更大的值可以被确保为每个AD转换定时与相邻边沿定时之间的间隔。第一参考值例如是可以忽略在AD转换上造成的伴随着边沿定时的接地噪声的影响的最小间隔，并且第二参考值例如是最小间隔的两倍或者更大的间隔。

图3中的控制器CTLUa和CTLUb根据图4所示的定时生成方法执行如图5所示的流程。例如，控制器CTLUa和CTLUb被安装以主要通过处理器执行程序处理等，并且图5的流程只能由程序处理执行。在图5中，PWM定时生成电路PWMTGa生成3分路逆变器电路INV_A的PWM信号的边沿定时(步骤S101)，并且PWM定时生成电路PWMTGb生成1分路逆变器电路INV_B的PWM信号的边沿定时(步骤S102)。

随后，在3分路逆变器电路INV_A和1分路逆变器电路INV_B中的一个(在图4的示例中，3分路逆变器电路INV_A)被确定为参考逆变器的状态下，参考逆变器侧的PWM定时生成电路PWMTGa执行步骤S103的处理。也就是说，当在步骤S101中生成的PWM信号的相位的边沿间隔小于第二参考值时，PWM定时生成电路PWMTGa偏移相应相的两个边沿定时，使得边沿间隔变得等于或大于第二参考值(步骤S103)。

随后，另一个逆变器(在图4的示例中，1分路逆变器电路INV_B)侧的PWM定时生成电路PWMTGb将在步骤S102中生成的三个相的PWM信号中具有最宽脉冲宽度的相的上升边沿(EG21)偏移，以便与参考逆变器侧的最早的上升边沿EG11)同步(步骤S104)。PWM定时生成电路PWMTGb将具有第二宽的脉冲宽度的相的上升边沿(EG22)偏移以便与第二早的上升边沿(EG12)同步，并将第三宽的相的上升边沿(EG23)偏移以便与第三早的上升边沿(EG13)同步(步骤S105和S106)。

3分路逆变器电路INV_A中的AD转换定时生成电路ADCTGa确定AD转换定时在生成的PWM信号的任意相的脉冲中心附近(步骤S107)。1分路逆变器电路INV_B中的AD转换定时生成电路ADCTGb确定AD转换定时(EG22)在第一上升边沿(EG21)和第二上升边沿(EG22)之间的中间点附近以及第二上升边沿(EG22)和第三上升边沿(EG23)之间的中间点附近(步骤S108)。

在步骤S107中，在图4所示的PWM周期Tpwm中，步骤S103的处理不是必需的。然而，在需要步骤S103的处理的PWM周期的情况下，在PWM周期的中心处AD转换定时并不总是好的。在步骤S103的处理中，例如，在第二早的边沿定时(换句话说，具有第二宽脉冲宽度的相)被固定的状态下，最早的边沿定时(具有最宽脉冲宽度的相)被提前或第三早的边沿定时(具有第三宽脉冲宽度的相)被延迟，由此确保边沿间隔。在这种情况下，确定AD转换定时例如在具有第三宽脉冲宽度的相的中心附近就足够了。

虽然已经参考图4和图5描述了对上升边沿定时的调整方法，但类似地，可以使用对下降边沿定时的调整方法。在这种情况下，作为1分路逆变器电路INV_B中的相的下降边沿定时，在3分路逆变器电路INV_A中的下降边沿定时中将具有更宽脉冲宽度的相分配给后面的定时。AD转换定时被设置在1分路逆变器电路INV_B中的相的下降边沿定时的中间点附近。在以下实施例中，将1分路逆变器电路INV_B的AD转换定时设置为上升边沿侧的情况将被作为示例进行描述。除非另有说明，否则该情况可以被将AD转换定时设置为下降边沿的情况替代。

图6是示出图3的控制器通过使用第一定时生成方法生成定时时的另一具体例子的定时图。在图6的例子中，控制器CTLUa产生1分路逆变器电路INV_B1的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb产生另一个1分路逆变器电路INV_B2的边沿定时和AD转换定时。同样在这种情况下，类似图4的情况，通过确保第二参考值或更大值作为参考侧的逆变器电路(图5中的参考逆变器)的每个边沿间隔，可确保第一参考值或更大值作为每个AD转换定时和与其相邻的边沿定时之间的间隔。

当两个要控制的目标都是类似图6所示情况的1分路逆变器电路INV_B1和INV_B2时，图5中的参考逆变器可以是任何的1分路逆变器电路。当要被控制的目标是类似图4情况的3分路逆变器电路INV_A和1分路逆变器电路INV_B时，图5中的参考逆变器希望是3分路逆变器电路INV_A。原因在于，当3分路逆变器电路INV_A的边沿定时大幅偏移时，变得难以确定3分路逆变器电路INV_A的AD转换定时。

图7是示出图3的控制器通过使用第一定时生成方法生成定时时的又一具体例子的定时图。图8是示出图7中的交织型PFC电路的配置例子的电路图。在图7的例子中，控制器CTLUa产生1分路逆变器电路INV_B的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb产生交织型的PFC电路PFC_B的边沿定时和AD转换定时。

在开关系统中，存在使用交织型PFC电路PFC_B代替图1所示的PFC电路PFC的情况，以便减少纹波电流等。如图8所示，交织类型的PFC电路PFC_B具有两组电感器L0、二极管D0、开关晶体管TR0和分路电阻器Rs0(电感器L0a和L02、二极管D0a和D0b、开关晶体管TR0a和TR0b以及分路电阻器Rs0a和Rs0b)。开关晶体管TR0a和TR0b由两相的栅极控制信号(PWM信号)GSa和GSb交替地驱动。

例如，如图7所示，在PWM定时生成电路PWMTGa中使用的三角波形状的计数值UPCTN的频率的2倍的频率处，PFC电路PFC_B侧的PWM定时生成电路PWMTGb通过使用其底部与计数值UPCTN的峰值同步的三角波形状的计数值UPCNN2生成两相的栅极控制信号GSa、GSb。三角波形状的计数值UPCTN2例如由加减计数器生成。例如，在PWM定时生成电路PWMTGa中使用的三角波形状的计数值UPCTN的PWM周期Tpwm1是1/(20kHz)，并且在PWM定时发生电路PWMTGb中使用的三角波形状的计数值UPCTN2的PWM周期Tpwm2的是1/(40kHz)。

PFC电路PFC_B侧的AD转换定时生成电路ADCTGb使用三角波形状的计数值UPCTN2的峰值处的定时作为参考，确定作为两相中一相(在这种情况下为栅极控制信号GSa侧)的AD转换定时。AD转换定时生成电路ADCTGb使用三角波形状的计数值UPCTN2底部处的定时作为参考，确定另一相(在此情况下为栅极控制信号GSb侧)的AD转换定时。

如上所述，当开关系统包括交织型的PFC电路PFC_B和1分路逆变器电路INV_B时，使用PFC电路PFC_B作为图5中的参考逆变器来产生1分路逆变器电路INV_B的边沿定时就足够了。在PFC电路PFC_B中，使用每个PWM周期占空比改变的栅极控制信号GSa和GSb。通常，夹着AD转换定时的相邻边沿的间隔保持在第二参考值(例如，2μs)或更大。具体而言，在图7中，栅极控制信号GSb的下降边沿定时EG21和上升边沿定时EG22之间的间隔以及上升边沿定时EG22和下降边沿定时EG23之间的间隔保持在第二参考值或更大。栅极控制信号GSa是相似的。

如图7所示，1分路逆变器电路INV_B侧的PWM定时生成电路PWMTGa将相的栅极控制信号(PWM信号)UL、VL、WL的边沿定时与栅极控制信号GSa或GSb的边沿定时同步(在图7的示例中，GSb)。以类似于图4等的情况的方式，作为边沿定时，将具有较宽脉冲宽度的相被分配给较早的定时。在图7的例子中，脉冲宽度按照v相、w相、u相的降序而变宽，上升边沿定时EG11、EG12、EG13分别分配给PFC电路PFC_B的边沿定时EG21、EG22、EG23。

定时生成方法[1b]

图9是示出图4的定时生成方法的应用例子的定时图。在图9中，示出了基本上类似于图4的定时图。与图4不同的是，1分路逆变器电路INV_B侧的PWM定时生成电路PWMTGb确定三相的PWM信号中的上升边沿定时与3分路逆变器电路INV_A中的上升边沿定时不同，以便在每个PWM周期Tpwm仅偏差预定的固定偏离值。在图9的例子中，三相的栅极控制信号(PWM信号)WL、VL和UL中的上升边沿定时EG21、EG22和EG23被确定，以便仅与上升边沿定时EG11、EG12和EG13偏差例如几个±μs的偏离值Tof。

当使用第一定时生成方法时，多个开关电路在边沿定时处同时开关。在这种情况下，会产生较大的开关噪声，并与之相伴，开关系统中的电路中出现电源噪声。因此存在在电路中出现错误操作的可能性。为了减少开关噪声，基于固定偏离值Tof执行偏离处理是有用的。在执行偏离处理的情况下，将上述第一参考值和第二参考值设置为各自包括基于固定偏离值Tof的余量的值。

第一实施例的主要效果

通过使用如上所述的第一实施例的方法，有代表性地，可以在具有多个开关电路的开关系统中提高电流检测的精度。在这种情况下，诸如图24所示的差分放大电路DAMP的附加电路是没有必要的。与图25的情况不同，多个开关电路可以由1分路逆变器电路、3分路逆变器电路或PFC电路中的任何一个构成。因此，对于开关电路的各种组合，可以以低成本实现高精度的电流检测。

例如，尽管1分路逆变器电路INV_B与图7中的其中定时关系复杂的交织型PFC电路PFC_B组合，对于将1分路逆变器电路INV_B与图1所示的单相的PFC电路PFC组合的情况，也可以应用类似的方法。在这种情况下，例如，将1分路逆变器电路INV_B中的相的任意上升边沿与PFC电路PFC中的单相的栅极控制信号GS的上升边沿同步是足够的。

尽管存在例外，但是例如，图4中的逆变器电路中的三相PWM信号的每个占空比基本上被控制为使得每个PWM周期Tpwm三相的占空比平均值变为50％。在这种情况下，如参照图4等所述，通过使脉冲宽度的降序和定时的降序相关联，例如使得不容易发生以下情况：具有最宽脉冲宽度的相(图4中的INV_B中的w相)的PWM信号(WL)的下降边沿定时偏离PWM周期Tpwm。例如，也不容易发生以下情况：1分路逆变器电路INV_B的各相的PWM信号的下降边沿定时干扰图4中的3分路逆变器电路INV_A的AD转换定时。

例如，当参照图5说明的参考逆变器侧的各相的占空比之间的差异较小(例如所有相位中为50％左右)并且与参考逆变器侧同步的一侧的逆变器电路的各相的占空比差异较大(例如，包括90％和10％的占空比时)时，担心会出现下降边沿定时偏离PWM周期Tpwm。因此，例如，当如图6所示将1分路逆变器电路的组合设置为对象时，在图5的步骤S103中，可以在每个PWM周期Tpwm执行替换参考逆变器以确定其中相位的占空比差异较大的逆变器作为参考逆变器的处理。出于类似的原因，当交织型的PFC电路在每个PWM周期Tpwm被设置为参考逆变器时，如图8所示，在适当地选择栅极控制信号GSa和GSb中的一个的同时，可以执行与选择的信号的边沿定时同步的处理。尽管在此描述了驱动两个开关电路的情况作为示例，但是本发明也可以类似地应用于三个或更多个开关电路。

第二实施例

定时生成方法[2]

图10是示出在根据本发明第二实施例的开关系统中、图3的控制器通过使用第二定时生成方法生成定时时的具体例子的定时图。图11是示出基于图10的定时生成方法的图3的控制器的处理例子的流程图。第二定时生成方法的概况如下，如图10和图11所示。首先，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb在每个PWM周期生成PWM信号的边沿定时。之后，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb中的至少一个偏移所生成的上升边沿定时和下降边沿定时中的一个，以便与固定边沿定时同步。预先将固定边沿定时确定为PWM周期公用的定时，使得相邻边沿之间的间隔变得等于或大于第二参考值。

在图10的例子中，控制器CTLUa生成3分路逆变器电路INV_A的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb生成1分路逆变器电路INV_B的边沿定时和AD转换定时。以类似于图4情况的方式，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb中的每一个基于具有三角波形状的计数值UPCTN和被供给的相(三相)的每个比较值生成栅极控制信号(PWM信号)UL、VL和WL的边沿定时。

此后，3分路逆变器电路INV_A侧的PWM定时生成电路PWMTGa将生成的上升边沿定时EG11、EG12以及EG13偏移以便分别与固定边沿定时t1、t2、t3同步。此时，PWM定时生成电路PWMTGa偏移所生成的三相的上升边沿定时EG11、EG12和EG13，使得具有较宽脉冲宽度的相被分配给固定边沿定时t1、t2和t3中较早的定时。

在图10的例子中，PWM定时生成电路PWMTGa将具有最宽脉冲宽度的v相的上升边沿定时EG11仅延迟Δt1，以与最早的固定边沿定时t1同步。PWM定时生成电路PWMTGa使具有第二宽脉冲宽度的w相的上升边沿定时EG12偏移以与第二早的边沿定时t2同步(在这种情况下，偏移是不需要的)。类似地，PWM定时生成电路PWMTGa使具有第三宽脉冲宽度的u相的上升边沿定时EG13仅提前Δt2，以便与第三早的固定边沿定时t3同步。AD转换定时产生电路ADCTGa确定例如具有最窄脉冲宽度的相的脉冲中心附近的AD转换定时。

类似地，1分路逆变器电路INV_B侧上的PWM定时生成电路PWMTGb也将所生成的上升边沿定时E21、E22和EG23偏移，以分别与固定边沿定时t1、t2和t3同步。此时，PWM定时生成电路PWMTGb将所生成的三相的上升边沿定时EG21、EG22和EG23分别仅偏移Δt3、Δt4和Δt5，从而将具有较宽脉冲宽度的相分配给较早的固定边沿定时t1、t2和t3。在图10的例子中，1分路逆变器电路INV_B中的u相的脉冲宽度和v相的脉冲宽度相同，并且在这种情况下进行适当的排序。

AD转换定时生成电路ADCTGb确定用于检测在边沿定时EG21和EG22之间的中间点附近的电流值Iw的AD转换定时(采样定时)和用于检测在边沿定时EG22和EG23之间的中间点附近的电流值“Iw+Iv”的AD转换定时。由于此时第二参考值(例如2μs)或更大的值被预先确保为在固定边沿定时t1、t2和t3处的相邻边沿的间隔，以类似于第一实施例的方式，可以确保第一参考值(例如，1μs)或更大的值，作为每个AD转换定时与其相邻的边沿定时之间的间隔。在利用1分路逆变器电路重现图10中的3分路逆变器电路INV_A的情况下也是类似的。

图3中的控制器CTLUa和CTLUb通过图10所示的定时生成方法执行图11所示的流程。在图11中，PWM定时生成电路PWMTGa生成3分路逆变器电路INV_A的PWM信号的边沿定时(步骤S201)，并且PWM定时生成电路PWMTGb生成1分路逆变器电路INV_B的PWM信号的边沿定时(步骤S202)。

随后，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb分别使在步骤S201和S202中生成的三相的PWM信号中的每个具有最宽脉冲宽度的信号的上升边沿(EG11和EG21)偏移，以便与第一固定边沿定时t1同步(步骤S203)。PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb分别使每个具有第二宽脉冲宽度的相的上升边沿(EG12和EG22)偏移，以与第二固定边沿定时t2同步(步骤S204)。类似地，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb分别对每个具有第三宽脉冲宽度的相的上升边沿(EG13和EG23)进行偏移，以与第三固定边沿定时t3同步(步骤S205)。

3分路逆变器电路INV_A侧的AD转换定时生成电路ADCTGa将AD转换定时确定在生成的PWM信号中具有最窄脉冲宽度的相的脉冲的中心附近(步骤S206)。另一方面，1分路逆变器电路INV_B侧的AD转换定时生成电路ADCTGb将AD转换定时确定在第一固定边沿定时t1和第二固定边沿定时t2之间的中间点附近以及第二固定边沿定时t2和第三固定边沿定时t3之间的中间点附近(步骤S207)。

图12是示出图3的控制器通过使用第二定时生成方法生成定时时的另一具体例子的定时图。在图12的例子中，控制器CTLUa生成1分路逆变器电路INV_B的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb产生交织型的PFC电路PFC_B的边沿定时和AD转换定时。

在交织型的PFC电路PFC_B中，也如图7所示，AD转换定时被确定在具有二倍频率和三角波形状的计数值UPCTN2的峰值和底部附近。在这种情况下，如图12所示，当具有三角波形状并且其频率为参考(1)的计数值UPCTN被设置为参考时，PFC电路PFC_B中的AD转换定时被确定为在一个周期中例如大约25％的定时以及约50％的定时。固定边沿定时t1、t2和t3例如分别被确定为周期中的大约12.5％的定时、大约37.5％的定时和大约62.5％的定时。

1分路逆变器电路INV_B侧的PWM定时生成电路PWMTGb使所生成的三相的上升边沿定时偏移，使得将具有较宽脉冲宽度的相分配给固定边沿定时t1、t2、t3中较早的定时。在图12的例子中，v相、w相和u相的上升边沿定时分别被分配给大约12.5％、37.5％和62.5％的定时。AD转换定时生成电路ADCTGb基于上升边沿定时将AD转换定时确定在大约25％和50％中的每个定时处。

因此，可以在1分路逆变器电路INV_B和PFC电路PFC_B之间匹配AD转换定时，并且结果，可以确保第一参考值或更大值作为每个AD转换定时和与其相邻的边沿定时之间的间隔。尽管使用大约12.5％、37.5％和62.5％的定时作为固定边沿定时，但是本发明不限于这些定时。确定固定边沿定时使得AD转换定时(采样定时)位于固定边沿定时中的相邻边沿之间就足够了。

更优选地，固定边沿定时可以是以下的定时：通过其可以将1分路逆变器电路INV_B的AD转换定时设置为在25％左右和在50％左右。即，当固定边沿定时被设置为[1]、[2]和[3]时，将在定时[1]和[2]之间的中间点设置为在大约25％以及将在定时[2]和[3]之间的中间点设置在大约为50％就足够了。

第二实施例的主要效果

同样通过使用如上所述的第二实施例的方法，可以获得与第一实施例的情况类似的效果。此外，与第一实施例的方法相比，执行与固定边沿定时同步的处理就足够了。因此，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb以及AD转换定时生成电路ADCTGa和ADCTGb上的处理负载可以被减小。即，在第二实施例的方法中，如图3所示的控制器CTLUa和CTLUb的通信变得不必要。

例如，在图10中，期望将第一固定定时t1确定在反映可允许的最大占空比的足够早的定时处。它可以防止PWM信号的下降边沿定时偏离PWM周期Tpwm的情况。作为副作用，例如，当在1分路逆变器电路INV_B中生成具有最宽脉冲宽度的相的占空比几乎为50％的PWM周期时，PWM信号的下降边沿定时被设置为在PWM周期的中心附近。取决于3分路逆变器电路INV_B的占空比，存在3分路逆变器电路INV_B的AD转换定时被设置在PWM周期中心附近的情况。在这种情况下，避免PWM信号的下降边沿定时和AD转换定时之间的干扰的设备是单独需要的。

因此，从这样的观点来看，与第一固定定时t1相对应的定时不是固定的而是适当波动的第一实施例的方法是有用的。同样在第一实施例的方法中，根据两个逆变器电路的占空比的情况，仍然存在PWM信号的下降边沿定时与AD转换定时之间的间隔变窄的可能性。然而，与第二实施例的方法相比，这种情况很少见。第二实施例的方法可以类似地应用于三个或更多个开关电路。如图9所示的方法可以进一步被应用。

第三实施例

定时生成方法[3a]

图13是示出在根据本发明第三实施例的开关系统中、图3的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的处理例子的流程图。图14和图15中的每个是示出图13的一部分的处理的更详细例子的流程图。图16A和图16B是示出图13中的处理的具体例子的定时图。

第三定时生成方法的概况如图13以及图16A和图16B所示。首先，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb在每个PWM周期生成PWM信号的边沿定时。此后，至少一个控制器的PWM定时生成电路验证自身生成的边沿定时与另一个控制器中的AD转换定时之间的间隔，并且当间隔小于第一参考值时，将其自身的边沿定时偏移使得间隔变得等于或大于第一参考值。可替选地，至少一个控制器的PWM定时生成电路验证由另一个控制器生成的边沿定时与由其自身的控制器生成的AD转换定时之间的间隔，并且当间隔小于第一参考值时，将其自身的边沿定时偏移，使得间隔变得等于或大于第一参考值。

在图16A和图16B的例子中，控制器CTLUa生成3分路逆变器电路INV_A的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb生成1分路逆变器电路INV_B的边沿定时和AD转换定时。在这种情况下，在图13中，PWM定时生成电路PWMTGa生成3分路逆变器电路INV_A的PWM信号的边沿定时(步骤S301)，并且PWM定时生成电路PWMTGb生成1分路逆变器电路INV_B的PWM信号的边沿定时(步骤S302)。

随后，当在步骤S302中生成的PWM信号的各相的边沿的间隔小于第二参考值(例如，2μs)时，1分路逆变器电路INV_B侧上的PWM定时生成电路PWMTGa偏移相应相的两个边沿定时，以使该间隔变为等于或大于第二参考值(步骤S303)。具体而言，如图14所示，PWM定时生成电路PWMTGb按照时间顺序将三相的PWM信号的上升边沿定时设置为“EG21”、“EG22”和“EG23”(步骤S303-1)，并确定“EG21”和“EG22”之间的间隔是否小于第二参考值ΔTth2(步骤S303-2)。

当间隔等于或大于第二参考值ΔTth2时，PWM定时生成电路PWMTGb进入步骤S303-4的处理，并且当间隔小于第二参考值ΔTth2时，提前“EG21”使得间隔变为等于或大于第二参考值ΔTth2(步骤S303-3)，然后，进入步骤S303-4中的处理。在步骤S303-4中，PWM定时生成电路PWMTGb确定“EG22”与“EG23”之间的间隔是否小于第二参考值ΔTth2。当间隔等于或大于第二参考值ΔTth2时，PWM定时生成电路PWMTGb进入图13中的步骤S304中的处理。当间隔小于第二参考值ΔTth2时，提前“EG21”，使得间隔变为等于或大于第二参考值ΔTth2(步骤S303-3)，然后进入步骤S303-4。在步骤S303-4中，PWM定时生成电路PWMTGb确定“EG22”与“EG23”之间的间隔是否小于第二参考值ΔTth2。当间隔等于或大于第二参考值ΔTth2时，PWM定时生成电路PWMTGb进入图13中的步骤S304中的处理。

作为具体例子，在图16A中，在步骤S302的阶段，1分路逆变器电路INV_B的v相的上升边沿定时EG22与u相的上升边沿定时EG23之间的间隔小于第二参考值ΔTth2。因此，PWM定时生成电路PWMTGb仅将u相的上升边沿定时EG23(和下降边沿定时)延迟Δt1，使得间隔变为等于或大于第二参考值ΔTth2。

在图13的步骤S304中，1分路逆变器电路INV_B侧的AD转换定时生成电路ADCTGb，如图16A所示，将AD转换定时AD21确定在边沿定时EG21和EG22之间的中间点附近，并且将AD转换定时AD22确定在边沿定时E22和E23之间的中间点附近。接着，在步骤S305中，3分路逆变器电路INV_A侧的PWM定时生成电路PWMTGa验证在步骤S301中生成的相的边沿定时与1分路逆变器电路INV_B侧的AD转换定时AD21、AD22之间的间隔。当间隔小于第一参考值(例如，1μs)时，PWM定时生成电路PWMTGa将其自身的对应相的边沿定时偏移，使得在维持占空比的状态下间隔变得等于或大于第一参考值。

在步骤S305中，1分路逆变器电路INV_B侧的PWM定时生成电路PWMTGb验证在步骤S301中生成的3分路逆变器电路INV_A侧的相的边沿定时与在1分路逆变器电路INV_B侧的AD转换定时AD21、AD22之间的间隔。当间隔小于第一参考值(例如，1μs)时，PWM定时生成电路PWMTGb将其自身的对应相的边沿定时偏移，使得在维持占空比的状态下间隔变得等于或大于第一参考值。

将使用如下情况为例来描述细节：3分路逆变器电路INV_A侧的PWM定时生成电路PWMTGa通过步骤S305中的两种方法中的前一种方法执行偏移操作。如图15所示，PWM定时生成电路PWMTGa设置为i＝1和j＝1(步骤S305-1和S305-2)，并且确定AD转换定时AD2i(AD21)与边沿定时EG1j(EG11)之间的间隔是否小于第一参考值ΔTth1(步骤S305-3)。当间隔等于或大于第一参考值ΔTth1时，PWM定时生成电路PWMTGa进入到步骤S305-7的处理。

另一方面，当间隔小于第一参考值ΔTth1时，PWM定时生成电路PWMTGa确定AD转换定时AD2i(AD21)和边沿定时EG1j(EG11)中的哪一个更早(步骤S305-4)。当边沿定时EG1j(EG11)较早时，PWM定时生成电路PWMTGa使边沿定时EG1j(EG11)提前，使得具有AD转换定时AD2i(AD21)的间隔变为等于或大于第一参考值ΔTth1，并且之后进入到步骤S305-7的处理(步骤S305-5)。另一方面，当AD转换定时AD2i(AD21)较早时，PWM定时生成电路PWMTGa使边沿定时EG1j(EG11)延迟，使得具有AD转换定时AD2i(AD21)的间隔变为等于或大于第一参考值ΔTth1，并且之后进入到步骤S305-7的处理(步骤S305-6)。

PWM定时生成电路PWMTGa在步骤S305-7中使“j”递增，返回到步骤S305-3，并重复类似的处理直到步骤S305-8中“j”超过3。结果，AD转换定时AD21与每个边沿定时EG11、EG12和EG13之间的间隔变为等于或大于第一参考值ΔTth1。当“j”超过3时，PWM定时生成电路PWMTGa在步骤S305-9中使“i”递增，返回到步骤S305-2并重复类似处理，直到“i”超过2为止。结果，AD转换定时AD22和每个边沿定时EG11、EG12和EG13之间的间隔变为等于或大于第一参考值ΔTth1。

作为具体例子，在图16A中，在步骤S304的阶段中，3分路逆变器电路INV_A的w相的上升边沿定时EG12与1分路逆变器电路INV_B的AD转换定时AD21之间的间隔小于第一参考值ΔTth1。3分路逆变器电路INV_A的u相的上升边沿定时EG13与1分路逆变器电路INV_B的AD转换定时AD22之间的间隔小于第一参考值ΔTth1。

如图16B所示，通过步骤S305-5的处理，PWM定时生成电路PWMTGa使边沿定时EG12仅提前Δt2，使得w相的上升边沿定时E12与AD转换定时AD21之间的间隔变得等于或大于第一参考值ΔTth1。通过步骤S305-6的处理，PWM定时生成电路PWMTGa仅使边沿定时EG13延迟Δt3，使得u相的上升边沿定时E13与AD转换定时AD22之间的间隔变为等于或大于第一参考值ΔTth1。

在这样的处理之后，在图13的步骤S306中，3分路逆变器电路INV_A侧的AD转换定时生成电路ADCTGa生成3分路逆变器电路INV_A的AD转换定时。AD转换定时被确定为在3分路逆变器电路INV_A中具有最窄脉冲宽度的相(在图16B的示例中，u相)的脉冲中心附近。

关于步骤S306，参考图16B，实际上，对于50μs(20kHz)至100μs(10kHz)的PWM周期Tpwm，确保AD转换定时和与其相邻的边沿之间的间隔(即，ΔTth1)例如为1μs或更大就足够了。据此，确保1分路逆变器电路INV_B中的相邻边沿之间的间隔(即，ΔTth2)为2μs或更大就足够了。因此，对于PWM周期Tpwm为50μs到100μs的情况，每个偏移量(Δt1到Δt3)实际上大约是几个μs。在这种情况下，认为当3分路逆变器电路INV_A的AD转换定时被确定为在具有最窄脉冲宽度的相的脉冲的中心等时，可以针对1分路逆变器电路INV_B的边沿定时保持足够的余量。

在步骤S305中，在1分路逆变器电路INV_B侧的PWM定时生成电路PWMTGb执行偏移操作时，PWM定时生成电路PWMTGb例如在各相中的边沿间隔被保持在第二参考值或更大的状态中执行偏移操作。AD转换定时生成电路ADCTGb根据偏移操作顺序地更新AD转换定时(AD21和AD22)。

图17是示出通过修改图13获得的处理例子的流程图。在这个例子中，图3中的控制器CTLUa和CTLUb两者都生成1分路逆变器电路的边沿定时和AD转换定时。在图17中，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb生成1分路逆变器[1]和[2]的PWM信号的边沿定时(步骤S401)。以类似于图14中的处理的方式，当所生成的PWM信号的各相中的边沿间隔小于第二参考值时，PWM定时生成电路PWMTGa和PWMTGb偏移相应相的两个边沿定时(步骤S402)。

随后，以类似于图16A的情况的方式，1分路逆变器电路[1]侧的AD转换定时生成电路ADCTGa将AD转换定时(AD11和AD12)确定在边沿定时之间的中间点附近(步骤S403)。类似地，1分路逆变器电路[2]侧上的AD转换定时生成电路ADCTGb也将AD转换定时(AD21和AD22)确定在边沿定时之间的中间点附近(步骤S404)。

以类似于图15中的处理的方式，1分路逆变器电路[1]侧的PWM定时生成电路PWMTGa验证步骤S401中生成的每个相的边沿定时与1分路逆变器电路[2]侧的AD转换定时(AD21、AD22)之间的间隔。当间隔小于第一参考值时，PWM定时生成电路PWMTGa在维持占空比的状态下偏移相应相的边沿定时，使得间隔变得等于或大于第一参考值(步骤S405)。

当不执行偏移时，PWM定时生成电路PWMTGa进入步骤S408。当执行偏移时，PWMTGa经由AD转换定时生成电路ADCTGa更新AD转换定时(AD11和AD12)，并且进入到步骤S408(步骤S406和S407)。其结果是，确保了1分路逆变器电路[1]侧的每个边沿定时与1分路逆变器电路[2]侧的AD转换定时(AD21、AD22)之间的间隔，并且配置了以下状态：其中每个AD转换定时(AD11和AD12)被设置在1分路逆变器电路[1]侧的边沿定时之间的中间点附近。

在步骤S408中，与步骤S405相反，在1分路逆变器电路[2]侧的PWM定时生成电路PWMTGb验证步骤S401中生成的各相的边沿定时与1分路逆变器电路[1]侧的AD转换定时(AD11、AD12)之间的间隔。当间隔小于第一参考值时，PWM定时生成电路PWMTGb在维持占空比的状态下使对应相的边沿定时偏移，使得间隔变得等于或大于第一参考值。

当不执行偏移时PWM定时生成电路PWMTGb结束处理，并且在执行偏移时返回步骤S404并经由AD转换定时生成电路ADCTGb更新AD转换定时(AD21、AD22)(步骤S409)。其结果是，确保1分路逆变器电路[2]侧的每个边沿定时与1分路逆变器电路[1]侧的AD转换定时(AD11、AD12)之间的间隔，并且配置了以下状态：其中每个AD转换定时(AD21和AD22)被设置在1分路逆变器电路[2]侧的边沿定时之间的中间点附近。在1分路逆变器电路[1]和[2]中，在每个AD转换定时被设置在边沿定时的中间点附近的状态下，执行步骤S404到S409的循环处理，直到在一个电路的边沿定时和另一个电路的AD转换定时之间的间隔变为等于或大于第一参考值。

尽管在步骤S405中偏移1分路逆变器电路[1]侧并且在步骤S408中偏移1分路逆变器电路[2]侧，但是以类似于图13的情况的方式，也可以在步骤S405中偏移1分路逆变器电路[2]侧并在步骤S408中偏移1分路逆变器电路[1]侧。在这种情况下，在1分路逆变器电路[1]和[2]之间替换在步骤S403、S404和S407中生成的AD转换定时的对象。

定时生成方法[3b]

图18是示出当图3中的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的另一具体例子的定时图。在图18的例子中，控制器CTLUa生成3分路逆变器电路INV_A的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb生成交织型的PFC电路PFC_B的边沿定时和AD转换定时。

在3分路逆变器电路INV_A和PFC电路PFC_B的组合的情况下，对于3分路逆变器电路INV_A侧的PWM定时生成电路PWMTGa来说，偏移所生成的边沿定时使得PFC电路PFC_B侧的边沿定时和AD转换定时之间的间隔变成等于或大于第一参考值ΔTth1就足够了。在图18的例子中，在PWM定时生成电路PWMTGa第一次生成边沿定时的阶段，w相的上升边沿定时与PFC电路PFC_B的栅极控制信号GSa侧的AD转换定时(IOa)之间的间隔小于第一参考值ΔTth1。

因此，PWM定时生成电路PWMTGa至少偏移w相的两个边沿定时。在该例子中，为了维持与相和AD转换定时的定时关系，PWM定时生成电路PWMTGa也仅将u相和v相偏移w相的偏移量。在这种组合的情况下，只有栅极控制信号GSa侧的AD转换定时(IOa)与3分路逆变器电路INV_A的每个边沿定时之间的间隔成为问题。因此，例如，当预先确定上升边沿定时以使得边沿间隔变得等于或大于第二参考值(例如，2μs)时，通过简单地偏移三个相，PWM定时生成电路PWMTGa可以确保第一参考值(例如，1μs)或更大作为与AD转换定时(IOa)的间隔。

定时生成方法[3c]

图19和图20是示出当图3中的控制器通过使用第三定时生成方法生成定时时的又一具体例子的定时图。在图19和图20的例子中，控制器CTLUa生成1分路逆变器电路INV_B的边沿定时和AD转换定时，并且控制器CTLUb生成交织型的PFC电路PFC_B的边沿定时和AD转换定时。

如图19和图20中的步骤S501和S601所示，控制器CTLUa生成在1分路逆变器电路INV_B中的上升边沿定时EG11、EG12和EG13以及AD转换定时AD11和AD12。边沿定时EG11和EG12之间的间隔等于或大于第二参考值(例如，2μs)，并且AD转换定时AD11被设置在它们之间的中间点附近。类似地，边沿定时EG12和EG13之间的间隔等于或大于第二参考值，并且AD转换定时AD12被设置在它们之间的中间点附近。

随后，控制器CTLUa从时段TA到TE确定包括AD转换定时AD11的时段，所述时段TA到TE中的每个处在PFC电路PFC_B中的相邻边沿定时之间。在图19的步骤S501的例子中，AD转换定时AD11被包括在时段TC中。如果时段TC小于第二参考值，则控制器CTLUa偏移三相的边沿定时，使得AD转换定时AD11被包括在与时段TC相邻的时段中。在这个例子中，时段TC是等于或长于第二参考值的时段。

在这种情况下，控制器CTLUa偏移相应相和晚于相应相的相的两个边沿定时，使得在AD11与时段TC两端的每个边沿定时EG21和EG22之间的间隔变为等于或大于第一参考值。此外，当时段TC包括PFC电路PFC_B的AD转换定时AD21时，控制器CTLUa也偏移相应相和晚于相应相的相的两个边沿定时，使得AD转换定时AD21与确定AD转换定时AD11的边沿定时EG11和EG12中的每个之间的间隔变为等于或大于第一参考值。

在图19的步骤S501的例子中，AD转换定时AD21和边沿定时EG12之间的间隔小于第一参考值。在这种情况下，如S502所示，控制器CTLUa将与边沿定时E12对应的w相的两个边沿定时和晚于w相的u相的两个边沿定时偏移，使得间隔变为等于或大于第一参考值。基于偏移后的状态，控制器CTLUa更新AD转换定时AD11和AD12。

随后，以类似于AD转换定时AD11的情况的方式，控制器CTLUa从时段TA到TE确定包括AD转换定时AD12的时段。在图19的步骤S502的例子中，AD转换定时AD12被包括在时段TC中。在这种情况下，控制器CTLUa偏移相应相的两个边沿定时，使得在AD12与作为时段TC的两端的每个边沿定时EG21和EG22之间的间隔变为等于或大于第一参考值。另外，控制器CTLUa偏移相应相的两个边沿定时，使得AD21与确定AD转换定时AD12的每个边沿定时EG12和EG13之间的间隔变为等于或大于第一参考值。在图19的步骤S503的例子中，所述偏移是不必要的。

在图20的步骤S602的例子中，与图19的步骤S502的情况类似，AD转换定时AD11被包括在时段TC中，并且控制器CTLUa偏移w相和u相的两个边沿定时以保持与AD转换定时AD21的间隔。结果，在图20的步骤S602的例子中，与图19中的步骤S502的情况不同，AD转换定时AD12被包括在时段TD中。

如果时段TD小于第二参考值，则控制器CTLUa将两相的边沿定时偏移到延迟侧，使得AD转换定时AD12被包括在与时段TD相邻的时段中。在该例子中，时段TD是等于或大于第二参考值的时段。在这种情况下，如步骤S603所示，控制器CTLUa偏移相应相和晚于相应相的相的两个边沿定时，使得AD转换定时AD12与作为时段TD两端的每个边沿定时EG22和EG23之间的间隔变得等于或大于第一参考值。

在图20的步骤S602和S603的例子中，AD转换定时AD12与边沿定时EG22之间的间隔小于第一参考值。在这种情况下，控制器CTLUa将与AD转换定时AD12对应的w相和u相的两个边沿定时偏移，使得间隔变得等于或大于第一参考值。控制器CTLUa基于偏移后的状态更新AD转换定时AD11和AD12。

在包括AD转换定时AD21的时段TC中包括两个AD转换定时AD11和AD21的情况下，如图19中的步骤S502的情况那样，实际上对于第二参考值存在时段TC的长度较短的情况。具体而言，例如，在时段TC的长度约为图19的步骤S502中长度和图20的步骤S602中长度之间的中间长度时，存在AD转换定时AD12没有被设置在时段TC内的可能性。在这样的情况下，例如，执行确定在时段TC中确定AD转换定时AD12的较早侧上的边沿定时EG12与较晚侧上的边沿定时EG22之间的间隔是否等于或大于第二参考值的处理就足够了，并且当其小于第二参考值时，将AD转换定时偏移到相邻时段TD。

尽管在这种情况下1分路逆变器电路INV_B与交织型PFC电路PFC_B组合，但是其也可以与如图1所示的单相PFC电路PFC组合。在这种情况下，例如，与图13中的步骤S305的情况一样，1分路逆变器电路INV_B侧的PWM信号生成电路将其边沿定时偏移，使得自身侧的AD转换定时与PFC电路PFC侧的边沿定时之间的间隔变得等于或大于第一参考值就足够了。

第三实施例的主要效果

同样通过使用如上所述的第二实施例的方法，可以获得与第一实施例的情况类似的效果。此外，与第一和第二实施例的方法相比，虽然伴随计算处理的处理负载增加，但是可以更灵活地针对各种开关电路的组合。特别是在如图4所示的3分路逆变器电路INV_A和1分路逆变器电路INV_B的组合的情况下，如上所述，期望使用3分路逆变器电路INV_A作为参考逆变器进行调节。但是，在这种情况下，例如在1分路逆变器电路INV_B侧生成脉冲宽度非常宽的相时，存在下降边沿定时偏离PWM周期Tpwm的可能性。当使用第三实施例的方法时，如图16A和图16B所理解到的，这种情况很难发生。

也就是说，第三实施例的方法不是如第一和第二实施例的方法那样与调节伴随地大幅偏移边沿定时的方法，而是如下的方法：使用相对于PWM周期Tpwm的中心对称地生成的原始边沿定时作为参考，仅将不便的边沿定时偏移到不会出现不便的水平。结果，可以使每个边沿定时从原始边沿定时的偏移量变小。结果，与第一和第二实施例的方法相比，可以更多地防止发生PWM信号的下降边沿偏离PWM周期Tpwm的情况以及AD转换定时和PWM信号的下降边沿彼此干扰的情况。

第四实施例

PWM定时生成电路的主要部分的细节

图21A是示出在根据本发明第四实施例的开关系统中、图3中的PWM定时生成电路的主要部分的配置例子的电路框图，图21B是示出图21A的操作例子的定时图。图21A所示的PWM定时生成电路PWMTG具有加减计数器电路UDCUNT、减法电路SBp、加法电路ADDp、选择电路SEL、比较电路CMP以及偏移值计算电路SFCAL。如图21B所示，加减计数器电路UDCUNT通过计数值UPCTN生成三角波形状的计数值。

偏移值计算电路SFCAL基于在第一至第三实施例中描述的每个偏移量来计算偏移值“Y”。减法电路SBp从来自图3中的占空比计算电路(例如DTYGa)的比较值“X”中减去偏移值“Y”。加法电路ADDp将偏移值“Y”加到比较值“X”。根据加减计数器电路UDCUNT的操作是向上计数操作(UP)还是向下计数操作(DN)，选择电路SEL选择来自减法电路SBp的比较值“A”或来自加法电路ADDp的比较值“B”中的一个，并输出。比较电路CMP比较加减计数器电路UDCUNT的计数值UDCTN和来自选择电路SEL的比较值，并输出PWM信号PWMSG。实际上，比较值“X”、“A”和“B”以及偏移值“Y”由例如寄存器等保存。

在图21B的例子中，选择电路SEL在加法计数操作(UP)中选择来自减法电路SBp的比较值“A”，并在减法计数操作(DN)中选择来自加法电路ADDp的比较值“B”。结果，如图21B所示，可以生成具有与PWM信号PWMSGn脉冲宽度相同的脉冲宽度(占空比值)的PWM信号PWMSGs，所述脉冲宽度基于所述比较值“X”并仅被偏移“Y×Tck”(TCK是加减计数器电路UDCUNT的时钟周期)。

如上所述，在实施例中，执行各种偏移处理。作为比较例子的PWM定时生成电路例如不具有减法电路SBp和加法电路ADDp。在这种情况下，每次执行偏移处理时通过程序处理等计算比较值“A”和“B”并将它们存储到相应的寄存器中的处理是必需的。当使用图21A中的配置例子时，计算比较值“A”和“B”的处理以及将值存储到寄存器的处理由硬件自动执行，从而可以减少程序处理的处理负载等。

此外，在比较例子中，必须将在向上计数时间和向下计数时间不同的比较值提供给PWM定时生成电路，从而必须在每个PWM周期Tpwm的计数值UPCTN的峰值和底部的定时处进行两次中断。另一方面，当使用图21A的配置时，在向上计数时间和向下计数时间处向PWM定时生成电路供给相同比较值就足够了。因此，每个PWM周期Tpwm中断一次就足够了。结果，可以减少伴随中断处理的处理负载。

尽管已经基于实施例具体描述了本发明的发明人实现的本发明，但是本发明不限于前述实施例，而是可以在不脱离其主旨的情况下进行各种改变。例如，为了易于理解而对上述实施例进行了具体说明以解释本发明，但本发明不限于具有所有描述结构的实施例。在一个实施例中的一部分配置可以被另一个实施例中的配置替代。可以将一个实施例的配置添加到另一实施例中的配置。对于每个实施例中的一部分配置，可以添加另一配置。每个实施例中的一部分配置可以被删除或替换。

例如，在图3中，两个(或更多)控制器CTLUa和CTLUb安装在单个微控制器MCU上。在一些情况下，它们可以分开安装在多个微控制器中。在前述实施例中，三角波被同步，并且必须在控制器CTLUa和CTLUb之间进行通信。因此，为了实现更高的处理速度和简化，控制器CTLUa和CTLUb理想地安装在单个微控制器MCU上。在这种情况下，当两个逆变器电路被控制时，微控制器MCU具有六个或更多个PWM信号输出端子和两个或更多个AD转换输入端子。在控制一个逆变器电路和PFC电路的情况下，提供PWM信号的四个或更多个输出端子和两个或更多个AD转换输入端子。

尽管在这种情况下通过使用具有三角波形状的计数值来生成PWM信号，但是本发明不限于三角波形状。例如，本发明也可以类似地应用于使用具有锯齿形状等的计数值的情况。此外，尽管使用单相型或双相交织型的PFC电路，但是在一些情况下，本发明可以应用于四相交织型的PFC电路等。

补充说明

(1)一种控制第一开关电路和第二开关电路的半导体器件，所述第一开关电路包括由第一PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器，所述第二开关电路包括由第二PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器，半导体器件包括：

第一PWM定时生成电路，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来产生第一PWM信号的边沿定时；

第二PWM定时生成电路，通过使用第二计数值作为计数值来生成多个相的第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值是与所述第一计数值相同的计数值或者所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；

第一AD转换电路，基于作为采样定时的第一AD转换定时将由所述第一开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值；

第一AD转换定时生成电路，基于所述第一PWM信号的边沿定时来生成所述第一AD转换定时；

第二AD转换电路，基于作为采样定时的第二AD转换定时将由所述第二开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值；和

第二AD转换定时生成电路，基于所述第二PWM信号的边沿定时来生成所述第二AD转换定时，

其中所述第一或第二PWM定时生成电路偏移所生成的边沿定时，使得所述电路之一的边沿定时与另一电路的AD转换定时之间的间隔变得等于或大于预定参考值。

(1-1)

在上述的(1)中，所述第一开关电路和所述第二开关电路中的一个是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，以及

第一PWM定时生成电路验证第一PWM信号的边沿定时与第二AD转换定时之间的间隔或者验证第一AD转换定时与第二PWM信号的边沿定时之间的间隔，并且当间隔小于第一参考值时将所述第一PWM信号的边沿定时偏移，使得间隔变得等于或大于所述第一参考值。

(1-2)

在上述的(1)中，所述第一开关电路和所述第二开关电路中的一个是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，以及

第二PWM定时生成电路在每个PWM周期中生成第二PWM信号的边沿定时，并且之后将作为上升方向和下降方向中的一个方向的第一方向上的边沿定时偏移以与由第一PWM定时生成电路生成的第一PWM信号的边沿定时同步。

(1-3)

在上述的(1)中，所述第一开关电路是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，

第一PWM定时生成电路在每个PWM周期中生成第一PWM信号的边沿定时，并且之后将多个相的第一PWM信号中的作为上升方向和下降方向中的一个方向的第一方向上的边沿定时偏移以与固定边沿定时同步，以及

预先将所述固定边沿定时确定为PWM周期公共的定时，使得相邻边沿的间隔变得等于或大于第二参考值。

(2)一种生成开关系统的定时的方法，所述开关系统具有：第一开关电路，其包括由第一PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；以及第二开关电路，其包括由第二PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器，

所述第一开关电路和所述第二开关电路中的一个开关电路是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，

所述定时生成方法包括：

第一步骤，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM信号的边沿定时；

第二步骤，通过使用第二计数值作为计数值来生成第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值是与所述第一计数值相同的计数值或者所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；

第三步骤，在将由所述第一开关电路中的分路电阻器检测到的模拟值转换为数字值时，生成第一AD转换定时作为采样定时；

第四步骤，在将由所述第二开关电路中的分路电阻器检测到的模拟值转换为数字值时，生成第二AD转换定时作为采样定时；和

第五步骤，验证在第一步骤中生成的第一PWM信号的边沿定时和在第四步骤中生成的第二AD转换定时之间的间隔，或者验证在第三步骤中生成的第一AD转换定时与在第二步骤中生成的第二PWM信号的边沿定时之间的间隔，并且当间隔小于第一参考值时，偏移所述第一PWM信号的边沿定时，使得间隔变得等于或大于第一参考值。

(2-1)

在上述(2)中，所述定时生成方法还包括：

第六步骤，验证所述第二PWM信号的边沿定时与第一AD转换定时之间的间隔或验证第二AD转换定时与第一PWM信号的边沿定时之间的间隔，并且当间隔小于第一参考值时，偏移所述第二PWM信号的边沿定时使得间隔变得等于或大于第一参考值。

(2-2)

在上述(2)中，所述第一开关电路是分别分路型逆变器电路，在所述分别分路型逆变器电路中针对多个相分别设置所述分路电阻器，

所述第二开关电路是公共分路型逆变器电路，

在第二步骤中，生成多相的第二PWM信号中作为上升方向和下降方向中的一个的第一方向上的边沿定时，使得相邻边沿之间的间隔变得等于或大于第二参考值，所述第二参考值大于第一参考值，并且

在第四步骤中，接收在第二步骤中生成的第一方向上的边沿定时，并且在相邻边沿之间确定第二AD转换定时。

(3)一种生成开关系统的定时的方法，所述开关系统具有：第一开关电路，其包括由第一PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；以及第二开关电路，其包括由第二PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器，

所述第一开关电路和所述第二开关电路中的一个是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，

所述定时生成方法包括：

第一步骤，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM信号的边沿定时；

第二步骤，通过使用被供给的第二比较值和第二计数值来生成第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；以及

第三步骤，将在第二步骤中生成的第二PWM信号的边沿定时中的、在作为上升方向和下降方向中的一个的第一方向上的边沿定时偏移，以便与在第一步骤中生成的第一PWM信号的边沿定时同步。

(3-1)

在上述(3)中，在第一步骤中，进一步地，在每个PWM周期中生成多个相的第一PWM信号中的第一方向上的边沿定时，并且之后，当相邻边沿之间的间隔小于第二参考值时，使相应的相的边沿定时偏移，使得间隔变得等于或大于第二参考值，并且

在第三步骤中，将多个相的第二PWM信号中的第一方向上的边沿定时偏移，以与在第一步骤中偏移的第一方向上的边沿定时同步。

(3-2)

在上述(3-1)中，在第三步骤中，将所生成的多个相的第二PWM信号中在第一方向上的边沿定时偏移，使得具有较宽脉冲宽度的相被分配给在第一步骤中在第一方向上偏移的边沿定时中较早的或较晚的定时，以及

基于第一方向是上升方向还是下降方向来确定所述较早的定时或较晚的定时。

(4)一种生成开关系统的定时的方法，所述开关系统具有：第一开关电路，其包括由第一PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；以及第二开关电路，其包括由第二PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器，

所述第一开关电路是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，

所述定时生成方法包括：

第一步骤，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM信号的边沿定时；

第二步骤，通过使用被供给的第二比较值和第二计数值来生成第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；以及

第三步骤，在每个PWM周期中将在第一步骤中生成的多个相的第一PWM信号的边沿定时中在作为上升方向和下降方向中的一个的第一方向上的边沿定时偏移，以便与固定边沿定时同步，

其中，所述固定边沿定时被预先确定为对于PWM周期公共的定时，使得相邻边沿之间的间隔变得等于或大于第二参考值。

(4-1)

在上述(4)中，在第三步骤中，将所生成的多个相的第一PWM信号中在第一方向上的边沿定时偏移，使得具有较宽脉冲宽度的相被分配给固定边沿定时中较早的或较晚的定时，以及

基于第一方向是上升方向还是下降方向来确定所述较早的定时或较晚的定时。

(4-2)

在上述(4)中，定时生成方法还包括：第四步骤，在每个PWM周期中将在第二步骤中生成的第二PWM信号的边沿定时中在第一方向上的边沿定时偏移，以便与固定边沿定时同步。

Claims (20)

1.一种开关系统，包括：

第一PWM定时生成电路，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM(脉宽调制)信号的边沿定时；

第二PWM定时生成电路，通过使用被供给的第二比较值和第二计数值来生成第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值是与所述第一计数值相同的计数值或者所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，并且所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；

第一开关电路，包括由所述第一PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；

第二开关电路，包括由所述第二PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；

第一AD转换电路，在作为采样定时的第一AD转换定时处将由所述第一开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值；

第一AD转换定时生成电路，基于所述第一PWM信号的边沿定时来生成所述第一AD转换定时；

第二AD转换电路，在作为采样定时的第二AD转换定时处将由所述第二开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值；和

第二AD转换定时生成电路，基于所述第二PWM信号的边沿定时来生成所述第二AD转换定时，

其中所述第一开关电路和所述第二开关电路中的一个开关电路是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，以及

其中，所述第一PWM定时生成电路验证所述第一PWM信号的边沿定时与所述第二AD转换定时之间的间隔或者所述第一AD转换定时与所述第二PWM信号的边沿定时之间的间隔，并且当所述间隔小于第一参考值时将所述第一PWM信号的边沿定时偏移，使得所述间隔变得等于或大于所述第一参考值。

2.根据权利要求1所述的开关系统，

其中，所述第二PWM定时生成电路生成所述第二PWM信号的边沿定时，之后验证所述边沿定时与所述第一AD转换定时之间的间隔或者验证所述第二AD转换定时与所述第一PWM信号的边沿定时之间的间隔，并且当所述间隔小于所述第一参考值时，将所述第二PWM信号的边沿定时偏移，使得所述间隔变得等于或大于所述第一参考值。

3.根据权利要求1所述的开关系统，

其中所述第一开关电路是所述公共分路型逆变器电路，

其中所述第二开关电路是PFC(功率因数校正)电路，以及

其中所述第二AD转换定时生成电路使用所述第二计数值变为最大值或最小值的定时作为参考来确定所述第二AD转换定时。

4.根据权利要求1所述的开关系统，

其中所述第一开关电路是单独分路型逆变器电路，在所述单独分路型逆变器电路中针对多个相单独地设置所述分路电阻器，

其中所述第二开关电路是所述公共分路型逆变器电路，

其中所述第二PWM定时生成电路生成多个相的所述第二PWM信号中在作为上升方向和下降方向之一的第一方向上的边沿定时，使得相邻边沿之间的间隔变得等于或大于第二参考值，所述第二参考值大于所述第一参考值，以及

其中在接收到由所述第二PWM定时生成电路生成的所述第一方向上的边沿定时时，所述第二AD转换定时生成电路在相邻边沿之间确定所述第二AD转换定时。

5.根据权利要求1所述的开关系统，

其中所述第一PWM定时生成电路包括：

加/减计数器电路，生成所述第一计数值；

减法电路，从所述第一比较值中减去基于所述边沿定时的偏移量的偏移值；

加法电路，将所述偏移值添加到所述第一计数值；

选择电路，根据所述加/减计数器电路的操作是向上计数操作还是向下计数操作，选择来自所述减法电路的比较值或来自所述加法电路的比较值；以及

比较电路，比较所述第一计数值和来自所述选择电路的所述比较值。

6.根据权利要求1所述的开关系统，

其中所述第一PWM定时生成电路、所述第二PWM定时生成电路、所述第一AD转换电路、所述第二AD转换电路、所述第一AD转换定时生成电路以及所述第二AD转换定时生成电路形成在同一半导体器件中。

7.一种开关系统，包括：

第一PWM定时生成电路，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM(脉宽调制)信号的边沿定时；

第二PWM定时生成电路，通过使用被供给的第二比较值和第二计数值来生成第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值是与所述第一计数值相同的计数值或者所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，并且所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；

第一开关电路，包括由所述第一PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；

第二开关电路，包括由所述第二PWM信号驱动的开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；

第一AD转换电路，将由所述第一开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值；和

第二AD转换电路，将由所述第二开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值，

其中所述第一开关电路和所述第二开关电路中的一个开关电路是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，以及

其中所述第二PWM定时生成电路在每个PWM周期中生成所述第二PWM信号的边沿定时，并且之后将在作为上升方向和下降方向之一的第一方向上的边沿定时偏移，以便与由所述第一PWM定时生成电路生成的所述第一PWM信号的边沿定时同步。

8.根据权利要求7所述的开关系统，

其中所述第一PWM定时生成电路在每个PWM周期中的多个相的所述第一PWM信号中生成在所述第一方向上的边沿定时，并且之后在相邻边沿之间的间隔小于第二参考值时，将相应相的边沿定时偏移，使得所述间隔变得等于或大于所述第二参考值，以及

其中所述第二PWM定时生成电路将在所述第二PWM信号中的所述第一方向上的所述边沿定时偏移，以便在每个PWM周期中与在由所述第一PWM定时生成电路进行偏移之后的所述第一方向上的边沿定时同步。

9.根据权利要求8所述的开关系统，

其中所述第二PWM定时生成电路将所生成的多个相的所述第二PWM信号中在所述第一方向上的边沿定时偏移，使得具有较宽脉冲宽度的相被分配给在由所述第一PWM定时生成电路进行偏移之后在所述第一方向上的边沿定时中较早的定时或较晚的定时，

其中基于所述第一方向是所述上升方向还是所述下降方向来确定所述较早的定时或所述较晚的定时。

10.根据权利要求8所述的开关系统，

其中所述第一开关电路是公共分路型逆变器电路或单独分路型逆变器电路，在所述单独分路型逆变器电路中针对所述多个相单独地设置所述分路电阻器，以及

其中所述第二开关电路是所述公共分路型逆变器电路。

11.根据权利要求7所述的开关系统，

其中所述第一开关电路是PFC(功率因数校正)电路，以及

其中所述第二开关电路是所述公共分路型逆变器电路。

12.根据权利要求7所述的开关系统，

其中所述第二PWM定时生成电路将所述第二PWM信号中在所述第一方向上的边沿定时确定为不是所述第一PWM信号中的相同边沿定时，而是使得仅以预定的固定偏离值偏离。

13.根据权利要求7所述的开关系统，

其中所述第二PWM定时生成电路包括：

加/减计数器电路，生成所述第二计数值；

减法电路，从所述第二比较值中减去基于所述边沿定时的偏移量的偏移值；

加法电路，将所述偏移值添加到所述第二计数值；

选择电路，根据所述加/减计数器电路的操作是向上计数操作还是向下计数操作，选择来自所述减法电路的比较值或来自所述加法电路的比较值；以及

比较电路，比较所述第二计数值和来自所述选择电路的比较值。

14.根据权利要求7所述的开关系统，

其中所述第一PWM定时生成电路、所述第二PWM定时生成电路、所述第一AD转换电路和所述第二AD转换电路形成在同一半导体器件中。

15.一种开关系统，包括：

第一PWM定时生成电路，通过使用被供给的第一比较值和第一计数值来生成第一PWM(脉宽调制)信号的边沿定时；

第二PWM定时生成电路，通过使用被供给的第二比较值和第二计数值来生成第二PWM信号的边沿定时，所述第二计数值是与所述第一计数值相同的计数值或者所述第二计数值与所述第一计数值的频率具有相同或整数倍的关系，并且所述第二计数值的计数值成为最大值或最小值的定时与所述第一计数值同步；

第一开关电路，包括由所述第一PWM信号驱动的多个开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；

第二开关电路，包括由所述第二PWM信号驱动的多个开关晶体管和检测在所述开关晶体管中流动的电流的分路电阻器；

第一AD转换电路，将由所述第一开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值；和

第二AD转换电路，将由所述第二开关电路中的分路电阻器检测的模拟值转换为数字值，

其中所述第一开关电路是公共分路型逆变器电路，在所述公共分路型逆变器电路中针对多个相公共地设置所述分路电阻器，

其中所述第一PWM定时生成电路在每个PWM周期中生成多个相的所述第一PWM信号的边沿定时，并且之后将所述多个相的所述第一PWM信号中在作为上升方向和下降方向之一的第一方向上的边沿定时偏移，以便与固定边沿定时同步，以及

其中所述固定边沿定时被预先确定为用于PWM周期的公共定时，使得相邻边沿的间隔变得等于或大于第二参考值。

16.根据权利要求15所述的开关系统，

其中所述第一PWM定时生成电路将多个相的所述第一PWM信号中在所述第一方向上的边沿定时偏移，使得具有较宽脉冲宽度的相被分配给在所述固定边沿定时中较早的定时或较晚的定时，以及

其中基于所述第一方向是所述上升方向还是所述下降方向来确定所述较早的定时或所述较晚的定时。

17.根据权利要求15所述的开关系统，

其中所述第二PWM定时生成电路在每个PWM周期中生成所述第二PWM信号的边沿定时，并且之后将所述第二PWM信号的所述第一方向上的边沿定时偏移，以便与所述固定边沿定时同步。

18.根据权利要求17所述的开关系统，

其中所述第二开关电路是公共分路型逆变器电路或单独分路型逆变器电路，在单独分路型逆变器电路中针对所述多个相单独地设置所述分路电阻器。

19.根据权利要求15所述的开关系统，

其中所述第二开关电路是PFC(功率因数校正)电路，

其中使用所述第二计数值成为最大值或最小值的定时作为参考来确定所述第二AD转换电路的采样定时，以及

其中所述固定边沿定时被确定为使得所述第二AD转换电路的所述采样定时位于所述固定边沿定时中的相邻边沿之间。

20.根据权利要求15所述的开关系统，

其中所述第一PWM定时生成电路包括：

加/减计数器电路，生成所述第一计数值；

减法电路，从所述第一比较值中减去基于所述边沿定时的偏移量的偏移值；

加法电路，将所述偏移值添加到所述第一计数值；

选择电路，根据所述加/减计数器电路的操作是向上计数操作还是向下计数操作，选择来自所述减法电路的比较值或来自所述加法电路的比较值；以及

比较电路，比较所述第一计数值和来自所述选择电路的所述比较值。