CN108123718B

CN108123718B - 固态成像器件

Info

Publication number: CN108123718B
Application number: CN201711128513.0A
Authority: CN
Inventors: 松本修; 森下玄
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2016-11-29
Filing date: 2017-11-15
Publication date: 2023-06-06
Anticipated expiration: 2037-11-15
Also published as: CN108123718A; US10257457B2; US20180152656A1; JP2018088648A

Abstract

本申请涉及固态成像器件。提供了能够提高A/D转换器的速度的固态成像器件。固态成像器件包括对模拟像素信号执行A/D转换的逐次逼近A/D转换器。该转换器包括D/A转换器、比较器和逐次逼近寄存器。D/A转换器将数字参考信号转换为模拟参考信号。逐次逼近寄存器基于比较器的比较结果操作，以使模拟参考信号近似于模拟像素信号的方式生成数字参考信号。D/A转换器包括分离电容器、第一电容器、第二电容器、开关阵列、第三电容器和多路复用器。

Description

固态成像器件

相关申请的交叉引用

这里通过参考并入2016年11月29日提交的日本专利申请No.2016-231717的全部公开内容，包括说明书、附图和摘要。

技术领域

本公开涉及一种固态成像器件。例如，本公开涉及具有逐次逼近模数转换器的固态成像器件。

背景技术

数码相机用透镜拍摄物体的图像，并在固态成像器件上形成光学图像。固态成像器件可以大致分为两种类型，即CCD(电荷耦合器件)图像传感器和CMOS(互补金属氧化物半导体)图像传感器。从高相机性能的角度而言，CMOS图像传感器引起关注，因为图像处理CMOS电路可以容易地被作为外围电路并入。CMOS图像传感器有两种类型，即模拟图像传感器和数字图像传感器。这些类型中的每一种都有优点和缺点。然而，数字图像传感器在数据处理速度方面具有更高的预期。

数字图像传感器包括针对像素阵列的每列而设置的模数转换器(A/D转换器)。日本未审专利申请公开No.2144-241492公开了使用逐次逼近A/D转换器的数字图像传感器。该数字图像传感器包括具有排列成行和列的多个像素的像素阵列，并将模拟像素信号输出到用于每列的列信号线。

逐次逼近A/D转换器针对每列而设置，并包括S/H(采样保持)电路、D/A(数模转换器)转换器、比较器和逐次逼近寄存器。逐次逼近A/D转换器将模拟像素信号的电压与D/A转换器的输出电压进行比较。根据比较结果，逐次逼近寄存器实行二分法检索控制，使得D/A转换器的输出电压近似于模拟像素信号。当D/A转换器的输出信号接近模拟像素信号时，逐次逼近A/D转换器输出逐次逼近寄存器的控制码作为数字像素信号。

此外，通过利用多个子范围区域执行两步A/D转换来减小D/A转换器的面积。在两步A/D转换中，通过使用二分法检索树在子范围区域上执行粗略A/D转换，并且通过使用施加给所选子范围区域的参考电压、利用被二进制加权的电容器阵列执行一般的逐次逼近，来对所选子范围区域执行剩余的精细A/D转换。

发明内容

与此同时，根据日本未审专利申请公开No.2144-241492中描述的方法，通过电阻分割产生的参考电压被施加到电容器阵列中的多个电容器。因此，当使用参考电压对电容器进行充电或放电时，根据基于电阻器的电阻分量和电容器的电容分量的时间常数需要大量的时间。也就是说，要求A/D转换器提高其速度，因为D/A转换输出电压需要一定的建立时间。

本公开鉴于上述情况而作出，并且提供了能够提高A/D转换器的速度的固态成像器件。

从下面的描述和附图，其他问题和新颖特征将变得显而易见。

根据本公开的一个方面，提供一种固态成像器件，其包括像素电路、第一参考电压产生电路、第二参考电压产生电路和逐次逼近A/D转换器。像素电路输出具有基于入射光量的电压的模拟像素信号。第一参考电压产生电路产生两种类型的第一参考电压，即用于第一电压的第一参考电压和用于低于所述第一电压的第二电压的第一参考电压。第二参考电压产生电路基于电阻分割产生N种类型的第二参考电压。逐次逼近A/D转换器基于所述第一参考电压和所述第二参考电压对所述模拟像素信号执行A/D转换。逐次逼近A/D转换器包括D/A转换器、比较器和逐次逼近寄存器。D/A转换器将数字参考信号转换为模拟参考信号。比较器将所述模拟像素信号的幅度与模拟参考信号的幅度进行比较，并输出表示比较结果的信号。逐次逼近寄存器基于所述比较器的比较结果进行操作，以便以使得所述模拟参考信号近似于所述模拟像素信号的方式生成所述数字参考信号。D/A转换器包括分离电容器(split capacitor)、多个第一电容器、多个第二电容器、开关阵列、第三电容器和多路复用器。分离电容器具有耦合到输出节点的一个电极。第一电容器均具有耦合到所述输出节点电容器的一个电极。第二电容器耦合到所述分离电容器的另一个电极。开关阵列耦合到所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个电容器的另一个电极，并且适于通过选择性地施加所述第一参考电压来在所述输出节点处产生所述模拟参考信号。第三电容器耦合到所述分离电容器的另一个电极。多路复用器耦合到所述第三电容器的另一个电极，并且适于通过选择性地施加所述第二参考电压来在所述输出节点处产生所述模拟参考信号。

根据本发明的一个方面，固态成像器件能够通过减小D/A转换器的输出电压的建立时间来执行高速A/D转换。

附图说明

图1是示出根据本公开的第一实施例的固态成像器件的配置的图；

图2是示出参考电压产生电路的配置的电路图；

图3是示出逐次逼近A/D转换器的配置的框图；

图4是示出逐次逼近A/D转换器的操作的时序图；

图5A和图5B是示出逐次逼近A/D转换器的四个低位的确定的图；

图6是示出根据第一实施例的A/D转换器的电路配置图；

图7A和图7B是示出D/A转换器的电容器阵列与参考电压之间的布线的例子的图；

图8A至图8C是示出128附近的数字参考信号与模拟参考信号之间的关系的图；

图9是示出根据本公开的第二实施例的D/A转换器的电路配置图；

图10是示出根据第二实施例的DNL校正方法的图；

图11是示出根据第二实施例的校正后出现的数字参考信号与模拟参考信号之间的关系的图；

图12是示出根据第二实施例的参考电压产生电路的图；

图13A和图13B是示出由参考电压产生电路覆盖的参考电压的调整范围的图；

图14是示出根据本公开的第三实施例的校正系统的功能框图；以及

图15A和图15B是示出由参考电压产生电路产生的128LSB电压的图。

具体实施方式

现在将参考附图描述本发明的实施例。附图中的相同或等同的元件由相同的附图标记表示，并且将不再重复描述。

第一实施例

图1是示出根据本公开的第一实施例的固态成像器件1的配置的图。

根据第一实施例的固态成像器件1是形成在半导体衬底上的半导体器件。如图1所示，固态成像器件1包括像素阵列2、行选择电路3和控制电路10。

像素阵列2包括多个像素电路P、多个控制线CL和多个信号线SL。像素电路P以行和列排列。针对多行分别设置控制线CL。针对多列分别设置信号线SL。每个像素电路P输出具有基于入射光量的电压的采样像素信号VA'。每个像素电路P被耦合到用于相关行的控制线CL并耦合到用于相关列的信号线SL。控制线CL耦合到行选择电路3。

由控制电路10控制的行选择电路3顺序地一次选择一行，并将所选择的行的控制线CL设置为激活电平。当相关联的控制线CL被设置为激活电平时，每个像素电路P被激活，以将具有基于入射光量的电压的采样像素信号VA'输出到相关联的信号线SL。控制电路10提供对固态成像器件1的整体控制。

固态成像器件1还包括参考电压产生电路组5、多个逐次逼近A/D转换器11、水平传送电路13和信号处理电路12。

参考电压产生电路组5包括参考电压产生电路6(第一参考电压产生电路)和参考电压产生电路8(第二参考电压产生电路)。

参考电压产生电路6产生参考电压VRT、VRB(<VRT)。

参考电压产生电路8产生十六个参考电压VR0-VR15(第二参考电压)。

参考电压VR0-VR15按照从最低到最高的顺序。每个参考电压之间的差值是预定值。一个参考电压与下一个参考电压相差预定值。参考电压VR0-VR15被赋予每个逐次逼近A/D转换器11。逐次逼近A/D转换器11分别耦合到信号线SL。

每个逐次逼近A/D转换器11根据来自控制电路10的控制指令操作，以接收从由行选择电路3激活的像素电路P输出到相关信号线SL的采样像素信号VA'，并将接收到的采样像素信号VA'转换为14位的数字像素信号DP。

更具体地，每个逐次逼近A/D转换器11基于参考电压VRT、VRB执行包括多个正常比较操作(例如，十个正常比较操作)的A/D转换(高位A/D转换)。

此外，每个逐次逼近A/D转换器11基于参考电压VR0-VR15执行包括多个正常比较操作(例如，四个正常比较操作)的A/D转换(低位A/D转换)。

当执行单个正常比较操作时，产生1位的数据信号。因此，生成14位的数据信号，以便将采样像素信号VA'转换为包括14位的数据信号的数字像素信号DP。

水平传送电路13临时存储从多个逐次逼近A/D转换器11给出的用于一行的多个数字像素信号DP，然后一次一个地将存储的数字像素信号DP顺序地传送到信号处理电路12。

信号处理电路12基于14位的数字像素信号DP生成14位的数字像素信号DO，并将生成的数字像素信号DO输出到外部。

图2是示出参考电压产生电路8的配置的电路图。

参考图2，参考电压产生电路8包括恒定电压源210、211和电阻梯212。恒定电压源210的正电极耦合到电阻梯212的一个端子212a，并且恒定电压源210的负电极耦合到接地电压VSS线。恒定电压源211的正电极耦合到电阻梯212的另一个端子212b，并且恒定电压源211的负电极耦合到接地电压VSS线。恒定电压源201、211分别输出参考电压VRT、VRB。应该注意的是VRT>VRB。

在本实施例中，参考电压VRB等于参考电压VR0。

电阻梯212包括串联耦合在端子212a、212b之间的十五个电阻元件212c，并且通过分割参考电压VRT和参考电压VR0之间的电压来产生参考电压VR1-VR15。通过对参考电压VR0、VRT之间的电压进行等分来获得参考电压VR1-VR15。

参考电压产生电路6包括恒定电压源210、211，并输出参考电压VRT、VRB。

图3是示出逐次逼近A/D转换器11的配置的框图。

如图3所示，逐次逼近A/D转换器11包括D/A转换器100、S/H电路108、比较器110和逐次逼近寄存器(SAR)112。

D/A转换器100包括多路复用器102、开关阵列104和电容器阵列106，并且根据来自控制电路10的控制指令进行控制。

由参考电压产生电路8产生的参考电压VR0-VR15被提供给每个D/A转换器100的多路复用器102。

由参考电压产生电路6产生的参考电压VRT、VRB被提供给每个D/A转换器100的开关阵列104。

当要执行高位A/D转换时，开关阵列104根据来自逐次逼近寄存器112的数字参考信号DR选择参考电压VRT、VRB中的任一个，并将所选择的参考电压给电容器阵列106。

当要执行低位A/D转换时，多路复用器102根据来自逐次逼近寄存器112的数字参考信号DR选择参考电压VR0-VR15中的一个，并将所选择的参考电压给电容器阵列106。

当要执行高位A/D转换和低位A/D转换时，电容器阵列106基于根据数字参考信号DR而从参考电压产生电路6、8施加的参考电压来产生模拟参考信号VAR。

按照来自控制电路10的控制指令进行控制的S/H电路108以预定间隔从相关联的信号线SL对采样像素信号VA'进行采样，并将采样的信号存储为采样像素信号VA'。

比较器110将采样像素信号VA'的电压的幅度与模拟参考信号VAR的电压的幅度进行比较，并输出表示比较结果的输出信号COMP。

根据来自控制电路10的控制指令进行控制的逐次逼近寄存器112基于比较器110的输出信号COMP进行操作，以便以使得模拟参考信号VAR的电压近似于采样像素信号VA'的电压的方式生成数字参考信号DR。

当模拟参考信号VAR的电压近似于采样像素信号VA'的电压时，数字参考信号DR用作14位的数字像素信号DP。

图4是示出逐次逼近A/D转换器11的操作的时序图。

参考图4，逐次逼近A/D转换器11在时间t0、时间t1、时间t2等顺序地执行十位(第14位至第5位)的高位A/D转换，然后执行四位(第4位到第1位)的低位A/D转换。

参照执行高位A/D转换的情况来描述本实施例。

在高位A/D转换中，通过使用参考电压VRT、VRB产生模拟参考信号VAR，然后将所产生的模拟参考信号VAR的电压与采样像素信号VA'的电压进行比较以通过使用二分法检索树执行逐次逼近。

在高位A/D转换中，1024个分割的子范围区域中的一个被选择为包括采样像素信号VA'的子范围区域。

更具体地说，参照在1024个分割的子范围区域中的第448个和更低的子范围中包括采样像素信号VA'的电压的情况来描述本实施例。

当确定第14位(在时间t0和时间t1之间)时，通过使用二分法检索树产生作为1024个分割的子范围区域中的中间子范围区域的第512个子范围区域的模拟参考信号VAR，并将所生成的模拟参考信号VAR的幅度与采样像素信号VA'的幅度进行比较。在这里，VAR>VA'。因此，第14位的数据信号为“0”。

当第14位的数据信号(输出信号COMP)为“0”时，在确定第13位(时间t1和时间t2之间)时使用二分法检索树来产生用于第256个子范围区域的模拟参考信号VAR。将用于第256个子范围区域的模拟参考信号VAR的幅度与采样像素信号VA'的幅度进行比较。这里，VAR<VA'。因此，第13位的数据信号为“1”。

当第13位的数据信号(信号COMP)为“1”时，在确定第12位(时间t2和时间t3之间)时使用二分法检索树来产生用于第384个子范围区域的模拟参考信号VAR。将用于第384个子范围区域的模拟参考信号VAR的幅度与采样像素信号VA'的幅度进行比较。这里，VAR<VA'。因此，第12位的数据信号为“1”。

当第12位的数据信号为“1”时，在确定第11位(在时间t3和时间t4之间)时使用二分法检索树来产生用于第448个子范围区域的模拟参考信号VAR。将用于第448个子范围区域的模拟参考信号VAR的幅度与采样像素信号VA'的幅度进行比较。在这里，VAR>VA'。因此，第11位的数据信号为“0”。

其余的基本上与上述相同。可以通过使用二分法检索树选择1024个分割的子范围区域中的一个来确定第14位到第5位。

图5A和图5B是示出了逐次逼近A/D转换器的四个低位的确定的图。

如图5A所示，参考电压VR0-VR15用于确定四个低位。

如图5B所示，对于所选子范围区域中的采样像素信号VA'，通过使用二分法检索树来选择十六个分割的低位子范围区域中的一个。

为了确定第4位，二分法检索树使用参考电压VR8，以将基于参考电压VR8的模拟参考信号VAR的幅度与采样像素信号VA'的幅度进行比较。

基于上述比较的结果，二分法检索树使用参考电压VR4或参考电压VR12来确定第3位。可以通过进行四次类似的确定来确定第4位到第1位。

图6是示出根据第一实施例的A/D转换器11的电路配置图。

如图6所示，A/D转换器11包括S/H电路108、D/A转换器100和比较器110。

S/H电路108包括放大器109、电容器CRP和开关SWT1、SWT2。

电容器CRP基于模拟像素信号VA存储电荷。电容器CRP的电容值设定为128C。

开关SWT1设置在放大器109的输出端子(负电极)和输入端子(正电极)之间。开关SWT2设置在放大器109的输出端子(正电极)和输入端子(负电极)之间。开关SWT1、SWT2用作自动调零开关。

比较器110比较由S/H电路108采样的电压并输出输出信号COMP。

D/A转换器100包括多路复用器102、开关阵列104和电容器阵列106。

电容器阵列106包括多个电容器CP0-CP11(其可以被统称为电容器CP)。

电容器CP11是分离电容器。

电容器CP11的一个电极耦合到D/A转换器100的输出节点。

电容器CP0的一个电极耦合到电容器CP11的另一个电极。电容器CP1-CP3中的每一个电容器的一个电极耦合到与电容器CP0并联的电容器CP11的另一个电极。

电容器CP4-CP10中的每一个电容器的一个电极耦合到D/A转换器100的输出节点。

开关阵列104包括开关SW5-SW14(其可以被统称为开关SW)。

根据表示采样像素信号VA'的电压与模拟参考信号VAR的电压之间的比较结果的输出信号COMP，开关SW5-SW14每个都由SAR 112控制。

更具体地，开关SW5-SW14分别设置用于电容器CP1-CP10。开关SW都可以与参考电压VRT或参考电压VRB耦合。

根据来自SAR 112的指令，开关SW均耦合到对应于参考电压VRT或参考电压VRB的电容器CP的另一个电极。

复用器102耦合到电容器CP0的另一个电极。

根据来自SAR 112的指令，多路复用器102将参考电压VR0-VR15中的一个耦合到电容器CP0的另一个电极。

当电容器CP0的电容值为1C时，电容器CP1、CP2、CP3的电容值以两倍的增量顺序地增加，并且分别被设定为1C、2C和4C。

作为分离电容器的电容器CP11的电容值被设定为8C/7。电容器CP4-CP10的电容值以两倍的增量顺序地增加，并且分别被设定为1C、2C、4C、8C、16C、32C和64C。

下面描述S/H电路108的操作。当开关SWT1、SWT2导通时，S/H电路108中的放大器109的输入端子和输出端子短路以创建平衡状态。在这种情况下，图1所示的控制电路10控制像素电路P，使得无信号电压被输入到模拟像素信号VA。电容器CRP由从模拟像素信号VA输入的无信号电压和在放大器109的输入端子和输出端子短路时创建的平衡状态下产生的电压充电。在这种情况下，D/A转换器100的数字参考信号DR处于“0”状态。

在采样操作期间，开关SWT1、SWT2不导通。因此，输入端子和输出端子彼此解耦。在这种解耦之后，图1所示的控制电路10控制像素电路P，使得基于亮度信号的电压被输入到模拟像素信号VA。从无信号状态变化而来的模拟像素信号VA通过电容器CRP传送到放大器109的输入端子(正电极)，并被存储为采样像素信号VA'。

电压变化通过电容器阵列106传送到放大器109的输入端子(负电极)，以便产生基于数字参考信号DR的电压。

比较器110将输入端子(正电极)与输入端子(负电极)进行比较，并输出表示比较结果的输出信号COMP。

在本实施例中，根据开关SW的切换操作进行比较操作。

更具体地，为了确定第14位，开关SW14工作使得参考电压VRT被施加到电容器CP10的另一个电极。其他开关SW5-SW13将参考电压VRB耦合到相关联的电容器CP的另一个电极。

为了确定第13位，开关SW13工作，使得参考电压VRT被施加到电容器CP9的另一个电极。如果指示第14位的比较结果的输出信号COMP为“0”，则开关SW14将参考电压VRB耦合到电容器CP10的另一个电极。相反，如果指示第14位的比较结果的输出信号COMP为“1”，则开关SW14保持参考电压VRT耦合到电容器CP10的另一个电极的状态。

为了确定第12位，开关SW12工作，使得参考电压VRT被施加到电容器CP8的另一个电极。如果指示第13位的比较结果的输出信号COMP为“0”，则开关SW13将参考电压VRB耦合到电容器CP9的另一个电极。相反，如果指示第13位的比较结果的输出信号COMP为“1”，则开关SW13保持参考电压VRT耦合到电容器CP9的另一个电极的状态。

执行与上述相同的操作用于确定第11位至第5位。

当第5位的确定终止时，多路复用器102工作。

更具体地，参考电压VR0-VR15中的一个参考电压根据二分法检索方法耦合到电容器CP0的另一个电极。根据参照图5A和图5B描述的二分法检索方法确定第4位到第1位。

本实施例中的电容器阵列106使用分离电容器(电容器CP11)。

如果要通过使用单位电容器(unit capacitor)代替分离电容器来产生用于10位子范围区域的模拟参考信号VAR，则需要使用大量具有相同电容值的单位电容器(例如，1024个单位电容器)。

同时，当如结合本实施例所述使用分离电容器时，可以通过使用例如大约136个电容值来实现该配置。这导致电路面积的明显降低(面积减小)。

分离电容器和更低位电容器的组合电容需要等于比分离电容器更高位的单位电容器的电容值。

因此，可以使用以下等式进行计算。

公式1

其中C_SPL是分离电容器的电容值。

因此，分离电容器的电容值为8C/7。

在本实施例中，十个高位中的七个位由布置成在分离电容器之前的电容器确定，其余三个位由布置成在分离电容器之后的电容器确定。分离电容器的位置不限于上述的位置。分离电容器可以可选地定位成将十个高位的集合分成六位组和剩余四位组。

例如，如果分离电容器被设置成将十个高位的集合分成五位组和剩下的五位组，则可以明显减少单位电容器的数量以便以最有效的方式实现面积减小。该配置可以通过使用例如大约64个电容值来实现。

此外，本实施例被配置为使得参考电压VRT、VRB被施加到电容器阵列106，参考电压VRT、VRB从参考电压产生电路6输出以便产生用于高位A/D转换的模拟参考信号VAR。此外，16个参考电压VR0-VR15通过多路复用器102被耦合到电容器CP0，16个参考电压VR0-VR15从参考电压产生电路8输出以便产生用于低位A/D转换的模拟参考信号VAR。

模拟参考信号VAR的电压值取决于耦合到电容器阵列106中的相关联的电容器CP0-CP10的电压值。也就是说，模拟参考信号VAR的建立时间取决于电容器CP0-CP10的充电/放电时间。在本实施例中，参考电压VRT、VRB基于恒定电压源并从参考电压产生电路6输出，而不考虑电阻分割。因此，与基于参考电压VRT、VRB的电容器CP的充电/放电时间相关的时间常数小于使用利用电阻器产生的参考电压VR0-VR15时的时间常数。因此，与使用基于电阻分割的参考电压VR0-VR15时相比，模拟参考信号VAR可以更快地建立。

此外，根据日本未审专利申请公开No.2014-241492，通过使用电阻器产生的参考电压需要被充电到电容器阵列中的所有电容器并从其中放电。同时，在本实施例中，根据参考电压VR0-VR15通过多路复用器102充电/放电的电容器CP0的电容值被设置为1C。因此，即使使用参考电压VR0-VR15时，也可以快速地建立模拟参考信号VAR。

上述方法能够减少D/A转换器100的模拟参考信号的建立时间。这使得A/D转换器11能够高速工作并且使得固态成像器件能够增加其帧速率。

虽然已经基于使用14位的假设来描述本实施例。然而，本实施例不限于这种情况，并且也适用于使用不同数量的位的情况。此外，已经假设10位用于高位A/D转换，并且4位用于低位A/D转换。然而，位数不限于这些数字。

第二实施例

已经参考通过在电容器阵列106中设置分离电容器来实现面积减小的方法来描述第一实施例。

同时，可以想到，由于分离电容器的制造中的误差，可能会发生差分非线性(DNL)劣化。

图7A和图7B是示出参考电压与D/A转换器100的电容器阵列106之间的布线的例子的图。

图7A示出了当数字参考信号DR为“127”时在电容器阵列106和参考电压之间的布线。

图7B示出了当数字参考信号DR为“128”时在电容器阵列106与参考电压之间的布线。

根据数字参考信号DR是“127”还是“128”，在比分离电容器更低的位位置处的参考电压和电容器之间的布线发生变化。

当A/D转换器的DNL要减小到低于1LSB(最低有效位)时，D/A转换器的DNL需要减小到低于1LSB。然而，如果分离电容器的电容值由于分离电容器的制造中的误差而偏离设计值，则会发生DNL劣化。此外，DNL可能由于布线寄生电容或单位电容器的寄生电容引起的误差而发生。

图8A至图8C是示出128附近的数字参考信号DR与分离电容器的电容值变化时的模拟参考信号VAR之间的关系的图。。

图8A示出了分离电容器的电容值等于设计值的情况。

在上述情况下，DNL正常且小于1LSB。

图8B示出了分离电容器的电容值小于设计值的情况。

在上述情况下，DNL已发生且引起例如大约+1.5LSB的误差。

图8B示出了分离电容器的电容值大于设计值的情况。

在上述情况下，DNL已发生且引起例如大约-1.5LSB的误差。

比分离电容器更低的位数量越大，分离电容器所需的电容值精度就越高。例如，当要实现小于1LSB的DNL时，分离电容器的容许误差使得在存在7个低位的情况下需要1/128的精度。当有8个低位时，所需精度为1/256，且当有9个低位时，精度为1/512。

图9是示出根据本公开的第二实施例的D/A转换器100A的电路配置图。

如图9所示，D/A转换器100A与D/A转换器100的不同之处在于，前者使用多路复用器102A代替多路复用器102。

多路复用器102A被布置成使得不同于参考电压VRT的参考电压VRTL可以选择性地耦合到电容器CP0的另一个电极。

此外，开关SW5-SW7被设置为使得参考电压VRTL和参考电压VRB可以选择性地耦合到电容器CP的另一个电极，开关SW5-SW7与处在比用作分离电容器的电容器CP11更低的位位置处的电容器CP相关。

图10是示出根据第二实施例的DNL校正方法的图。

如图10所示，如果DNL不小于1LSB，则施加高于正常参考电压VRT的参考电压VRTL。

相反，如果DNL为负，则施加低于正常参考电压VRT的参考电压VRTL。

图11是示出根据第二实施例的校正后出现的模拟基准信号VAR与数字参考信号DR之间的关系的图。

如图11所示，如果数字参考信号DR为0或128，则设置在比分离电容器更低位的位置处的所有电容器被耦合到参考电压VRB。因此，在这种情况下，模拟参考信号VAR不依赖于参考电压VRTL。

同时，如果数字参考信号DR在0和127之间，则图9所示的电容器CP4-CP10耦合到参考电压VRB。在这种情况下，与为0的数字参考信号DR的差异与相关联的模拟参考信号VAR中的差异成比例。此外，当数字参考信号DR增加1时，模拟参考信号VAR中产生的电压增加与(VRTL-VRB)成比例。

因此，可以基于在数字参考信号DR为128时出现的模拟参考信号VAR、通过调整参考电压VRTL来校正由分离电容器或寄生电容器的制造中的误差引起的DNL，使得当数字参考信号DR为127时，模拟参考信号VAR为127/128。

此外，当数字参考信号DR在128和255之间时，进行改变使得图9所示的电容器CP4耦合到参考电压VRT。然而，在设置于比分离电容器更低位的位置处的电容器以与数字参考信号DR在0和127之间时相同的方式耦合。

也就是说，与128的数字参考信号DR的差异与相关联的模拟参考信号VAR的差异成比例。

此外，当数字参考信号DR增加1时，模拟参考信号VAR中产生的电压增加由电容器CP0-CP11的分压确定。因此，不考虑电容器CP4的耦合目的地，在参考电压VRTL保持不变的情况下，当数字参考信号DR增加1时，模拟参考信号VAR中的电压增加与数字参考信号DR在0到127之间时相同。

因此，即使数字参考信号DR为256，数字参考信号DR为128时调整的参考电压VRTL也是适当的电压。当数字参考信号DR为384、512或更高时也是如此。

图12是示出根据第二实施例的参考电压产生电路5#的图。

如图12所示，参考电压产生电路5#除了参考电压VRT、VRB之外还产生参考电压VR0-VR15和参考电压VRTL。

更具体地，参考电压产生电路5#包括恒压源210、211、用于产生参考电压VRTL(第三参考电压)的电压产生单元520以及用于产生参考电压VR0-VR15(第二参考电压)的电压产生单元510。

恒压源210包括运算放大器OP1，并且通过将输出节点N0耦合到输入端子(负电极)而形成电压跟随器电路。因此，在输出节点N0处产生与输入到输入端子(正电极)的电压VRT_IN相同电位的电压，然后该电压被输出。

恒压源211包括运算放大器OP2，并且通过将输出节点N2耦合到输入端子(负电极)而形成电压跟随器电路。因此，在输出节点N2处产生与输入到输入端子(正电极)的电压VRB_IN相同电位的电压，然后该电压被输出。

电压产生单元510基于设置在参考电压VRTL和参考电压VRB之间的多个电阻元件的电阻分割来产生参考电压VR0-VR15。

电压产生单元520包括运算放大器OP3、OP4、OP5、多路复用器530、用于电阻分割的多个电阻元件和P沟道MOS晶体管540。

运算放大器OP3在输入端子(负电极)处耦合到节点N0。运算放大器OP3的输出节点耦合到P沟道MOS晶体管540的栅极。P沟道MOS晶体管540与128个电阻元件一起耦合在电源电压和节点N1之间。节点N1耦合到运算放大器OP3的输入端子(正电极)。

运算放大器OP3调整耦合到P沟道MOS晶体管540的栅极的输出节点，使得节点N1和节点N0的电压相等。也就是说，在节点N1处产生基本上等于参考电压VRT的参考电压VRT'。

多路复用器530接收由电阻元件电阻分割的参考电压，并根据控制信号SEL将接收到的参考电压之一输出到运算放大器OP5的输入端子(正电极)。控制电路10输出用于控制多路复用器530的控制信号SEL。

运算放大器OP5形成具有耦合到输入端子(负电极)的输出节点的电压跟随器电路。因此，输入到运算放大器OP5的输入端子(正电极)的电压作为参考电压VRTL来操控，并作为运算放大器OP5的输出电压输出。

运算放大器OP4形成具有与输入端子(负电极)耦合的输出节点N3的电压跟随器电路。因此，输入到运算放大器OP4的输入端子(正电极)的电压(参考电压VRB)作为参考电压VRB'来操控，并作为运算放大器OP4的输出电压输出。

总共1024个电阻元件设置在节点N1和节点N3之间。也就是说，参考电压VRTL可以进行1024个步长的调整。

此外，总共128个电阻元件设置在节点N1和P沟道MOS晶体管540之间。因此，参考电压VRTL可以被调整为高于参考电压VRT的电压。

多路复用器530耦合到128个电阻元件的耦合节点，所述电阻元件以节点N1居中的方式朝向P沟道MOS晶体管540设置。

此外，多路复用器530耦合到128个电阻元件的耦合节点，所述128个电阻元件是朝向节点N3设置的1024个电阻元件之中的。

也就是说，多路复用器530耦合到相对于节点N1居中的256个耦合节点。

多路复用器530根据输入的作为8位数据信号的控制信号SEL选择256个耦合节点中的一个，并将基于所选择的耦合节点的参考电压输出到运算放大器OP5的输入端子(正电极)。

可以通过改变作为控制信号SEL的数据信号来调整参考电压。

图13A和图13B是示出由参考电压产生电路5#覆盖的参考电压VRTL的调整范围的图。

图13A示出了当位码为“0”时出现的在电容器阵列106与参考电压之间的布线。

当位码为“0”时，所有的电容器都耦合到参考电压VRB，并且没有一个电容器耦合到参考电压VRTL。因此，模拟参考电压VAR不依赖于参考电压VRTL。

图13B示出了当位码为“127”时出现的在电容器阵列106和参考电压之间的布线。

当位码为“127”时，除最低位电容器之外，设置在比分离电容器更低位的位置处的所有电容器被耦合到参考电压VRTL。只有最低位电容器被耦合到参考电压VR15。

参考电压VR15被设定为(15/16)×(VRTL-VRB)+VRB。

当如上所述耦合时，参考电压VRTL与127LSB模拟参考信号VAR成比例。

因此，在根据第二实施例的配置中，参考电压VRTL通过1024个电阻元件进行电阻分割，如图12所示，使得可以通过多路复用器530选择相对于参考电压VRT'居中的256个抽头电压。

因此，可以以127/1024(≈1/8)LSB为单位进行调整。如图12所示，多路复用器530耦合到128个上电阻元件和128个下电阻元件的耦合节点。这使得可以进行16次LSB(128个抽头×1/8)向上调整和16次LSB向下调整，即总共32次LSB调整。

已经假定所使用的代码为“0”和“127”描述了本实施例。然而，当所使用的代码为“128”和“255”、“256”和“383”或更高时也是如此。

当使用上述方法时，可以调整参考电压VRTL以阻止由分离电容器制造中的误差引起DNL降级。

第三实施例

现在将参考自动校正参考电压VRTL的系统来描述本公开的第三实施例。

图14是根据示出第三实施例的校正系统的功能框图。

图14所示的是参考电压产生电路5#、D/A转换器100A、S/H电路108、比较器110、控制电路10、寄存器600和校准控制电路700。

第三实施例与第二实施例的不同之处在于，前者新包括寄存器600和校准控制电路700。其它元件与第二实施例中包括的相应元件相同，并且将不再重复描述。

参考电压产生电路5#包括如前所述的多路复用器530。

控制电路10根据8位寄存器600将控制信号SEL输出到多路复用器530。如前所述，参考电压VRTL可以根据控制信号SEL以256个步长进行调整。更具体地，参考电压产生电路5#根据寄存器600的代码为“0”时产生的控制信号SEL输出最小参考电压VRTL。同时，参考电压产生电路5#根据寄存器600的代码为“255”时产生的控制信号SEL输出最大参考电压VRTL。

在第三实施例中，执行二分法检索以根据来自校准控制电路700的指令来调整参考电压VRTL。

更具体地，通过使用设置在比作为分离电容器的电容器CP11更低位的位置处的电容器来产生128LSB等效模拟参考信号VAR(也称为128LSB等效电压)。

随后，产生正常的128LSB模拟参考信号VAR(也称为128LSB电压)。

然后将128LSB等效电压与128LSB电压进行比较，且寄存器600被设定为128LSB等效电压接近128LSB电压的值。

图15A和图15B是示出由参考电压产生电路5#产生的128LSB电压的图。

如图15A所示，通过使用设置在比作为分离电容器的电容器CP11的更低位的位置处的电容器来生成128LSB等效模拟参考信号VAR(也称为128LSB等效电压)。更具体地说，通过设定比如参考图7A所述在代码为“127”时产生的模拟参考信号VAR高1LSB的电压来产生128LSB等效电压。

校准控制电路700通过设定寄存器600、向多路复用器102A发出指令并控制开关阵列104来产生128LSB等效电压。

在本实施例中，校准控制电路700首先将8位寄存器600的最高有效位(MSB)设置为“1”，并将其他位设置为“0”。在这种情况下，8位寄存器600的寄存器代码为“128”。参考电压产生电路5#产生并输出作为最大和最小参考电压的1/2的参考电压VRTL。

根据基于寄存器代码“128”的参考电压VRTL，校准控制电路700指示多路复用器102A向电容器CP0施加高于参考电压VR15的参考电压VRTL。此外，校准控制电路700向开关阵列104发出指令，以指示开关SW5-SW7将参考电压VRTL施加到相关联的电容器CP1-CP3。

因此，可以基于寄存器代码“128”、根据参考电压VRTL产生128LSB等效模拟参考信号VAR。

校准控制电路700还控制S/H电路108的自动调零开关。在初始状态下，S/H电路108的自动调零开关导通。

当要对128LSB等效电压进行采样时，校准控制电路700关闭自动调零开关。在比较进行的同时，耦合到S/H电路108的电容器CRP的信号VA被输入到的端子被耦合到固定电压并且使其不变。

如图15B所示，产生正常的128LSB模拟参考信号VAR(128LSB电压)。更具体地，校准控制电路700指示多路复用器102A将参考电压VRB施加到电容器CP0。此外，校准控制电路700向开关阵列104发出指令，以指示开关SW5-SW7将参考电压VRB施加到相关联的电容器CP1-CP3。校准控制电路700还指示开关SW8将参考电压VRT施加到相关联的电容器CP4。

因此，可以产生128LSB模拟参考信号VAR。

因此，比较器110将128LSB电压与先前采样的128LSB等效电压进行比较，并输出指示比较结果的输出信号COMP。

根据输出信号，校准控制电路700设定寄存器60。

更具体地说，当将基于寄存器代码“128”的128LSB等效电压与128LSB电压进行比较并且输出信号COMP(“H”电平)指示128LSB等效电压>128LSB电压时，则最高有效位被设定为“0”。同时，当128LSB等效电压与128LSB电压进行比较并且输出信号COMP(“L”电平)指示128LSB等效电压≤128LSB电压时，最高有效位保持在“1”。

接下来，最高有效位起的第2个位设定为“1”，其他位设置为“0”。在这种情况下，8位寄存器的代码是“64”或“192”。

参考电压产生电路5#基于寄存器代码“64”或寄存器代码“192”产生参考电压VRTL。

更具体地说，产生在最小参考电压和1/2参考电压之间的1/4参考电压，或者产生在最大参考电压和1/2参考电压之间的3/4参考电压。

随后，执行与上述相同的操作。

根据基于寄存器代码“64”或“192”的参考电压VRTL，校准控制电路700指示多路复用器102A向电容器CP0施加高于参考电压VR15的参考电压VRTL。此外，校准控制电路700向开关阵列104发出指令，以指示开关SW5-SW7将参考电压VRTL施加到相关联的电容器CP1-CP3。

因此，根据基于寄存器代码“64”或“192”的参考电压VRTL，可以以伪方式产生128LSB等效模拟参考信号VAR。

因此，可以产生128LSB模拟参考信号VAR。

根据输出信号，校准控制电路700设定寄存器60。

更具体地说，当将基于寄存器代码“64”或“192”的128LSB等效电压与128LSB电压进行比较并且输出信号COMP(“H”电平)指示128LSB等效电压>128LSB电压时，第2位被设定为“0”。同时，当将128LSB等效电压与128LSB电压进行比较并且输出信号COMP(“L”电平)指示128LSB等效电压≤128LSB电压时，第2位保持为“1”。

随后，通过重复与上述处理相同的处理来设定低位，即第3至第8位。当使用上述方法时，基于寄存器代码的128LSB等效电压近似于128LSB电压。

上述方法使得可以将参考电压VRTL自动校正到适当的值。

比较器110的比较结果可能由于由S/H电路108和比较器110中的元件变化引起的偏移而存在误差。

例如可以通过使用固态成像器件中的多列中的比较器作出的比较结果的平均值来减小这种误差。

例如，如果比较器在1000列中进行比较，并且从700列输出“H”电平且从300列输出“L”电平，则相对于整体的比例为0.7比0.3。因此，可以将该电平确定为“H”。

关于最后的比较，可以通过选择接近0.5的平均值来选择最佳VRTL。

类似地，当自动调零开关关闭时，也可能由电荷注入或时钟馈通引起偏移。

当S/H电路108被自动调零时，是输入128LSB等效电压还是128LSB电压，可能会导致偏移。

当比较器在1000列中进行比较时，可以通过利用128LSB等效电压自动调零500列中的比较器和利用128LSB电压自动调零剩余500列中的比较器来抵消偏移。

由利用128LSB等效电压自动调零的、用于S/H电路108的比较器产生的输出结果与由利用128LSB电压自动调零的、用于S/H电路108的比较器产生的输出结果具有相反的极性。因此，当要计算平均值时，为计数目的，极性之一需要被反转。

这里，作为示例，列数被假定为1000。然而，列数越大，比较的精度越高，因此偏移抵消的效果越大。

如上所述使用的比较器和许多列是固有地结合在固态成像器件中的电路。因此，上述功能可以通过仅针对参考图14描述的多路复用器530添加一个开关来实现。可以在不增加功耗或电路面积的情况下适当地设定参考电压VRTL。

虽然已经参考优选实施例描述了本公开，但是本公开并不旨在仅限于所描述的实施例。应当理解，在不脱离本公开的精神和范围的情况下，无疑可以对这些实施例进行各种修改。

Claims

1.一种固态成像器件，包括：

像素电路，输出具有基于入射光量的电压的模拟像素信号；

第一参考电压产生电路，产生两种类型的第一参考电压，即用于第一电压的第一参考电压和用于低于所述第一电压的第二电压的第一参考电压；

第二参考电压产生电路，基于电阻分割产生N种类型的第二参考电压；和

逐次逼近A/D转换器，基于所述第一参考电压和所述第二参考电压对所述模拟像素信号执行A/D转换；

其中所述逐次逼近A/D转换器包括：

D/A转换器，将数字参考信号转换为模拟参考信号；

比较器，将所述模拟像素信号的幅度与所述模拟参考信号的幅度进行比较，并输出指示比较结果的信号；和

逐次逼近寄存器，基于所述比较器的比较结果进行操作，以便以所述模拟参考信号近似于所述模拟像素信号的方式产生所述数字参考信号，以及

其中所述D/A转换器包括：

分离电容器，具有耦合到输出节点的一个电极；

多个第一电容器，每个第一电容器具有耦合到所述输出节点的一个电极；

多个第二电容器，耦合到所述分离电容器的另一个电极；

开关阵列，耦合到所述第一电容器和所述第二电容器中的每一个电容器的另一个电极，并且适于通过选择性地施加所述第一参考电压来在所述输出节点处产生所述模拟参考信号；

第三电容器，具有耦合到所述分离电容器的所述另一个电极的一个电极；和

多路复用器，耦合到所述第三电容器的另一个电极，并且适于通过选择性地施加所述第二参考电压来在所述输出节点处产生所述模拟参考信号。

2.根据权利要求1所述的固态成像器件，

其中所述第一电容器包括第一至第m个第一电容器，

其中所述第二电容器包括第一至第n个第二电容器，

其中所述第一至第m个第一电容器的电容值以两倍的增量顺序地增加，以及

其中所述第一至第n个第二电容器的电容值以两倍的增量顺序地增加。

3.根据权利要求2所述的固态成像器件，

其中所述第三电容器的电容值与所述第一电容器中的第一个第一电容器的电容值相同，并且与所述第二电容器中的第一个第二电容器的电容值相同。

4.根据权利要求1所述的固态成像器件，

其中所述A/D转换包括第一A/D转换和第二A/D转换，

其中，在所述第一A/D转换时，所述开关阵列选择性地将所述第一参考电压施加到所述第一电容器和所述第二电容器的所述另一个电极，以及

其中，在所述第二A/D转换时，所述多路复用器选择性地将所述第二参考电压施加到所述第三电容器的所述另一个电极。

5.根据权利要求1所述的固态成像器件，

其中所述开关阵列包括多个选择器开关，所述多个选择器开关对应于所述第一电容器和所述第二电容器并且将所述第一电压和所述第二电压中的任一个电压耦合到所述第一电容器和所述第二电容器的所述另一个电极。

6.根据权利要求1所述的固态成像器件，

其中所述逐次逼近A/D转换器还包括在所述D/A转换器和所述比较器之间的采样保持电路。

7.根据权利要求6所述的固态成像器件，

其中所述采样保持电路包括：

第四电容器，具有适于接收基于所述模拟像素信号的电压输入的一个电极；

放大器，耦合到所述第四电容器的另一个电极并耦合到所述输出节点；和

自动调零开关，将所述放大器的输入端和输出端短路。

8.根据权利要求7所述的固态成像器件，

其中所述放大器的所述输入端处的正端子耦合到所述第四电容器的所述另一个电极，并且所述输入端处的负端子耦合到所述输出节点，以及

其中所述自动调零开关包括：

第一开关，设置在输出端处的负端子与所述正端子之间；和

第二开关，设置在所述输出端处的正端子与所述负端子之间。

9.根据权利要求1所述的固态成像器件，

其中所述第二参考电压产生电路包括电阻梯，所述电阻梯通过对所述第一电压和所述第二电压之间的电压进行分压而产生N种类型的第二参考电压。

10.根据权利要求1所述的固态成像器件，

其中所述第一参考电压产生电路包括电压跟随器电路。

11.根据权利要求1所述的固态成像器件，还包括：

第三参考电压产生电路，产生第三参考电压，

其中所述开关阵列通过选择性地将所述第一参考电压或所述第三参考电压施加到所述第二电容器的所述另一个电极而在所述输出节点处产生所述模拟参考信号。

12.根据权利要求11所述的固态成像器件，

其中所述第三参考电压产生电路基于所述第一电压和所述第二电压产生所述第三参考电压。

13.根据权利要求12所述的固态成像器件，

其中所述第三参考电压产生电路包括：

多个电阻元件；

另外的多路复用器，接收基于所述电阻元件的电阻分割的L种类型的第三参考电压；和

电压跟随器电路，接收由所述另外的多路复用器选择性地输出的所述第三参考电压。

14.根据权利要求13所述的固态成像器件，还包括：

控制电路，控制所述另外的多路复用器。

15.根据权利要求14所述的固态成像器件，还包括：

具有多个位的另外的寄存器，

其中所述控制电路根据所述另外的寄存器的寄存器值产生控制所述另外的多路复用器的控制信号。

16.根据权利要求15所述的固态成像器件，还包括：

校准控制电路，用于设定所述另外的寄存器的寄存器值。

17.根据权利要求11所述的固态成像器件，

其中所述第二参考电压产生电路基于通过所述第三参考电压的电阻分割产生N种类型的第二参考电压。

18.根据权利要求1所述的固态成像器件，包括布置成行和列的多个所述像素电路，

其中针对每列设置所述逐次逼近A/D转换器，以对从所选择的一行中的相关联的像素电路输出的模拟像素信号执行A/D转换，并且所述逐次逼近A/D转换器包括信号处理电路，所述信号处理电路是针对所述逐次逼近A/D转换器共同设置的，以便基于每个逐次逼近A/D转换器的输出信号产生数字像素信号。