CN107800343B - 异步电机自抗扰控制器的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种异步电机自抗扰控制器的设计方法，包括步骤：一、构建异步电机在按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系下的动态数学模型；二、确定出由转速环一阶自抗扰控制器、磁链环一阶自抗扰控制器、d轴电流环一阶自抗扰控制器和q轴电流环一阶自抗扰控制器四个一阶自抗扰控制器构成的异步电机矢量控制系统的结构；三、分别设计步骤二中所述异步电机矢量控制系统的转速环一阶自抗扰控制器、磁链环一阶自抗扰控制器、d轴电流环一阶自抗扰控制器和q轴电流环一阶自抗扰控制器。本发明方法步骤简单，增强了系统的抗负载扰动和抗电机参数变化的能力，提高了系统的控制精度及鲁棒性，实用性强。

Description

异步电机自抗扰控制器的设计方法

技术领域

本发明属于异步电机控制技术领域，具体涉及一种异步电机自抗扰控制器的设计方法。

背景技术

异步电机具有结构简单、坚固耐用、运行可靠等优点，在工业应用场合得到了非常广泛的应用。矢量控制方式的引入，实现了转矩与磁链的解耦控制，使异步电机变频调速性能达到与直流电机控制性能相媲美的程度。然而，在实际应用过程中，传统的PI矢量控制系统受负载变化及电机参数变化的影响较大，因此，控制性能受到很大影响。滑模变结构控制、自适应控制、预测控制、内模控制等现代控制策略在交流电机变频控制研究领域受到了广泛关注。但是，滑模变结构控制存在“抖振”现象，对于矢量控制系统在低速时会引起较大转矩脉动；自适应控制算法复杂，对处理器性能要求较高；预测控制算法存在模型预测精度不高、滚动优化策略少、反馈校正方法单调等问题；内模控制器的固定时间常数在鲁棒性与快速性之间存在矛盾。

自抗扰控制器是一种新型的非线性控制器，通过对系统内、外扰动的实时估计并补偿，结合非线性控制策略，从而系统获得更好的鲁棒性和动态性能。

然而，就目前的异步电机自抗扰控制器在设计过程中存在没有完全按照自抗扰控制器数学特征来设计，控制器设计中存在通过线性化的方法进行简化，并且仅凭经验对控制器参数的进行取值，使得异步电机变频调速系统的达不到理想的控制性能。此外，对异步电机在同步旋转坐标系下的电流i_d，i_q、转速ω_r、磁链ψ_r在数学模型上的不同特征没有对控制器的设计做出区分，很大程度上影响了控制器的控制性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种异步电机自抗扰控制器的设计方法，其方法步骤简单，增强了系统的抗负载扰动和抗电机参数变化的能力，提高了系统的控制精度及鲁棒性，实用性强。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤一、构建异步电机在按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系下的动态数学模型，所述动态数学模型包括转速环动态数学模型、q轴电流环动态数学模型、磁链环动态数学模型和d轴电流环动态数学模型；

步骤二、根据步骤一中构建的动态数学模型，并结合自抗扰控制原理，确定出由转速环一阶自抗扰控制器、磁链环一阶自抗扰控制器、d轴电流环一阶自抗扰控制器和q轴电流环一阶自抗扰控制器四个一阶自抗扰控制器构成的异步电机矢量控制系统的结构；

所述异步电机矢量控制系统包括转速环一阶自抗扰控制器、磁链环一阶自抗扰控制器、d轴电流环一阶自抗扰控制器和q轴电流环一阶自抗扰控制器，以及PARK变换模块、PARK反变换模块、CLARK变换模块、SVPWM模块、逆变器和转子磁链观测器；所述q轴电流环一阶自抗扰控制器与转速环一阶自抗扰控制器的输出端连接，所述d轴电流环一阶自抗扰控制器与磁链环一阶自抗扰控制器的输出端连接，所述q轴电流环一阶自抗扰控制器的输出端和d轴电流环一阶自抗扰控制器的输出端均与PARK反变换模块的输入端连接，所述PARK反变换模块的输出端与SVPWM模块的输入端连接，所述SVPWM模块的输出端与逆变器连接，异步电机与逆变器的A相电流输出端、B相电流输出端和C相电流输出端均连接，所述逆变器的A相电流输出端和B相电流输出端均与CLARK变换模块的输入端连接，所述CLARK变换模块的输出端与PARK变换模块的输入端连接，所述PARK变换模块的异步电机定子侧q轴电流分量输出端与q轴电流环一阶自抗扰控制器连接，所述PARK变换模块的异步电机定子侧d轴电流分量输出端与d轴电流环一阶自抗扰控制器连接，所述PARK变换模块的异步电机定子侧q轴电流分量输出端和异步电机定子侧d轴电流分量输出端均与转子磁链观测器的输入端连接，所述转子磁链观测器的异步电机转子侧d轴磁链信号输出端与磁链环一阶自抗扰控制器连接，所述转子磁链观测器的旋转定向角输出端与PARK变换模块和PARK反变换模块均连接。

步骤三、根据一阶自抗扰控制器由跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性状态误差反馈控制律三部分组成的原理，分别设计步骤二中所述异步电机矢量控制系统的转速环一阶自抗扰控制器、磁链环一阶自抗扰控制器、d轴电流环一阶自抗扰控制器和q轴电流环一阶自抗扰控制器。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤一中所述转速环动态数学模型为步骤一中所述q轴电流环动态数学模型为步骤一中所述磁链环动态数学模型为步骤一中所述d轴电流环动态数学模型为其中，T_r为异步电机转子时间常数且T_r＝L_r/R_r，σ为异步电机漏磁系数且u_sd为异步电机定子侧d轴电压分量，u_sq为异步电机定子侧q轴电压分量，i_sd为异步电机定子侧d轴电流分量，i_sq为异步电机定子侧q轴电流分量；R_s为异步电机定子侧电阻，R_r为异步电机转子侧电阻，L_s为异步电机定子侧电感，L_r为异步电机转子侧电感；L_m为异步电机定转子间互感；ψ_rd为异步电机转子侧d轴磁链；ω₁为异步电机同步角转速；ω_r为异步电机转子转速；n_p为异步电机极对数；J为异步电机转动惯量；T_L为负载转矩。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述转速环一阶自抗扰控制器的过程为：

步骤3011、将步骤一中所述转速环动态数学模型变形为其中，b为转速环补偿参数且w₂(t)为转速环扰动且

步骤3012、将转速环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v(k)为转速环一阶自抗扰控制器的输入信号，x₁₁(k)为跟踪输入信号v(k)的信号，x₁₁(k+1)为x₁₁(k)的下一时刻的变量，x₁₂(k)为x₁₁(k)的微分，x₁₂(k+1)为x₁₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h为转速环跟踪微分器的滤波参数，r为决定跟踪输入信号v(k)的速度的参数，fst[x₁₁(k)-v(k)，x₁₂(k)，r，h]为转速环离散时间系统最优控制函数；

步骤3013、将w₂(t)视为扰动，构造转速环扩张状态观测器为：

其中，z₁₁(k)为对ω_r的估计，z₁₁(k+1)为z₁₁(k)的下一时刻的变量，y(k)为ω_r的反馈值，e₁₀(k)为z₁₁(k)与y(k)的差值，z₁₂(k)为对转速环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₁₂(k+1)为z₁₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₁₀(k),α₁,δ₁)为转速环扩张状态观测器的非线性组合函数且α₁为转速环扩张状态观测器的非线性参数，δ₁为转速环扩张状态观测器的滤波参数，β₀₁为扩张状态观测器转速估计值的输出误差校正增益，β₀₂为转速环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u(k)为转速环一阶自抗扰控制器的输出控制量；

步骤3014、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u(k)为转速环一阶自抗扰控制器的输出控制量，e₁₁(k)为x₁₁(k)与z₁₁(k)的差值，u₁₀(k)为转速环非线性状态反馈控制律的输出，β₁为转速环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₁₁(k),α₀₁,δ₀₁)为转速环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₀₁为转速环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₀₁为转速环非线性状态反馈控制律的滤波参数。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3012中根据转速环跟踪微分器的输出波形并根据转速环离散时间系统最优控制函数fst[x₁₁(k)-v(k),x₁₂(k),r,h]对h和r进行调整，其中，转速环离散时间系统最优控制函数fst[x₁₁(k)-v(k),x₁₂(k),r,h]用公式表示为：

其中，a为中间变量且

步骤3013中所述α₁的取值范围为0＜α₁＜1，所述δ₁的取值为0.01，β₀₁＝1/T，β₀₂＝1/(5T²)；

步骤3014中所述α₀₁的取值范围为0＜α₀₁＜1，所述δ₀₁的取值为0.01,所述β₁的取值为10/b。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述q轴电流环一阶自抗扰控制器的过程为：

步骤3021、将步骤一中所述q轴电流环动态数学模型变形为其中，b₁为q轴电流环补偿参数且b₁＝1/σ,w₃(t)为q轴电流环扰动且w₃(t)＝-L_mψ_rdω_r/(σL_r)-ω₁i_sd；

步骤3022、将q轴电流环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器的输入信号，x₂₁(k)为跟踪输入信号v₁(k)的信号，x₂₁(k+1)为x₂₁(k)的下一时刻的变量，x₂₂(k)为x₂₁(k)的微分，x₂₂(k+1)为x₂₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₁为q轴电流环跟踪微分器的滤波参数，r₁为决定跟踪输入信号v₁(k)的速度的参数，fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),₁r,h₁]为q轴电流环离散时间系统最优控制函数；

步骤3023、将视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器为：

其中，z₂₁(k)为对i_sq的估计，z₂₁(k+1)为z₂₁(k)的下一时刻的变量，y₁(k)为i_sq的反馈值，e₂₀(k)为z₂₁(k)与y₁(k)的差值，z₂₂(k)为对q轴电流环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₂₂(k+1)为z₂₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₂₀(k),α₂,δ₂)为q轴电流环扩张状态观测器系统的非线性组合函数且α₂为q轴电流环扩张状态观测器系统的非线性参数，δ₂为q轴电流环扩张状态观测器的滤波参数，β₁₁为扩张状态观测器q轴电流估计值的输出误差校正增益、β₁₂为q轴电流环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器的输出控制量；

步骤3024、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器的输出控制量，e₂₁(k)为x₂₁(k)与z₂₁(k)的差值，u₂₀(k)为q轴电流环非线性状态反馈控制律的输出，β₂为q轴电流环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₂₁(k),α₁₁,δ₁₁)为q轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₁₁为q轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₁₁为q轴电流环非线性状态反馈控制律的滤波参数。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3022中根据q轴电流环跟踪微分器的输出波形并根据q轴电流环离散时间系统最优控制函数fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]对h₁和r₁进行调整，其中，q轴电流环离散时间系统最优控制函数fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]用公式表示为：

其中，a₁为中间变量且

步骤3023中所述α₂的取值范围为0＜α₂＜1，所述δ₂的取值为0.01，β₁₁＝1/T，β₁₂＝1/(5T²)；

步骤3024中所述α₁₁的取值范围为0＜α₁₁＜1，所述δ₁₁的取值为0.01,所述β₂的取值为10/b₁。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述磁链环一阶自抗扰控制器的过程为：

步骤3031、将步骤一中所述磁链环动态数学模型变形为其中，b₂为磁链环补偿参数且b₂＝L_m/T_r；

步骤3032、将磁链环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器的输入信号，x₃₁(k)为跟踪输入信号v₂(k)的信号，x₃₁(k+1)为x₃₁(k)的下一时刻的变量，x₃₂(k)为x₃₁(k)的微分，x₃₂(k+1)为x₃₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₂为磁链环跟踪微分器的滤波参数，r₂为决定跟踪输入信号v₂(k)速度的参数，fst[x₃₁(k)-v₂(k)，x₃₂(k)，r₂，h₂]为磁链环离散时间系统最优控制函数；

步骤3033、将f₁(z₃₁(k))＝-ψ_rd/T_r视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器为：

其中，z₃₁(k)视为对ψ_rd的估计，z₃₁(k+1)为z₃₁(k)的下一时刻的变量，y₂(k)为ψ_rd的反馈值，e₃₀(k)为z₃₁(k)与y₂(k)的差值，z₃₂(k)为对磁链环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₃₂(k+1)为z₃₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₃₀(k),α₃,δ₃)为磁链环扩张状态观测器系统的非线性组合函数且α₃为磁链环扩张状态观测器的非线性参数，δ₃为磁链环扩张状态观测器的滤波参数，β₂₁为扩张状态观测器磁链估计值的输出误差校正增益，β₂₂为磁链环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器的输出控制量；

步骤3034、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器的输出控制量，e₃₁(k)为x₃₁(k)与z₃₁(k)的差值，u₃₀(k)为磁链环非线性状态反馈控制律的输出，β₃为磁链环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₃₁(k),α₂₁,δ₂₁)为磁链环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₂₁为磁链环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₂₁为磁链环非线性状态反馈控制律的滤波参数。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3032中根据磁链环跟踪微分器的输出波形并根据磁链环离散时间系统最优控制函数fst[x₃₁(k)-v₂(k)，x₃₂(k)，r₂，h₂]对h₂和r₂进行调整，其中，磁链环离散时间系统最优控制函数fst[x₃₁(k)-v₂(k),x₃₂(k),r₂,h₂]用公式表示为：

其中a₂为中间变量且

步骤3033中所述α₃的取值范围为0＜α₃＜1，所述δ₃的取值为0.01，β₂₁＝1/T，β₂₂＝1/(5T²)；

步骤3034中所述α₂₁的取值范围为0＜α₂₁＜1，所述δ₂₁的取值为0.01,所述β₃的取值为10/b₂。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述d轴电流环一阶自抗扰控制器的过程为：

步骤3041、将步骤一中所述d轴电流环动态数学模型变形为其中，b₃为d轴电流环补偿参数且b₃＝1/σ,w₁(t)为d轴电流环扰动且

步骤3042、将d轴电流环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器的输入信号，x₄₁(k)为跟踪输入信号v₃(k)的信号，x₄₁(k+1)为x₄₁(k)的下一时刻的变量，x₄₂(k)为x₄₁(k)的微分，x₄₂(k+1)为x₄₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₃为d轴电流环跟踪微分器的滤波参数，r₃为决定跟踪输入信号v₃(k)的速度的参数，fst[x₄₁(k)-v₃(k),x₄₂(k),r₃,h₃]为d轴电流环离散时间系统最优控制函数；

步骤3043、将视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器为：

其中，z₄₁(k)为对i_sd的估计，z₄₁(k+1)为z₄₁(k)的下一时刻的变量，y₃(k)为i_sd的反馈值，e₄₀(k)为z₄₁(k)与y₃(k)的差值，z₄₂(k)为对d轴电流环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₄₂(k+1)为z₄₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₄₀(k),α₄,δ₄)为d轴电流环扩张状态观测器系统的非线性组合函数且α₄为d轴电流环扩张状态观测器的非线性参数，δ₄为d轴电流环扩张状态观测器的滤波参数，β₃₁为扩张状态观测器d轴电流估计值的输出误差校正增益、β₃₂为d轴电流环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器的输出控制量；

步骤3044、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器的输出控制量，e₄₁(k)为x₄₁(k)与z₄₁(k)的差值，u₄₀(k)为d轴电流环非线性状态反馈控制律的输出，β₄为d轴电流环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₄₁(k),α₃₁,δ₃₁)为d轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₃₁为d轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₃₁为d轴电流环非线性状态反馈控制律滤波参数。

上述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3042中根据d轴电流环跟踪微分器的输出波形并根据d轴电流环离散时间系统最优控制函数fst对h₃和r₃进行调整，其中，d轴电流环离散时间系统最优控制函数fst用公式表示为：

其中，a₃为中间变量且

步骤3043中所述α₄的取值范围为0＜α₄＜1，所述δ₄的取值为0.01，β₃₁＝1/T，β₃₂＝1/(5T²)；

步骤3044中所述α₃₁的取值范围为0＜α₃₁＜1，所述δ₃₁的取值为0.01,所述β₄的取值为10/b₃。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、本发明在异步电机自抗扰控制器设计过程中，对未知扰动和已知扰动进行区分，并对自抗扰控制器众多的参数提出了整定方法，根据自抗扰控制器的数学特征和异步电机的数学模型，设计了异步电机矢量控制系统的自抗扰转速环控制器、自抗扰磁链环控制器、自抗扰d轴电流环控制器和自抗扰q轴电流环控制器，对4个自抗扰控制器的设计步骤、设计方法作了详细描述，对跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)以及非线性状态反馈控制律(NLSEF)的各个参数对自抗扰控制器性能的影响作了详细描述，所设计的异步电机自抗扰控制器的鲁棒性和动态性能好。

2、本发明通过Matlab/Simulink仿真环境，对基于自抗扰控制器的矢量控制系统和基于PI控制器的矢量控制系统进行了对比研究，仿真结果表明自抗扰控制器(ADRC)系统的鲁棒性、动态性能和控制精度均优于PI系统。

3、本发明的方法步骤简单，增强了系统的抗负载扰动和抗电机参数变化的能力，提高了系统的控制精度及鲁棒性，实用性强，使用效果好，便于推广使用。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明的方法流程框图。

图2为本发明异步电机矢量控制系统的结构框图。

图3为本发明实施例中突加/减负载时ADRC系统与PI系统的转速波形对比图。

图4A为本发明实施例中PI控制系统转速波形图。

图4B为本发明实施例中ADRC控制系统转速波形图。

附图标记说明:

1—转速环一阶自抗扰控制器； 2—磁链环一阶自抗扰控制器；

3—d轴电流环一阶自抗扰控制器； 4—q轴电流环一阶自抗扰控制器；

5—PARK变换模块； 6—PARK反变换模块；

7—CLARK变换模块； 8—SVPWM模块；

9—逆变器； 10—转子磁链观测器；

11—异步电机。

具体实施方式

如图1所示，本发明的异步电机自抗扰控制器的设计方法，包括以下步骤：

步骤一、构建异步电机11在按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系下的动态数学模型，所述动态数学模型包括转速环动态数学模型、q轴电流环动态数学模型、磁链环动态数学模型和d轴电流环动态数学模型；

步骤二、根据步骤一中构建的动态数学模型，并结合自抗扰控制原理，确定出由转速环一阶自抗扰控制器1、磁链环一阶自抗扰控制器2、d轴电流环一阶自抗扰控制器3和q轴电流环一阶自抗扰控制器4四个一阶自抗扰控制器构成的异步电机矢量控制系统的结构；

如图2所示，所述异步电机矢量控制系统包括转速环一阶自抗扰控制器1、磁链环一阶自抗扰控制器2、d轴电流环一阶自抗扰控制器3和q轴电流环一阶自抗扰控制器4，以及PARK变换模块5、PARK反变换模块6、CLARK变换模块7、SVPWM模块8、逆变器9和转子磁链观测器10；所述q轴电流环一阶自抗扰控制器4与转速环一阶自抗扰控制器1的输出端连接，所述d轴电流环一阶自抗扰控制器3与磁链环一阶自抗扰控制器2的输出端连接，所述q轴电流环一阶自抗扰控制器4的输出端和d轴电流环一阶自抗扰控制器3的输出端均与PARK反变换模块6的输入端连接，所述PARK反变换模块6的输出端与SVPWM模块8的输入端连接，所述SVPWM模块8的输出端与逆变器9连接，异步电机11与逆变器9的A相电流输出端、B相电流输出端和C相电流输出端均连接，所述逆变器9的A相电流输出端和B相电流输出端均与CLARK变换模块7的输入端连接，所述CLARK变换模块7的输出端与PARK变换模块5的输入端连接，所述PARK变换模块5的异步电机定子侧q轴电流分量输出端与q轴电流环一阶自抗扰控制器4连接，所述PARK变换模块5的异步电机定子侧d轴电流分量输出端与d轴电流环一阶自抗扰控制器3连接，所述PARK变换模块5的异步电机定子侧q轴电流分量输出端和异步电机定子侧d轴电流分量输出端均与转子磁链观测器10的输入端连接，所述转子磁链观测器10的异步电机转子侧d轴磁链信号输出端与磁链环一阶自抗扰控制器2连接，所述转子磁链观测器10的旋转定向角输出端与PARK变换模块5和PARK反变换模块6均连接。为定子电压的α轴分量给定；为定子电压的β轴分量给定；i_sa为A相定子电流；i_sb为B相定子电流；i_sα为定子电流的α轴分量；i_sβ为定子电流的β轴分量；θ_s为旋转定向角。

步骤三、根据一阶自抗扰控制器由跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)和非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)三部分组成的原理，分别设计步骤二中所述异步电机矢量控制系统的转速环一阶自抗扰控制器1、磁链环一阶自抗扰控制器2、d轴电流环一阶自抗扰控制器3和q轴电流环一阶自抗扰控制器4。

本实施例中，步骤一中所述转速环动态数学模型为步骤一中所述q轴电流环动态数学模型为步骤一中所述磁链环动态数学模型为步骤一中所述d轴电流环动态数学模型为其中，T_r为异步电机转子时间常数且T_r＝L_r/R_r，σ为异步电机漏磁系数且u_sd为异步电机定子侧d轴电压分量，u_sq为异步电机定子侧q轴电压分量，i_sd为异步电机定子侧d轴电流分量，i_sq为异步电机定子侧q轴电流分量；R_s为异步电机定子侧电阻，R_r为异步电机转子侧电阻，L_s为异步电机定子侧电感，L_r为异步电机转子侧电感；L_m为异步电机定转子间互感；ψ_rd为异步电机转子侧d轴磁链；ω₁为异步电机同步角转速；ω_r为异步电机转子转速；n_p为异步电机极对数；J为异步电机转动惯量；T_L为负载转矩。

本实施例中，步骤三中设计所述转速环一阶自抗扰控制器1的过程为：

步骤3011、将步骤一中所述转速环动态数学模型变形为其中，b为转速环补偿参数且w₂(t)为转速环扰动且

步骤3012、将转速环跟踪微分器(TD)过渡过程的离散方程表示为：

其中，v(k)为转速环一阶自抗扰控制器1的输入信号，对应图2转速环ADRC的转速给定x₁₁(k)为跟踪输入信号v(k)的信号，x₁₁(k+1)为x₁₁(k)的下一时刻的变量，x₁₂(k)为x₁₁(k)的微分，x₁₂(k+1)为x₁₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h为转速环跟踪微分器(TD)的滤波参数，r为决定跟踪输入信号v(k)的速度的参数，fst[x₁₁(k)-v(k),x₁₂(k),r,h]为转速环离散时间系统最优控制函数；跟踪微分器(TD)中，h和r为可调参数，h越大，对噪声滤波效果越好；r越大跟踪速度越快，但同时也会增加超调量；

步骤3013、将w₂(t)视为扰动，构造转速环扩张状态观测器(ESO)为：

其中，z₁₁(k)为对ω_r的估计，z₁₁(k+1)为z₁₁(k)的下一时刻的变量，y(k)为ω_r的反馈值，对应图2转速环ADRC的转速反馈ω_r，e₁₀(k)为z₁₁(k)与y(k)的差值，z₁₂(k)为对转速环扩张状态观测器(ESO)系统的总扰动的估计，z₁₂(k+1)为z₁₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₁₀(k),α₁,δ₁)为转速环扩张状态观测器(ESO)的非线性组合函数且α₁为转速环扩张状态观测器(ESO)的非线性参数，δ₁为转速环扩张状态观测器(ESO)的滤波参数，β₀₁为扩张状态观测器(ESO)转速估计值的输出误差校正增益，β₀₂为转速环扩张状态观测器(ESO)系统扰动估计值的输出误差校正增益，u(k)为转速环一阶自抗扰控制器1的输出控制量；α₁，δ₁，β₀₁，β₀₂为可调参数，α₁越小，fal函数非线性越强，扩张状态观测器(ESO)对系统扰动的适应能力越强；β₀₁和β₀₂很大程度影响着系统的动态性能，状态变量的估计主要受β₀₁的影响，系统扰动的估计主要受β₀₂的影响，β₀₁和β₀₂越大估计收敛的越快，但若取值过大，扩张状态观测器(ESO)输出会产生振荡发散并产生高频噪声信号；当扩张状态观测器(ESO)的参数整定足够好时，z₁₁(k)就能足够准确地观测出系统的状态变量，z₁₂(k)也能足够准确地估计出扰动w₂(t)和未建模的扰动。

步骤3014、根据跟踪微分器(TD)和扩张状态观测器(ESO)的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u(k)为转速环一阶自抗扰控制器1的输出控制量，对应图2 q轴电流环的转矩电流给定e₁₁(k)为x₁₁(k)与z₁₁(k)的差值，u₁₀(k)为转速环非线性状态反馈控制律的输出，β₁为转速环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₁₁(k),α₀₁,δ₀₁)为转速环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₀₁为转速环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₀₁为转速环非线性状态反馈控制律的滤波参数。α₀₁，δ₀₁，β₁为可调参数，α₀₁越小，非线性状态反馈控制律(NLSEF)对系统扰动的适应能力越强；增大β₁可加快系统响应速度，但β₁取值过大，会引起系统振荡甚至不稳定，因此，需要根据系统整体控制效果调整参数β₁。

本实施例中，步骤3012中根据转速环跟踪微分器(TD)的输出波形并根据转速环离散时间系统最优控制函数fst[x₁₁(k)-v(k)，x₁₂(k)，r，h]对h和r进行调整，其中，转速环离散时间系统最优控制函数fst[x₁₁(k)-v(k),x₁₂(k),r,h]用公式表示为：

其中，a为中间变量且

步骤3013中所述α₁的取值范围为0＜α₁＜1，所述δ₁的取值为0.01，β₀₁＝1/T，β₀₂＝1/(5T²)；

步骤3014中所述α₀₁的取值范围为0＜α₀₁＜1，所述δ₀₁的取值为0.01,所述β₁的取值为10/b。

本实施例中，步骤三中设计所述q轴电流环一阶自抗扰控制器4的过程为：

步骤3021、将步骤一中所述q轴电流环动态数学模型变形为其中，b₁为q轴电流环补偿参数且b₁＝1/σ,w₃(t)为q轴电流环扰动且w₃(t)＝-L_mψ_rdω_r/(σL_r)-ω₁i_sd；

步骤3022、将q轴电流环跟踪微分器(TD)过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器4的输入信号，对应图2中q轴电流环的转矩电流给定x₂₁(k)为跟踪输入信号v₁(k)的信号，x₂₁(k+1)为x₂₁(k)的下一时刻的变量，x₂₂(k)为x₂₁(k)的微分，x₂₂(k+1)为x₂₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₁为q轴电流环跟踪微分器(TD)的滤波参数，r₁为决定跟踪输入信号v₁(k)的速度的参数，fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]为q轴电流环离散时间系统最优控制函数；跟踪微分器(TD)中，h₁和r₁为可调参数，h₁越大，对噪声滤波效果越好；r₁越大跟踪速度越快，但同时也会增加超调量；

步骤3023、将视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器(ESO)为：

其中，z₂₁(k)为对i_sq的估计，z₂₁(k+1)为z₂₁(k)的下一时刻的变量，y₁(k)为i_sq的反馈值，对应图2中q轴电流环的转矩电流反馈i_sq，e₂₀(k)为z₂₁(k)与y₁(k)的差值，z₂₂(k)为对q轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统的总扰动的估计，z₂₂(k+1)为z₂₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₂₀(k),α₂,δ₂)为q轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统的非线性组合函数且α₂为q轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统的非线性参数，δ₂为q轴电流环扩张状态观测器(ESO)的滤波参数，β₁₁为扩张状态观测器(ESO)q轴电流估计值的输出误差校正增益、β₁₂为q轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器4的输出控制量；α₂，δ₂，β₁₁，β₁₂为可调参数，α₂越小，fal函数非线性越强，扩张状态观测器(ESO)对系统扰动的适应能力越强；β₁₁和β₁₂很大程度影响着系统的动态性能，状态变量的估计主要受β₁₁的影响，系统扰动的估计主要受β₁₂的影响，β₁₁和β₁₂越大估计收敛的越快，但若取值过大，扩张状态观测器(ESO)输出会产生振荡发散并产生高频噪声信号；当扩张状态观测器(ESO)的参数整定足够好时，z₂₁(k)就能足够准确地观测出系统的状态变量，z₂₂(k)也能足够准确地估计出扰动w₃(t)和未建模的扰动。

扰动w₃(t)中存在ψ_rd，i_sd形成的耦合项，若采用PI调节则耦合项将会对系统控制性能产生较大的影响，可用扩张状态观测器(ESO)对w₃(t)实时进行估计和补偿。

步骤3024、根据跟踪微分器(TD)和扩张状态观测器(ESO)的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器4的输出控制量，对应图2定子电压的q轴分量给定e₂₁(k)为x₂₁(k)与z₂₁(k)的差值，u₂₀(k)为q轴电流环非线性状态反馈控制律的输出，β₂为q轴电流环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₂₁(k),α₁₁,δ₁₁)为q轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₁₁为q轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₁₁为q轴电流环非线性状态反馈控制律的滤波参数。α₁₁，δ₁₁，β₂为可调参数，α₁₁越小，非线性状态反馈控制律(NLSEF)对系统扰动的适应能力越强；增大β₂可加快系统响应速度，但β₂取值过大，会引起系统振荡甚至不稳定，因此，需要根据系统整体控制效果调整参数β₂。

本实施例中，步骤3022中根据q轴电流环跟踪微分器(TD)的输出波形并根据q轴电流环离散时间系统最优控制函数fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]对h₁和r₁进行调整，其中，q轴电流环离散时间系统最优控制函数fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]用公式表示为：

其中，a₁为中间变量且

步骤3023中所述α₂的取值范围为0＜α₂＜1，所述δ₂的取值为0.01，β₁₁＝1/T，β₁₂＝1/(5T²)；

步骤3024中所述α₁₁的取值范围为0＜α₁₁＜1，所述δ₁₁的取值为0.01,所述β₂的取值为10/b₁。

本实施例中，步骤三中设计所述磁链环一阶自抗扰控制器2的过程为：

步骤3031、将步骤一中所述磁链环动态数学模型变形为其中，b₂为磁链环补偿参数且b₂＝L_m/T_r；

步骤3032、将磁链环跟踪微分器(TD)过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器2的输入信号，对应图2磁链环的磁链给定x₃₁(k)为跟踪输入信号v₂(k)的信号，x₃₁(k+1)为x₃₁(k)的下一时刻的变量，x₃₂(k)为x₃₁(k)的微分，x₃₂(k+1)为x₃₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₂为磁链环跟踪微分器(TD)的滤波参数，r₂为决定跟踪输入信号v₂(k)速度的参数，fst[x₃₁(k)-v₂(k),x₃₂(k),r₂,h₂]为磁链环离散时间系统最优控制函数；跟踪微分器(TD)中，h₂和r₂为可调参数，h₂越大，对噪声滤波效果越好；r₂越大跟踪速度越快，但同时也会增加超调量；

步骤3033、将f₁(z₃₁(k))＝-ψ_rd/T_r视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器(ESO)为：

其中，z₃₁(k)视为对ψ_rd的估计，z₃₁(k+1)为z₃₁(k)的下一时刻的变量，y₂(k)为ψ_rd的反馈值，对应图2磁链环的磁链反馈ψ_rd，e₃₀(k)为z₃₁(k)与y₂(k)的差值，z₃₂(k)为对磁链环扩张状态观测器(ESO)系统的总扰动的估计，z₃₂(k+1)为z₃₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₃₀(k),α₃,δ₃)为磁链环扩张状态观测器(ESO)系统的非线性组合函数且α₃为磁链环扩张状态观测器(ESO)的非线性参数，δ₃为磁链环扩张状态观测器(ESO)的滤波参数，β₂₁为扩张状态观测器(ESO)磁链估计值的输出误差校正增益，β₂₂为磁链环扩张状态观测器(ESO)系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器2的输出控制量；α₃，δ₃，β₂₁，β₂₂为可调参数，α₃越小，fal函数非线性越强，扩张状态观测器(ESO)对系统扰动的适应能力越强；β₂₁和β₂₂很大程度影响着系统的动态性能，状态变量的估计主要受β₂₁的影响，系统扰动的估计主要受β₂₂的影响，β₂₁和β₂₂越大估计收敛的越快，但若取值过大，扩张状态观测器(ESO)输出会产生振荡发散并产生高频噪声信号；当扩张状态观测器(ESO)的参数整定足够好时，z₃₁(k)就能足够准确地观测出系统的状态变量，z₃₂(k)也能足够准确地估计出系统的扰动。

步骤3034、根据跟踪微分器(TD)和扩张状态观测器(ESO)的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器2的输出控制量，对应图2 d轴电流环的励磁电流给定e₃₁(k)为x₃₁(k)与z₃₁(k)的差值，u₃₀(k)为磁链环非线性状态反馈控制律的输出，β₃为磁链环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₃₁(k),α₂₁,δ₂₁)为磁链环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₂₁为磁链环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₂₁为磁链环非线性状态反馈控制律的滤波参数。α₂₁，δ₂₁，β₃为可调参数，α₂₁越小，非线性状态反馈控制律(NLSEF)对系统扰动的适应能力越强；增大β₃可加快系统响应速度，但β₃取值过大，会引起系统振荡甚至不稳定，因此，需要根据系统整体控制效果调整参数β₃。

本实施例中，步骤3032中根据磁链环跟踪微分器(TD)的输出波形并根据磁链环离散时间系统最优控制函数fst[x₃₁(k)-v₂(k)，x₃₂(k)，r₂，h₂]对h₂和r₂进行调整，其中，磁链环离散时间系统最优控制函数fst[x₃₁(k)-v₂(k),x₃₂(k),r₂,h₂]用公式表示为：

其中a₂为中间变量且

步骤3033中所述α₃的取值范围为0＜α₃＜1，所述δ₃的取值为0.01，β₂₁＝1/T，β₂₂＝1/(5T²)；

步骤3034中所述α₂₁的取值范围为0＜α₂₁＜1，所述δ₂₁的取值为0.01,所述β₃的取值为10/b₂。

本实施例中，步骤三中设计所述d轴电流环一阶自抗扰控制器3的过程为：

步骤3041、将步骤一中所述d轴电流环动态数学模型变形为其中，b₃为d轴电流环补偿参数且b₃＝1/σ,w₁(t)为d轴电流环扰动且

步骤3042、将d轴电流环跟踪微分器(TD)过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器3的输入信号，对应图2中d轴电流环的励磁电流给定x₄₁(k)为跟踪输入信号v₃(k)的信号，x₄₁(k+1)为x₄₁(k)的下一时刻的变量，x₄₂(k)为x₄₁(k)的微分，x₄₂(k+1)为x₄₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₃为d轴电流环跟踪微分器(TD)的滤波参数，r₃为决定跟踪输入信号v₃(k)的速度的参数，fst[x₄₁(k)-v₃(k),x₄₂(k),r₃,h₃]为d轴电流环离散时间系统最优控制函数；

跟踪微分器(TD)中，h₃和r₃为可调参数，h₃越大，对噪声滤波效果越好；r₃越大跟踪速度越快，但同时也会增加超调量；

步骤3043、将视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器(ESO)为：

其中，z₄₁(k)为对i_sd的估计，z₄₁(k+1)为z₄₁(k)的下一时刻的变量，y₃(k)为i_sd的反馈值，对应图2中d轴电流环的励磁电流反馈i_sd，e₄₀(k)为z₄₁(k)与y₃(k)的差值，z₄₂(k)为对d轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统的总扰动的估计，z₄₂(k+1)为z₄₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₄₀(k),α₄,δ₄)为d轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统的非线性组合函数且α₄为d轴电流环扩张状态观测器(ESO)的非线性参数，δ₄为d轴电流环扩张状态观测器(ESO)的滤波参数，β₃₁为扩张状态观测器(ESO)d轴电流估计值的输出误差校正增益、β₃₂为d轴电流环扩张状态观测器(ESO)系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器3的输出控制量；α₄，δ₄，β₃₁，β₃₂为可调参数，α₄越小，fal函数非线性越强，扩张状态观测器(ESO)对系统扰动的适应能力越强；β₃₁和β₃₂很大程度影响着系统的动态性能，状态变量的估计主要受β₃₁的影响，系统扰动的估计主要受β₃₂的影响，β₃₁和β₃₂越大估计收敛的越快，但若取值过大，扩张状态观测器(ESO)输出会产生振荡发散并产生高频噪声信号；当扩张状态观测器(ESO)的参数整定足够好时，z₄₁(k)就能足够准确地观测出系统的状态变量，z₄₂(k)也能足够准确地估计出扰动w₁(t)和未建模的扰动。

扰动w₁(t)中存在ω₁和i_sq形成的耦合项以及易受电机温升、频率变化的转子电阻R_r等，这些耦合项和易变的电机参数将影响磁链闭环子系统的控制性能，进而影响整个系统的控制性能。

步骤3044、根据跟踪微分器(TD)和扩张状态观测器(ESO)的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器3的输出控制量，对应图2定子电压的d轴分量给定e₄₁(k)为x₄₁(k)与z₄₁(k)的差值，u₄₀(k)为d轴电流环非线性状态反馈控制律的输出，β₄为d轴电流环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₄₁(k),α₃₁,δ₃₁)为d轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₃₁为d轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₃₁为d轴电流环非线性状态反馈控制律滤波参数。

α₃₁，δ₃₁，β₄为可调参数，α₃₁越小，非线性状态反馈控制律(NLSEF)对系统扰动的适应能力越强；增大β₄可加快系统响应速度，但β₄取值过大，会引起系统振荡甚至不稳定，因此，需要根据系统整体控制效果调整参数β₄。

本实施例中，步骤3042中根据d轴电流环跟踪微分器(TD)的输出波形并根据d轴电流环离散时间系统最优控制函数fst对h₃和r₃进行调整，其中，d轴电流环离散时间系统最优控制函数fst用公式表示为：

其中，a₃为中间变量且

步骤3043中所述α₄的取值范围为0＜α₄＜1，所述δ₄的取值为0.01，β₃₁＝1/T，β₃₂＝1/(5T²)；

步骤3044中所述α₃₁的取值范围为0＜α₃₁＜1，所述δ₃₁的取值为0.01,所述β₄的取值为10/b₃。

为了验证采用自抗扰控制器(ADRC)的异步电机矢量控制系统性能，在Matlab/Simulink中搭建了系统仿真模型，并进行了仿真研究。仿真时电机的额定参数为：P_N＝3kW，U_N＝380V，I_N＝6.5A，f_N＝50Hz，R_s＝1.798Ω，R_r＝1.588Ω，L_m＝0.387H，L_s＝0.394H，L_r＝0.394H，J＝0.0067kg·m²，T_eN＝20N·m，n_p＝2，n_N＝1430r/min。在Simulink仿真模型中，编写M文件S函数来实现每个自抗扰控制器的功能。

为了验证ADRC系统在抗扰性能上优于PI系统，分别仿真对比研究了抗负载扰动的性能和抗电机参数变化的性能。图3为发生负载扰动时ADRC系统与PI系统的性能对比。仿真中两系统工况相同，转速为额定转速1430r/min，负载于t＝0.5s时由空载突增至额定负载20N·m，在t＝1.5s时又突变为空载。从图3给出的转速响应波形可以看出：PI控制系统的调节时间t_s1＝0.45s，ADRC系统调节时间t_s2＝0.02s；PI系统的起动转速超调量σ＝5.6％，ADRC系统起动转速几乎无超调；在t＝0.5s两系统分别加额定负载后，PI系统的转速动态降落3.8％且恢复时间t_v1＝0.5s，ADRC系统的转速动态降落1.5％且恢复时间t_v2＝0.015s。因此，对比ADRC系统与PI系统，ADRC系统可以实现快速无超调并且对负载扰动具有更好的鲁棒性。

为研究系统的参数鲁棒性，对电机转子电阻不变以及转子电阻变为1.5R_r的两种情况,分别采用ADRC控制器与PI控制器在额定转速下空载起动进行了仿真。图4A和图4B表示了电机转子电阻发生变化的转速响应(实线为转子电阻不变的转速波形，虚线为转子电阻变为1.5R_r的转速波形)，图4A为PI控制系统转速波形图，图4A为ADRC控制系统转速波形图。

由图4A和图4B可知，当转子电阻发生变化时，PI控制系统的转速动态性能发生明显变化，ADRC控制系统在转子电阻变化前后转速曲线几乎重合，系统所受影响很小。由于ADRC控制器能够有效地观测到系统参数变化引起的模型变化，并加以实时补偿和控制。因此，当电机参数发生变化时，ADRC系统具有更好的鲁棒性。

综上所述，本发明在自抗扰控制器原理的基础上分析设计了由4个一阶自抗扰控制器构成的异步电机矢量控制系统。通过仿真对比了ADRC控制器和传统PI控制器的抗扰性能。仿真结果表明，ADRC控制器较PI控制器增强了系统的抗负载扰动和抗电机参数变化的能力，提高了系统的控制精度及鲁棒性。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (9)

1.一种异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤一、构建异步电机(11)在按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系下的动态数学模型，所述动态数学模型包括转速环动态数学模型、q轴电流环动态数学模型、磁链环动态数学模型和d轴电流环动态数学模型；

步骤二、根据步骤一中构建的动态数学模型，并结合自抗扰控制原理，确定出由转速环一阶自抗扰控制器(1)、磁链环一阶自抗扰控制器(2)、d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)和q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)四个一阶自抗扰控制器构成的异步电机矢量控制系统的结构；

所述异步电机矢量控制系统包括转速环一阶自抗扰控制器(1)、磁链环一阶自抗扰控制器(2)、d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)和q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)，以及PARK变换模块(5)、PARK反变换模块(6)、CLARK变换模块(7)、SVPWM模块(8)、逆变器(9)和转子磁链观测器(10)；所述q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)与转速环一阶自抗扰控制器(1)的输出端连接，所述d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)与磁链环一阶自抗扰控制器(2)的输出端连接，所述q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)的输出端和d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)的输出端均与PARK反变换模块(6)的输入端连接，所述PARK反变换模块(6)的输出端与SVPWM模块(8)的输入端连接，所述SVPWM模块(8)的输出端与逆变器(9)连接，异步电机(11)与逆变器(9)的A相电流输出端、B相电流输出端和C相电流输出端均连接，所述逆变器(9)的A相电流输出端和B相电流输出端均与CLARK变换模块(7)的输入端连接，所述CLARK变换模块(7)的输出端与PARK变换模块(5)的输入端连接，所述PARK变换模块(5)的异步电机定子侧q轴电流分量输出端与q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)连接，所述PARK变换模块(5)的异步电机定子侧d轴电流分量输出端与d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)连接，所述PARK变换模块(5)的异步电机定子侧q轴电流分量输出端和异步电机定子侧d轴电流分量输出端均与转子磁链观测器(10)的输入端连接，所述转子磁链观测器(10)的异步电机转子侧d轴磁链信号输出端与磁链环一阶自抗扰控制器(2)连接，所述转子磁链观测器(10)的旋转定向角输出端与PARK变换模块(5)和PARK反变换模块(6)均连接；

步骤三、根据一阶自抗扰控制器由跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性状态误差反馈控制律三部分组成的原理，分别设计步骤二中所述异步电机矢量控制系统的转速环一阶自抗扰控制器(1)、磁链环一阶自抗扰控制器(2)、d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)和q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)；

步骤一中所述转速环动态数学模型为步骤一中所述q轴电流环动态数学模型为步骤一中所述磁链环动态数学模型为步骤一中所述d轴电流环动态数学模型为其中，T_r为异步电机转子时间常数且T_r＝L_r/R_r，σ为异步电机漏磁系数且u_sd为异步电机定子侧d轴电压分量，u_sq为异步电机定子侧q轴电压分量，i_sd为异步电机定子侧d轴电流分量，i_sq为异步电机定子侧q轴电流分量；R_s为异步电机定子侧电阻，R_r为异步电机转子侧电阻，L_s为异步电机定子侧电感，L_r为异步电机转子侧电感；L_m为异步电机定转子间互感；ψ_rd为异步电机转子侧d轴磁链；ω₁为异步电机同步角转速；ω_r为异步电机转子转速；n_p为异步电机极对数；J为异步电机转动惯量；T_L为负载转矩。

2.按照权利要求1所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述转速环一阶自抗扰控制器(1)的过程为：

步骤3011、将步骤一中所述转速环动态数学模型变形为其中，b为转速环补偿参数且w₂(t)为转速环扰动且

步骤3012、将转速环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v(k)为转速环一阶自抗扰控制器(1)的输入信号，x₁₁(k)为跟踪输入信号v(k)的信号，x₁₁(k+1)为x₁₁(k)的下一时刻的变量，x₁₂(k)为x₁₁(k)的微分，x₁₂(k+1)为x₁₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h为转速环跟踪微分器的滤波参数，r为决定跟踪输入信号v(k)的速度的参数，fst[x₁₁(k)-v(k)，x₁₂(k)，r，h]为转速环离散时间系统最优控制函数；

步骤3013、将w₂(t)视为扰动，构造转速环扩张状态观测器为：

其中，z₁₁(k)为对ω_r的估计，z₁₁(k+1)为z₁₁(k)的下一时刻的变量，y(k)为ω_r的反馈值，e₁₀(k)为z₁₁(k)与y(k)的差值，z₁₂(k)为对转速环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₁₂(k+1)为z₁₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₁₀(k),α₁,δ₁)为转速环扩张状态观测器的非线性组合函数且α₁为转速环扩张状态观测器的非线性参数，δ₁为转速环扩张状态观测器的滤波参数，β₀₁为扩张状态观测器转速估计值的输出误差校正增益，β₀₂为转速环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u(k)为转速环一阶自抗扰控制器(1)的输出控制量；

步骤3014、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u(k)为转速环一阶自抗扰控制器(1)的输出控制量，e₁₁(k)为x₁₁(k)与z₁₁(k)的差值，u₁₀(k)为转速环非线性状态反馈控制律的输出，β₁为转速环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₁₁(k),α₀₁,δ₀₁)为转速环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₀₁为转速环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₀₁为转速环非线性状态反馈控制律的滤波参数。

3.按照权利要求2所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3012中根据转速环跟踪微分器的输出波形并根据转速环离散时间系统最优控制函数对h和r进行调整，其中，转速环离散时间系统最优控制函数fst[x₁₁(k)-v(k),x₁₂(k),r,h]用公式表示为：

其中，a为中间变量且

步骤3013中所述α₁的取值范围为0＜α₁＜1，所述δ₁的取值为0.01，β₀₁＝1/T，β₀₂＝1/(5T²)；

步骤3014中所述α₀₁的取值范围为0＜α₀₁＜1，所述δ₀₁的取值为0.01,所述β₁的取值为10/b。

4.按照权利要求1所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)的过程为：

步骤3021、将步骤一中所述q轴电流环动态数学模型变形为其中，b₁为q轴电流环补偿参数且b₁＝1/σ,w₃(t)为q轴电流环扰动且w₃(t)＝-L_mψ_rdω_r/(σL_r)-ω₁i_sd；

步骤3022、将q轴电流环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)的输入信号，x₂₁(k)为跟踪输入信号v₁(k)的信号，x₂₁(k+1)为x₂₁(k)的下一时刻的变量，x₂₂(k)为x₂₁(k)的微分，x₂₂(k+1)为x₂₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₁为q轴电流环跟踪微分器的滤波参数，r₁为决定跟踪输入信号v₁(k)的速度的参数，fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]为q轴电流环离散时间系统最优控制函数；

步骤3023、将视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器为：

其中，z₂₁(k)为对i_sq的估计，z₂₁(k+1)为z₂₁(k)的下一时刻的变量，y₁(k)为i_sq的反馈值，e₂₀(k)为z₂₁(k)与y₁(k)的差值，z₂₂(k)为对q轴电流环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₂₂(k+1)为z₂₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₂₀(k),α₂,δ₂)为q轴电流环扩张状态观测器系统的非线性组合函数且α₂为q轴电流环扩张状态观测器系统的非线性参数，δ₂为q轴电流环扩张状态观测器的滤波参数，β₁₁为扩张状态观测器q轴电流估计值的输出误差校正增益、β₁₂为q轴电流环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)的输出控制量；

步骤3024、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₁(k)为q轴电流环一阶自抗扰控制器(4)的输出控制量，e₂₁(k)为x₂₁(k)与z₂₁(k)的差值，u₂₀(k)为q轴电流环非线性状态反馈控制律的输出，β₂为q轴电流环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₂₁(k),α₁₁,δ₁₁)为q轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₁₁为q轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₁₁为q轴电流环非线性状态反馈控制律的滤波参数。

5.按照权利要求4所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3022中根据q轴电流环跟踪微分器的输出波形并根据q轴电流环离散时间系统最优控制函数fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]对h₁和r₁进行调整，其中，q轴电流环离散时间系统最优控制函数fst[x₂₁(k)-v₁(k),x₂₂(k),r₁,h₁]用公式表示为：

其中，a₁为中间变量且

步骤3023中所述α₂的取值范围为0＜α₂＜1，所述δ₂的取值为0.01，β₁₁＝1/T，β₁₂＝1/(5T²)；

步骤3024中所述α₁₁的取值范围为0＜α₁₁＜1，所述δ₁₁的取值为0.01,所述β₂的取值为10/b₁。

6.按照权利要求1所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述磁链环一阶自抗扰控制器(2)的过程为：

步骤3031、将步骤一中所述磁链环动态数学模型变形为其中，b₂为磁链环补偿参数且b₂＝L_m/T_r；

步骤3032、将磁链环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器(2)的输入信号，x₃₁(k)为跟踪输入信号v₂(k)的信号，x₃₁(k+1)为x₃₁(k)的下一时刻的变量，x₃₂(k)为x₃₁(k)的微分，x₃₂(k+1)为x₃₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₂为磁链环跟踪微分器的滤波参数，r₂为决定跟踪输入信号v₂(k)速度的参数，fst[x₃₁(k)-v₂(k)，x₃₂(k)，r₂，h₂]为磁链环离散时间系统最优控制函数；

步骤3033、将f₁(z₃₁(k))＝-ψ_rd/T_r视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器为：

其中，z₃₁(k)视为对ψ_rd的估计，z₃₁(k+1)为z₃₁(k)的下一时刻的变量，y2(k)为ψ_rd的反馈值，e₃₀(k)为z₃₁(k)与y2(k)的差值，z₃₂(k)为对磁链环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₃₂(k+1)为z₃₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₃₀(k),α₃,δ₃)为磁链环扩张状态观测器系统的非线性组合函数且α₃为磁链环扩张状态观测器的非线性参数，δ₃为磁链环扩张状态观测器的滤波参数，β₂₁为扩张状态观测器磁链估计值的输出误差校正增益，β₂₂为磁链环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器(2)的输出控制量；

步骤3034、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₂(k)为磁链环一阶自抗扰控制器(2)的输出控制量，e₃₁(k)为x₃₁(k)与z₃₁(k)的差值，u₃₀(k)为磁链环非线性状态反馈控制律的输出，β₃为磁链环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₃₁(k),α₂₁,δ₂₁)为磁链环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₂₁为磁链环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₂₁为磁链环非线性状态反馈控制律的滤波参数。

7.按照权利要求6所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3032中根据磁链环跟踪微分器的输出波形并根据磁链环离散时间系统最优控制函数fst[x₃₁(k)-v₂(k),x₃₂(k),r₂,h₂]对h₂和r₂进行调整，其中，磁链环离散时间系统最优控制函数fst[x₃₁(k)-v₂(k),x₃₂(k),r₂,h₂]用公式表示为：

其中a₂为中间变量且

步骤3033中所述α₃的取值范围为0＜α₃＜1，所述δ₃的取值为0.01，β₂₁＝1/T，β₂₂＝1/(5T²)；

步骤3034中所述α₂₁的取值范围为0＜α₂₁＜1，所述δ₂₁的取值为0.01,所述β₃的取值为10/b₂。

8.按照权利要求1所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤三中设计所述d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)的过程为：

步骤3041、将步骤一中所述d轴电流环动态数学模型变形为其中，b₃为d轴电流环补偿参数且b₃＝1/σ,w₁(t)为d轴电流环扰动且

步骤3042、将d轴电流环跟踪微分器过渡过程的离散方程表示为：

其中，v₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)的输入信号，x₄₁(k)为跟踪输入信号v₃(k)的信号，x₄₁(k+1)为x₄₁(k)的下一时刻的变量，x₄₂(k)为x₄₁(k)的微分，x₄₂(k+1)为x₄₂(k)的下一时刻的变量，T为离散控制周期，h₃为d轴电流环跟踪微分器的滤波参数，r₃为决定跟踪输入信号v₃(k)的速度的参数，fst[x₄₁(k)-v₃(k),x₄₂(k),r₃,h₃]为d轴电流环离散时间系统最优控制函数；

步骤3043、将视为被控对象的已知部分，构造扩张状态观测器为：

其中，z₄₁(k)为对i_sd的估计，z₄₁(k+1)为z₄₁(k)的下一时刻的变量，y₃(k)为i_sd的反馈值，e₄₀(k)为z₄₁(k)与y₃(k)的差值，z₄₂(k)为对d轴电流环扩张状态观测器系统的总扰动的估计，z₄₂(k+1)为z₄₂(k)的下一时刻的变量，fal(e₄₀(k),α₄,δ₄)为d轴电流环扩张状态观测器系统的非线性组合函数且α₄为d轴电流环扩张状态观测器的非线性参数，δ₄为d轴电流环扩张状态观测器的滤波参数，β₃₁为扩张状态观测器d轴电流估计值的输出误差校正增益、β₃₂为d轴电流环扩张状态观测器系统扰动估计值的输出误差校正增益，u₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)的输出控制量；

步骤3044、根据跟踪微分器和扩张状态观测器的输出，构造非线性状态反馈控制律为：

其中，u₃(k)为d轴电流环一阶自抗扰控制器(3)的输出控制量，e₄₁(k)为x₄₁(k)与z₄₁(k)的差值，u₄₀(k)为d轴电流环非线性状态反馈控制律的输出，β₄为d轴电流环非线性状态反馈控制律输出误差校正增益，fal(e₄₁(k),α₃₁,δ₃₁)为d轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性组合函数且α₃₁为d轴电流环非线性状态反馈控制律的非线性参数，δ₃₁为d轴电流环非线性状态反馈控制律滤波参数。

9.按照权利要求8所述的异步电机自抗扰控制器的设计方法，其特征在于：步骤3042中根据d轴电流环跟踪微分器的输出波形并根据d轴电流环离散时间系统最优控制函数fst对h₃和r₃进行调整，其中，d轴电流环离散时间系统最优控制函数fst用公式表示为：

其中，a₃为中间变量且

步骤3043中所述α₄的取值范围为0＜α₄＜1，所述δ₄的取值为0.01，β₃₁＝1/T，β₃₂＝1/(5T²)；

步骤3044中所述α₃₁的取值范围为0＜α₃₁＜1，所述δ₃₁的取值为0.01,所述β₄的取值为10/b₃。