CN108459497B - 一种基于adrc和nlpid的稳瞄伺服系统的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，在满足稳瞄伺服系统控制精度要求的前提下，将自抗扰控制算法应用于伺服控制系统速度环控制器的设计，减小了稳瞄伺服系统的稳态误差；将经过改进的非线性PID控制算法应用于电流环控制器的设计，能有效抑制直流力矩电机的力矩波动；本发明对稳瞄伺服控制系统跟踪精度的提高和扰动隔离性能的增强具有显著的效果，同时伺服系统的控制器具有很强的的适应性和鲁棒性。
Description
技术领域
本发明属于伺服控制领域，涉及一种基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统的控制方法。
背景技术
稳瞄伺服系统一直是国内外科研机构的重点研究对象，广泛应用于军事、民用领域内各种运动载体上。稳瞄伺服系统的功能是隔离外界扰动，防止载体颠簸导致瞄具姿态变化而丢失目标，使稳瞄系统能够精确、稳定地搜索和跟踪目标。随着科技的进步与社会的发展，对稳瞄伺服系统的性能要求越来越高，要求稳瞄伺服系统不仅要有很高的稳定精度和很好的动态品质，还要有很强的抗干扰能力，这使得用经典控制方法很难达到要求。
国内外专家对稳瞄伺服系统控制器的研究多侧重于控制算法的创新与改进，并提出了大量的控制策略以提高稳瞄伺服系统的性能。有专家提出用自适应模糊PID控制算法来设计稳瞄伺服系统的控制器，但是模糊规则的确定在很大程度上依赖于经验，不适用于工况较复杂的场合；也有学者提出将伺服控制器设计成滑膜变结构控制器，虽然可以改善系统的动态品质，却存在高频振荡的问题；又有人提出将稳瞄伺服系统的控制器设计成鲁棒内膜控制器，能显著提高系统的扰动隔离能力，但该控制器依赖于被控对象精确的数学模型，在实际应用中受到限制。
目前在实际应用中，绝大多数稳瞄伺服系统仍采用经典的PID控制器，这不利于对提高稳瞄伺服系统的控制性能。
因此，需要一种新的稳瞄伺服系统的控制方法以解决上述问题。
发明内容
本发明为了进一步提高稳瞄伺服系统的控制性能，并且能保证伺服控制器具有一定的鲁棒性和隔离扰动的能力，提供一种基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统的控制方法。
一种基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，包括电流环和速度环，所述电流环包括电流控制器、电流反馈部分、PWN驱动器和直流力矩电机，所述速度环包括角速率传感器和速度控制器，所述直流力矩电机与瞄具直接耦合，
所述角速率传感器用于将瞄具的角速度信号转换为对应的电流信号；
所述电流反馈部分用于采集直流力矩电机的电枢电流作为反馈信号输入所述电流控制器；
所述PWN驱动器用于将输入的电压信号转化为脉冲信号输出至所述直流力矩电机；
所述速度控制器用于对所述角速率传感器的信号进行处理，输出控制信号给所述电流控制器；
所述电流控制器采用非线性PID控制器，其输出信号通过PWM驱动器产生控制所述直流力矩电机的电信号；
所述直流力矩电机用于将电信号转化为力矩信号来补偿瞄具受到的干扰力矩。
更进一步的，所述直流力矩电机的模型通过下式表示：
式中，ua表示控制电压，ia为控制电流，eg代表直流力矩电机的反电动势，La表示电枢绕组的等效电感，Ra表示电枢绕组的等效电阻，J∑代表折算到转动轴上的电机转子和负载的转动惯量之和，Ce表示反电动势系数，ωm为直流力矩电机转动角速度，Mm为直流力矩电机的输出转矩，Cm为电机的转矩系数，
为直流力矩电机的电磁时间常数。
更进一步的，所述电流反馈部分包括电流传感器和低通滤波器，所述低通滤波器为一阶R-C无源滤波电路，所述电流反馈部分的传递函数通过下式表示：
式中，Ti＝RC为电流的滤波时间常数，R和C为低通滤波器的电阻和电容的值，Ki为电流反馈系数。
更进一步的，所述PWM驱动器的传递函数通过下式表示：
其中，Kpwm为PWM驱动器的电压放大系数，Tp为延迟时间，Ui(s)为PWM驱动器的输入电压，Uo(s)为PWM驱动器的输出电压。
更进一步的，所述PWM驱动器的传递函数通过下式表示：
其中，Kpwm为PWM驱动器的电压放大系数，Tp为延迟时间。
更进一步的，所述电流控制器为非线性PID控制量进行控制，所述非线性PID控制量通过下式表示：
u＝kP·fal(e0,α0,δ)+kI·fal(e1,α1,δ)+kD·fal(e2,α2,δ)
式中，非线性分段函数
e为误差信号，e0、e1和e2分别为不同的误差信号，δ为设定值，α0＜0＜α1＜1＜α2或者0＜α0＜α1＜1＜α2，kP、kI和kD为可调增益。
利用非线性PID算法设计的电流环能在满足速度控制精度要求的同时，不仅能稳定电枢电流，从而有效抑制力矩波动对系统的影响，而且还能简化被控对象的数学模型，使含有被控对象的电流环被简化为一个二阶系统。
经验表明，非线性反馈控制律在提高系统动态性能和抑制扰动方面较线性反馈效果要好得多，其消除误差的效率更高。为了解决输入信号与输出信号的误差及其积分、微分的线性组合所引起的超调量和过渡过程快慢之间的矛盾，将线性反馈改成非线性分段函数。
更进一步的，所述速度控制器包括非线性跟踪微分器NTD、扩张状态观测器ESO和非线性状态误差反馈NLSEF，所述非线性跟踪微分器NTD起安排过渡过程的作用，所述扩张状态观测器ESO用于得到各个状态变量的估计值，所述非线性状态误差反馈NLSEF是非线性跟踪微分器NTD和扩张状态观测器ESO产生的状态变量的误差e1和e2的非线性组合。
更进一步的，所述非线性跟踪微分器NTD通过下式表示：
其中，非线性函数fst(v1,v2,r,h)的定义如下：
式中，其中，v(t)为输入信号，r为速度因子，h为滤波因子，v1和v2分别是输入信号v(t)经过安排过渡过程后的跟踪信号和微分信号；z1和z2分别是扩张状态观测器ESO观测到的系统的输出值及其微分信号；非线性组合就是将v1与z1之间的误差e1以及v2与z2之间的误差e2通过合适的非线性控制律组合，从而产生系统的控制量u0；u0经过扰动补偿，最终得到实际的控制量u；w为被控对象的外部干扰。非线性跟踪微分器NTD起安排过渡过程的作用。
更进一步的，所述扩张状态观测器ESO通过下式表示：
其中，y为输出信号，z1为y的跟踪信号，z2为z1的微分信号，z3为总扰动的跟踪信号，δ为设定值，δ＞0，e为误差信号，β1、β2和β3为控制器可调参数，α1和α2满足0＜α1＜1＜α2。扩张状态观测器ESO)是ADRC控制器的核心部分。在本发明中，通过扩张状态观测器不仅可以得到各个状态变量的估计值，而且能够估计出不确定模型和外扰的实时综合作用量，以使被控对象的不确定性干扰在反馈中得到补偿，从而可以克服模型的不确定因素和未知外部扰动对系统的影响。
更进一步的，所述非线性状态误差反馈NLSEF通过下式表示：
其中，k1、k2为可调增益，b0为控制增益b的估计值，v1和v2分别是输入信号v(t)经过安排过渡过程后的跟踪信号和微分信号；z1和z2分别是扩张状态观测器ESO观测到的系统的输出值及其微分信号，δ为设定值，δ＞0，e为误差信号，α1和α2满足0＜α1＜1＜α2。非线性状态误差反馈NLSEF是一种类似于PID误差的比例、积分、微分线性加权和的控制方法，它是跟踪微分器和扩张状态观测器产生的状态变量估计的误差e1、e2的非线性组合，它与ESO对系统总扰动的补偿量
一起组成被控对象的控制量。
有益效果：本发明的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，直流力矩电机与瞄具负载直接耦合，这样能够增加系统的带宽并提高系统的响应速度，基于ADRC和NLPID对稳瞄伺服系统进行改进，在满足稳瞄伺服系统控制精度要求的前提下，对稳瞄伺服控制系统跟踪精度的提高和扰动隔离性能的增强具有显著的效果，同时使伺服控制系统具有很强的适应性和鲁棒性。
附图说明
图1是稳瞄伺服系统的控制结构图；
图2是直流力矩电机等效原理图；
图3是直流力矩电机数学模型图；
图4是本发明中经过改进的非线性PID控制器结构图；
图5是二阶自抗扰控制器结构图；
图6是利用本发明所设计的伺服系统跟踪正弦波信号的效果图；
图7是在有干扰的情况下利用本发明所设计的伺服系统扰动隔离效果图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
1、本发明所涉及的稳瞄伺服系统是一种新型的轴系互相垂直的内外框架式稳瞄系统，它由方位框和俯仰框两套相互独立而又相互配合的子系统组成，其框架间的耦合可以忽略。由于两个子系统结构相同，都由负载、传感器、直流力矩电机、功率放大器等器件组成，本发明仅取方位框作为被控对象。系统输入为速度信号时，稳瞄伺服系统可以简化为由速度环和电流环组成的双闭环伺服控制系统。本发明所涉及的稳瞄伺服系统的控制结构图如图1所示。
2、在本发明所涉及的稳瞄伺服控制系统中，传感器主要有测量载体角速率的陀螺仪，直流力矩电机为直流力矩电机，电流传感器为采样电阻和低通滤波器，功率放大器为PWM驱动器，负载为固定安装在载体上的瞄准设备。
2.1)直流力矩电机是系统的执行元件，它将电信号转化为力矩信号来补偿瞄具受到的干扰力矩。直流力矩电机的等效原理如图2所示，ua表示控制电压，eg代表直流力矩电机的反电动势，La表示电枢绕组的等效电感，Ra表示电枢绕组的等效电阻，J∑代表折算到转动轴上的电机转子和负载的转动惯量之和。
由基尔霍夫电压定律(KVL)和直流力矩电机的电气结构可得：
经过Laplace变换后可以得到：
Ce表示反电动势系数，ωm为电机转动角速度，Mm为电机的输出转矩，Cm为电机的转矩系数。
为直流力矩电机的电磁时间常数。直流力矩电机的模型如图3所示。
2.2)陀螺仪的功能是将瞄具的角速度信号ω(t)转换为对应的电流信号ig(t)，其传递函数可以近似用二阶振荡环节来表示，即：
由于本系统中所使用的陀螺仪具有自身内部再平衡的功能，其内部已经处于闭环工作状态，输出的电流值与输入的角速度值成正比，并且由于该陀螺的谐振频率比较大，因此可以忽略陀螺的谐振环节，将它的模型简化成比例环节Kg。
2.3)电流反馈部分采用电流传感器采集直流力矩电机的电枢电流作为电流环的反馈信号。由于电流信号存在高次谐波及其他干扰信号，需要用低通滤波器对电流采样值进行滤波，低通滤波器采用一阶R-C无源滤波电路。则电流反馈和滤波环节的传递函数可以近似为：
其中，Ti＝RC为电流的滤波时间常数，Ki为电流反馈系数。
2.4)PWM驱动器是将输入的电压信号转化为一定占空比的脉冲信号输出，进而控制电机的转速。PWM驱动器可以近似成一个滞后环节，这是因为，当控制器的输出发生变化时，PWM驱动器的输出信号要到它下一个工作周期才发生改变。将PWM驱动器的输入电压用Ui(s)来表示，输出电压用Uo(s)表示。则PWM驱动器的传递函数可表示为：
其中，Kpwm为PWM驱动器的电压放大系数，Tp为延迟时间。将
按Taylor级数展开，由于延迟时间Tp很小，忽略高次项，则PWM驱动器可以被近似成是一阶惯性环节：
3、系统输入为速度信号时，稳瞄伺服系统可以简化为由速度环和电流环组成的双闭环伺服控制系统。直流力矩电机与瞄具负载直接耦合，这样能够增加系统的带宽并提高系统的响应速度，但也会把波动力矩干扰传递到系统中，影响稳瞄伺服系统的低速平稳性。波动力矩是影响稳瞄伺服系统跟踪精度的一个关键问题，因此必须采取有效的力矩波动抑制措施以减小波动力矩对系统控制精度的影响。经典的PID控制方法对电流环力矩干扰抑制不足，不利于提高新型稳瞄伺服系统的控制精度。
非线性PID算法是利用非线性函数的特征对经典PID算法进行改进。非线性PID控制使用系统的输入量与输出量的误差及其积分、微分信号的非线性组合方式来产生控制量，使系统稳态误差变小，甚至可以消除稳态误差，以达到抑制扰动的目的。
利用非线性PID算法设计的电流环能在满足速度控制精度要求的同时，不仅能稳定电枢电流，从而有效抑制力矩波动对系统的影响，而且还能简化被控对象的数学模型，使含有被控对象的电流环被简化为一个二阶系统。
经验表明，非线性反馈控制律在提高系统动态性能和抑制扰动方面较线性反馈效果要好得多，其消除误差的效率更高。为了解决输入信号与输出信号的误差及其积分、微分的线性组合所引起的超调量和过渡过程快慢之间的矛盾，将线性反馈改成如下式所示的非线性分段函数：
非线性函数fal(e,α,δ)(当0＜α＜1时)实际上是对控制界的一个经验知识：“大误差，小增益；小误差，大增益”的数学拟合。
非线性PID控制量的形式为：
u＝kP·fal(e0,α0,δ)+kI·fal(e1,α1,δ)+kD·fal(e2,α2,δ)
其中，α0＜0＜α1＜1＜α2，或者0＜α0＜α1＜1＜α2。
在本发明中实际用到的是一种非线性PI控制器，其结构如图4所示。
4、速度环可以减小伺服系统的稳态误差，提高系统的抗干扰能力。自抗扰控制器广义上被定义为一个能够实现对摩擦力矩、不平衡力矩和波动力矩等扰动进行实时跟踪、估计并通过扰动补偿来影响系统输出的控制器，它不需要被控对象的精确模型。它的核心思想是：将由系统内部建模所引起的不确定性扰动和外部未知扰动统一为系统的综合扰动，通过构建扩张状态观测器对系统的综合扰动进行实时估计并反馈补偿给系统的输入，使控制系统的输出不被系统自身的动态特性和外部环境的干扰所影响。
经典的二阶自抗扰控制器由3部分组成：跟踪微分器(TD)、非线性状态误差反馈(NLSEF)和扩张状态观测器(ESO)，其结构如图5所示。
图5中，v1、v2分别是输入信号v经过安排过渡过程后的跟踪信号和微分信号；z1、z2分别是扩张状态观测器观测到的系统的输出值及其微分信号；非线性组合就是将v1与z1之间的误差e1以及v2与z2之间的误差e2通过合适的非线性控制律组合，从而产生系统的控制量u0；u0经过扰动补偿，最终得到实际的控制量u；w为被控对象的外部干扰。
4.1)非线性跟踪微分器(NTD)起安排过渡过程的作用。在本发明中使用的离散形式的二阶非线性跟踪微分器的形式为：
其中，非线性函数fst(v1,v2,r,h)的定义如下：
其中，v(t)为输入信号，v1跟踪v，v2收敛于v的导数。r为速度因子，h为滤波因子。r和h为可调参数，r越大，NTD的跟踪速度越快，h越大，NTD的滤波效果越好，但r和h又是一对矛盾，在NTD的参数整定时两者需要协调配合。
4.2)扩张状态观测器(ESO)是ADRC控制器的核心部分。在本发明中，通过扩张状态观测器不仅可以得到各个状态变量的估计值，而且能够估计出不确定模型和外扰的实时综合作用量，以使被控对象的不确定性干扰在反馈中得到补偿，从而可以克服模型的不确定因素和未知外部扰动对系统的影响。本发明中使用的三阶非线性扩张状态观测器形式如下：
其中，y为输出信号，z1为y的跟踪信号，z2为z1的微分信号，z3为总扰动的跟踪信号，e为误差信号，β1、β2、β3为控制器可调参数，α1、α2满足0＜α1＜1＜α2，δ满足δ＞0。
4.3)非线性状态误差反馈(NLSEF)是一种类似于PID误差的比例、积分、微分线性加权和的控制方法，它是跟踪微分器和扩张状态观测器产生的状态变量估计的误差e1、e2的非线性组合，它与ESO对系统总扰动的补偿量
一起组成被控对象的控制量。本发明中使用的非线性状态误差反馈控制律的形式为：
其中，k1、k2为可调增益，b0为控制增益b的估计值。
为进一步说明本发明的效果，采用离线仿真的方式对本发明进行调试验证。
1.仿真条件
在本发明中，考虑到影响稳瞄伺服系统控制精度的因素有很多，主要有稳瞄伺服系统中的摩擦力矩、外界扰动所产生的干扰力矩、直流力矩电机自身的力矩波动等。根据Fourier变换的原理，任何形式的扰动都可以看作是各种幅值和各种频率的正弦信号的叠加。因此，本发明把系统的扰动视为各种频率和幅值的正弦波信号。
根据第1步按稳瞄伺服系统的性能要求确定的控制系统结构，执行上述第2步的过程，给稳瞄伺服系统中的各个功能模块建立数学模型，数学模型具体如下：
直流力矩电机的反电动势系数Ce＝0.02V·s/rad，转矩系数Cm＝0.047N·m/A，电枢绕组的等效电感为La＝0.018H，电枢绕组的等效电阻为Ra＝6Ω，直流力矩电机的电磁时间常数
经过折算的电机转子和负载的转动惯量之和为J∑＝0.008kg·m2；在一阶RC低通滤波器中，R＝10kΩ，C＝0.1μF，对应的滤波时间常数Ti＝RC＝0.001s。仿真时采用固定步长0.02，ode45算法，系统初始状态为零。
对本发明的控制器进行参数整定，经过多次调整后，最终得到一组性能较好的参数：
电流环控制器的参数：
NLPID：KP＝50，KI＝0。
速度环控制器的参数：
NTD：r＝50，h＝1；
NLSEF：k1＝40，k2＝1.5，α1＝0.5，α2＝1.5，δ＝0.02；
ESO：β1＝80，β2＝450，β3＝10，δ0＝0.0025，b0＝10；
为了进一步验证本发明的有效性，仿真时还引入了基于PID控制器的双闭环伺服控制模型，以进行效果对比。经过参数整定，PID控制器的参数为：
电流环控制器的参数：
KiP＝50，KiI＝0，KiD＝0.005
速度环控制器的参数：
KvP＝50，KvI＝5，KvD＝0.005；
2.仿真结果及分析
为了验证本发明的跟踪性能，在不考虑系统各种扰动的情况下，给系统输入幅值为1.0rad/s，频率为0.5Hz的正弦波信号，仿真结果如图6所示。为进一步证明本发明的跟踪性能，给系统输入幅值为1.0rad/s，角频率在0～2.5rad/s范围内变化的正弦信号，给出相应的速度跟踪误差结果，并与传统的PID控制结果相比较。表1给出系统最大速度跟踪误差Error和标准差Std。经过对比可知，相对于传统的PID控制器，本发明的速度跟踪误差明显要小，这说明采用本发明所设计的稳瞄伺服控制系统能有效提高稳瞄伺服系统的跟踪精度。
表1
为了检验本发明隔离扰动的性能，在系统单位阶跃响应的仿真过程中，第2s时刻给系统加入波动力矩、摩擦力矩以及不平衡力矩等干扰(各种幅值和频率的正弦波)。仿真结果如图7所示。系统的速度波动范围在±0.01mrad/s内，符合工程应用的实际要求。可以看出本发明所设计的稳瞄伺服控制系统具有很强的扰动隔离能力。
为了验证运用本发明设计的稳瞄伺服控制系统的鲁棒性，不改变控制器的参数，仅改变被控对象的增益，使被控对象的增益在±20％的范围内变化。在有干扰的情况下，重新进行稳定性实验，给系统输入幅值为1.0rad/s，角频率在0～2.5rad/s范围内的正弦波信号。系统速度波动范围如表2所示。经过多次实验表明，当被控对象的增益在±20％的范围内发生变化时，系统对正弦波信号的跟踪效果几乎没有发生恶化。由于允许模型参数在±20％范围内变化已经能够很好地符合工程的实际要求，因此本发明所设计的控制器具有很强的鲁棒性。
表2
综上所述，本发明为了达到系统提出的性能要求，在确定稳瞄伺服系统控制结构的基础上，对系统中各个环节建立了精确的数学模型，并针对传统伺服控制系统中常用的双闭环PID控制的不足，提出将经过改进的非线性PID控制器应用于稳瞄伺服系统的电流环控制中，以提高电流环对波动力矩的抑制能力，并将自抗扰控制器应用于稳瞄伺服系统的速度环，以减小稳瞄伺服系统的稳态误差，提高系统的抗干扰能力。上述分析表明，采用本发明设计的稳瞄伺服控制系统不仅有效抑制系统中含有的复杂的干扰，还大大改善了整个系统的抗扰动隔离性能和鲁棒性。
Claims (10)
1.一种基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于，包括电流环和速度环，所述电流环包括电流控制器、电流反馈部分、PWM驱动器和直流力矩电机，所述速度环包括角速率传感器和速度控制器，所述直流力矩电机与瞄具直接耦合，
所述角速率传感器用于将瞄具的角速度信号转换为对应的电流信号；
所述电流反馈部分用于采集直流力矩电机的电枢电流作为反馈信号输入所述电流控制器；
所述PWM驱动器用于将输入的电压信号转化为脉冲信号输出至所述直流力矩电机；
所述速度控制器用于对所述角速率传感器的信号进行处理，输出控制信号给所述电流控制器；
所述电流控制器采用非线性PID控制器，其输出信号通过PWM驱动器产生控制所述直流力矩电机的电信号；
所述直流力矩电机用于将电信号转化为力矩信号来补偿瞄具受到的干扰力矩。
2.根据权利要求1所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于，所述直流力矩电机的模型通过下式表示：
式中，ua表示控制电压，ia为控制电流，eg代表直流力矩电机的反电动势，La表示电枢绕组的等效电感，Ra表示电枢绕组的等效电阻，J∑代表折算到转动轴上的电机转子和负载的转动惯量之和，Ce表示反电动势系数，ωm为直流力矩电机转动角速度，Mm为直流力矩电机的输出转矩，Ml为直流力矩电机的输入转矩，Cm为电机的转矩系数，
为直流力矩电机的电磁时间常数。
3.根据权利要求1所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述电流反馈部分包括电流传感器和低通滤波器，所述低通滤波器为一阶R-C无源滤波电路，所述电流反馈部分的传递函数通过下式表示：
式中，Ti＝RC为电流的滤波时间常数，R和C为低通滤波器的电阻和电容的值，Ki为电流反馈系数。
4.根据权利要求1所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述PWM驱动器的传递函数通过下式表示：
其中，Kpwm为PWM驱动器的电压放大系数，Tp为延迟时间，Ui(s)为PWM驱动器的输入电压，Uo(s)为PWM驱动器的输出电压。
5.根据权利要求4所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述PWM驱动器的传递函数通过下式表示：
其中，Kpwm为PWM驱动器的电压放大系数，Tp为延迟时间。
6.根据权利要求1所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述电流控制器为非线性PID控制量进行控制，所述非线性PID控制量通过下式表示：
u＝kP·fal(e0,α0,δ)+kI·fal(e1,α1,δ)+kD·fal(e2,α2,δ)
式中，非线性分段函数
e为误差信号，e0、e1和e2分别为不同的误差信号，δ为设定值，α0＜0＜α1＜1＜α2或者0＜α0＜α1＜1＜α2，kP、kI和kD为可调增益。
7.根据权利要求1所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述速度控制器包括非线性跟踪微分器NTD、扩张状态观测器ESO和非线性状态误差反馈NLSEF，所述非线性跟踪微分器NTD起安排过渡过程的作用，所述扩张状态观测器ESO用于得到各个状态变量的估计值，所述非线性状态误差反馈NLSEF是非线性跟踪微分器NTD和扩张状态观测器ESO产生的状态变量的误差e1和e2的非线性组合。
8.根据权利要求7所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述非线性跟踪微分器NTD通过下式表示：
其中，非线性函数fst(v1,v2,r,h)的定义如下：
式中，其中，v(t)为输入信号，r为速度因子，h为滤波因子，v1和v2分别是输入信号v(t)经过安排过渡过程后的跟踪信号和微分信号；z1和z2分别是扩张状态观测器ESO观测到的系统的输出值及其微分信号；非线性组合就是将v1与z1之间的误差e1以及v2与z2之间的误差e2通过合适的非线性控制律组合，从而产生系统的控制量u0；u0经过扰动补偿，最终得到实际的控制量u；w为被控对象的外部干扰。
9.根据权利要求7所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述扩张状态观测器ESO通过下式表示：
其中，y为输出信号，z1为y的跟踪信号，z2为z1的微分信号，z3为总扰动的跟踪信号，δ为设定值，δ＞0，e为误差信号，β1、β2和β3为控制器可调参数，α1和α2满足0＜α1＜1＜α2。
10.根据权利要求7所述的基于ADRC和NLPID的稳瞄伺服系统，其特征在于：所述非线性状态误差反馈NLSEF通过下式表示：
其中，k1、k2为可调增益，b0为控制增益b的估计值，v1和v2分别是输入信号v(t)经过安排过渡过程后的跟踪信号和微分信号；z1和z2分别是扩张状态观测器ESO观测到的系统的输出值及其微分信号，δ为设定值，δ＞0，e为误差信号，α1和α2满足0＜α1＜1＜α2。
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