CN110165962B - 一种直驱永磁同步风力发电系统及其全自抗扰控制方法 - Google Patents

一种直驱永磁同步风力发电系统及其全自抗扰控制方法 Download PDF

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CN110165962B CN201910402593.7A CN201910402593A CN110165962B CN 110165962 B CN110165962 B CN 110165962B CN 201910402593 A CN201910402593 A CN 201910402593A CN 110165962 B CN110165962 B CN 110165962B
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Abstract

一种直驱永磁同步风力发电系统，该系统包括风机叶片、PMSG、机侧换流器、电容器、网侧换流器和电网，用于吸收永磁同步风力发电系统发出的电能。一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，永磁同步电机采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环是速度环，内环是电流环，双环皆采用自抗扰控制器，来控制机侧换流器运行。其中，自抗扰速度控制器提高速度控制的动态特性，减少由风速等因素引起的随机扰动；自抗扰电流控制器减少系统内部非线性动态变化以及外部扰动的影响。本发明能克服大型永磁同步风力发电系统的不确定性与多干扰性的特点，对风机内外扰动进行实时估计和补偿，提高整体系统的可靠性与抗干扰能力。

Description

一种直驱永磁同步风力发电系统及其全自抗扰控制方法
技术领域
本发明涉及风力发电技术领域，特别涉及一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法。
背景技术
直驱式永磁同步风力发电系统由于其高效率，高功率密度，低维护成本，以及更好的故障穿越和电网支撑能力，受到工业界的广泛关注。由于风能的随机性、能量密度低和不稳定性的特点，风力发电系统是一个非线性多变量的复杂系统，其中控制技术是风力发电系统能够高效安全可靠运行的关键。但是，由于风具有不稳定性和多变性，风力发电系统将受到随机风等不可避免的内外干扰，这使常规的通过建立精确数学模型的PID控制方法受到局限。
传统的永磁同步电机的矢量控制多采用外环速度内环电流的控制结构且速度环和电流环大多采用线性PI控制器。然而，永磁同步电机是一个典型的多变量、强耦合、时变且受内外扰动的非线性控制对象，因此传统的PID控制难以满足高性能的要求。
自抗扰控制(ADRC)是一种新型非线性实用控制方法，能够观测系统的内外扰动并加以补偿，并采用非线性状态误差反馈实现误差的快速收敛，具有很好的动、静态特性。因此，自抗扰控制在永磁同步电机的控制领域也得到了广泛研究。但是，现有的工作主要围绕着将速度外环的PI控制器替换成自抗扰控制器，却保留电流内环的PI控制。然而永磁同步电机具有多种不确定性，如速度/转矩突变、电机参数动态变化以及电流/电压传感器噪声，电流内环的控制效果将直接影响整体风机的性能，因此，高性能的电流内环控制器的设计同样重要。
发明内容
根据技术背景，本发明的目的是提供一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，本发明中的永磁同步电机采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环是速度环，内环是电流环，双环皆采用自抗扰控制器，来控制机侧换流器运行。其中，自抗扰速度控制器提高速度控制的动态特性，减少由风速等因素引起的随机扰动；自抗扰电流控制器减少系统内部非线性动态变化以及外部扰动的影响。该方法能克服大型永磁同步风力发电系统的不确定性与多干扰性的特点，对风机内外扰动进行实时估计和补偿，提高整体系统的可靠性与抗干扰能力。
为了解决上述技术问题，本发明采用如下的技术方案：
一种直驱永磁同步风力发电系统，包括：
风机叶片，将捕获的风能转化为机械能，带动永磁同步电机PMSG旋转；
PMSG，与风机叶片直接相连，将机械能转化为电能；
机侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行SVPWM整流，用于把PMSG输出的变压变频的交流电转换为直流电；
电容器，为机侧换流器和网侧换流器提供直流电压支撑；
网侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行SVPWM逆变，用于把直流电转换为恒压恒频的交流电，进行并网；
电网，用于吸收永磁同步风力发电系统发出的电能。
进一步，控制所述机侧换流器的控制系统包括速度环控制模块和电流环控制模块，速度环控制模块包括位置和速度检测单元和ADRC转速控制单元，所述位置和速度检测单元用来实时检测PMSG的实际转子位置和实际转速；所述ADRC转速控制单元以检测到的PMSG的实际转速和给定参考转速作为输入产生定子电流q轴分量参考值。电流环控制模块包括ADRC电流控制单元和坐标变换单元，所述ADRC电流控制单元包含两个ADRC，其中一个以速度环ADRC单元输出的定子电流q轴分量参考值和实际的定子电流q轴分量作为输入，产生定子电压q轴分量参考值，另一个以定子电流d轴分量和实际的定子电流d轴分量作为输入产生定子电压d轴分量参考值；所述坐标变换单元包含三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换abc/dq和两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换dq/αβ；所述ADRC都包括跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性状态误差反馈单元，其中跟踪微分器根据被控对象的承受能力合理地为输入信号安排过渡过程，得到其跟踪信号；扩张状态观测器实时估计出PMSG的实际转速或电流的跟踪值和发电系统所受总扰动估计值；非线性状态误差反馈单元利用非线性函数将总扰动估计值和跟踪信号之间的状态误差转化为初始控制量。
一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，永磁同步电机采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，双环皆采用了自抗扰控制器，控制机侧换流器运行，步骤如下：
(1)为了实现最大风能捕获，根据功率反馈法，由风机的实际功率值可得此功率下的发电机的最佳转速值，以该值作为速度外环的给定转速ω*；
(2)以给定转速ω*和实际转速ω作为速度环的ADRC的输入信号，其输出信号为定子电流q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000031
(3)实时采集机侧换流器三相交流电流ia，ib，ic，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换abc/dq，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量id和q轴分量iq；
(4)以定子电流q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000032
和实际定子电流q轴分量iq作为电流环中一个ADRC的输入信号，其输出信号为定子电压q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000033
(5)令定子电流d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000034
以定子电流d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000035
和实际定子电流d轴分量id作为电流环中另一个ADRC的输入信号，其输出信号为定子电压d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000036
(6)
Figure BDA0002060205760000037
和
Figure BDA0002060205760000038
经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(dq/αβ)输出两相静止坐标系下uα、uβ；
(7)uα、uβ采用电压空间矢量调制SVPWM方法，输出6路PWM控制机侧换流器运行。
在上述直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法中，所述速度环的ADRC以给定转速ω*和实际转速ω作为输入信号，以定子电流q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000039
作为输出信号，它由跟踪微分器TD、扩张状态观测器ESO、非线性状态误差反馈NLSEF三部分组成。
在上述速度环的ADRC中，跟踪微分器TD以给定转速ω*作为输入信号，以ω*的跟踪信号v1作为输出信号，设计的TD数学模型如下：
*
e1＝v1-ω
Figure BDA00020602057600000310
其中r1为速度因子，决定跟踪的速度。
在上述速度环的ADRC中，扩张状态观测器ESO以实际转速ω和控制量
Figure BDA00020602057600000311
作为输入信号，输出信号为ω的跟踪值z1及系统所受总扰动估计值z2，设计的ESO数学模型如下：
e2＝z1-ω
Figure BDA0002060205760000041
Figure BDA0002060205760000042
其中β1、β2是ESO的系数，b1＝3npiqψf/J，np为永磁同步电机极对数，iq为实际定子电流q轴分量，ψf为转子永磁体磁链。
在上述速度环的ADRC中，非线性状态误差反馈NLSEF根据给定转速ω*的跟踪信号v1和实际转速ω的跟踪值z1以及系统所受总扰动估计值z2，设计的NLSEF数学模型如下：
e3＝v1-z1
u0＝k1e3
Figure BDA0002060205760000043
其中，u0为初步控制量，k1为NLSEF的系数，u1为最终控制量，即
Figure BDA0002060205760000044
上述直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，所述电流环的ADRC以定子电流q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000045
(或
Figure BDA0002060205760000046
)和实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)作为输入信号，以定子电压q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000047
(或
Figure BDA0002060205760000048
)作为输出信号，它也由跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)、非线性状态误差反馈(NLSEF)三部分组成。
在上述电流环的ADRC中，跟踪微分器TD以定子电流q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000049
(或
Figure BDA00020602057600000410
)作为输入信号，以
Figure BDA00020602057600000411
(或
Figure BDA00020602057600000412
)的跟踪信号v2作为输出信号，设计的TD数学模型如下：
Figure BDA00020602057600000413
(或
Figure BDA00020602057600000414
)
Figure BDA00020602057600000415
其中r2为电流因子，决定跟踪的速度。
在上述电流环的ADRC中，扩张状态观测器ESO以实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)和控制量
Figure BDA00020602057600000416
(或
Figure BDA00020602057600000417
)作为输入信号，其输出信号为iq(或id)的跟踪值z3及系统所受总扰动估计值z4，设计的ESO数学模型如下：
e5＝z3-iq(或id)
Figure BDA00020602057600000418
Figure BDA00020602057600000419
其中β3、β4是ESO的系数，b2＝1/L，L为定子绕组的电感。
在上述电流环的ADRC中，非线性状态误差反馈NLSEF根据定子电流q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000051
(或
Figure BDA0002060205760000052
)的跟踪信号v2和实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)的跟踪值z3以及系统所受总扰动估计值z4设计的NLSEF数学模型如下：
e6＝v2-z3
u2＝k2e6
Figure BDA0002060205760000053
其中，u2为初步控制量，k2为NLSEF的系数，u3为最终控制量，即
Figure BDA0002060205760000054
(或
Figure BDA0002060205760000055
)。
与现有技术相比，本发明的有益效果表现在：本发明中的永磁同步电机采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环是速度环，内环是电流环，双环皆采用自抗扰控制器，来控制机侧换流器运行。其中，自抗扰速度控制器提高速度控制的动态特性，减少由风速等因素引起的随机扰动；自抗扰电流控制器减少系统内部非线性动态变化以及外部扰动的影响。该方法能克服大型永磁同步风力发电系统的不确定性与多干扰性的特点，对风机内外扰动进行实时估计和补偿，提高整体系统的可靠性与抗干扰能力。
附图说明
图1是基于一阶自抗扰控制器的永磁同步风力发电系统矢量控制原理图。
图2是速度环一阶自抗扰控制器结构原理图。
图3是电流环q轴一阶自抗扰控制器结构原理图。
图4是电流环d轴一阶自抗扰控制器结构原理图。
图5是速度环ADRC转速波形仿真图。
图6是电流环ADRC定子电流d轴分量波形仿真图。
图7是电流环ADRC定子电流q轴分量波形仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的实施方法进行详细说明。
参见图1～图7，一种直驱永磁同步风力发电系统，该系统包括：风机叶片，将捕获的风能转化为机械能，带动永磁同步电机PMSG旋转；PMSG，与风机叶片直接相连，将机械能转化为电能；机侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行SVPWM整流，用于把PMSG输出的变压变频的交流电转换为直流电；电容器，为机侧换流器和网侧换流器提供直流电压支撑；网侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行SVPWM逆变，用于把直流电转换为恒压恒频的交流电，进行并网；电网，用于吸收永磁同步风力发电系统发出的电能。
其中，机侧换流器的控制系统包括速度环控制模块和电流环控制模块，速度环控制模块包括位置和速度检测单元和ADRC转速控制单元，所述位置和速度检测单元用来实时检测PMSG的实际转子位置和实际转速；所述ADRC转速控制单元以检测到的PMSG的实际转速和给定参考转速作为输入产生定子电流q轴分量参考值。
电流环控制模块包括ADRC电流控制单元和坐标变换单元，所述ADRC电流控制单元包含两个ADRC，其中一个以从速度环得到的定子电流q轴分量参考值和实际的定子电流q轴分量作为输入产生定子电压q轴分量参考值，另一个以定子电流d轴分量参考值和实际的定子电流d轴分量作为输入产生定子电压d轴分量参考值；所述坐标变换单元中三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换(abc/dq)，将实时采集的机侧换流器三相交流电流ia，ib，ic转换得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量id和q轴分量iq，两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(dq/αβ)则将定子电压q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000061
和d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000062
从dq坐标系变换到αβ坐标系下的uα、uβ，并输入机侧控制器中。
在得到uα、uβ后，采用电压空间矢量调制SVPWM方法得到机侧换流器中的开关器件所需要的PWM控制信号。
一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，永磁同步电机采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，双环皆采用了自抗扰控制器，控制机侧换流器运行，步骤如下：
(1)为了实现最大风能捕获，根据功率反馈法，由风机的实际功率值可得此功率下的发电机的最佳转速值，以该值作为速度外环的给定转速ω*；
(2)以给定转速ω*和实际转速ω作为速度环的ADRC的输入信号，其输出信号为定子电流q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000063
(3)实时采集机侧换流器三相交流电流ia，ib，ic，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换abc/dq，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量id和q轴分量iq；
(4)以定子电流q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000071
和实际定子电流q轴分量iq作为电流环中一个ADRC的输入信号，其输出信号为定子电压q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000072
(5)令定子电流d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000073
以定子电流d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000074
和实际定子电流d轴分量id作为电流环中另一个ADRC的输入信号，其输出信号为定子电压d轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000075
(6)
Figure BDA0002060205760000076
和
Figure BDA0002060205760000077
经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(dq/αβ)输出两相静止坐标系下uα、uβ；
(7)uα、uβ采用电压空间矢量调制SVPWM方法，输出6路PWM控制机侧换流器运行。
参见图2，具体说明速度环ADRC控制器单元的结构和原理。图2为速度环一阶自抗扰控制器结构原理图。
所述速度环的ADRC以给定转速ω*和实际转速ω作为输入信号，以定子电流q轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000078
作为输出信号，它由跟踪微分器TD、扩张状态观测器ESO、非线性状态误差反馈NLSEF三部分组成。下面分别对这三部分进行分析：
(1)跟踪微分器TD以给定转速ω*作为输入信号，以ω*的跟踪信号v1作为输出信号，设计的TD数学模型如下：
*
e1＝v1-ω
Figure BDA0002060205760000079
其中r1为速度因子，决定跟踪的速度。
TD能根据被控对象的承受能力合理地为ω*安排过渡过程，得到ω*的跟踪信号v1。PI控制器直接以给定信号与系统实际输出之间的误差产生原始误差并不太合理，因为实际初始值为0，误差会很大，在开始运行时系统很容易出现较大超调。而TD采用ω*的跟踪信号v1进行后续计算，降低了开始运行时电机转速的超调量，提高了系统速度控制的动态特性。
(2)扩张状态观测器ESO以实际转速ω和控制量
Figure BDA00020602057600000710
作为输入信号，输出信号为ω的跟踪值z1及系统所受总扰动估计值z2，设计的ESO数学模型如下：
e2＝z1-ω
Figure BDA0002060205760000081
Figure BDA0002060205760000082
其中β1、β2是ESO的系数，b1＝3npiqψf/J，np为永磁同步电机极对数，iq为实际定子电流q轴分量，ψf为转子永磁体磁链。
如上所示，ESO可以根据PMSG的实际转速ω和控制量u1实时估计出ω的跟踪值z1及系统所受总扰动估计值z2。
(3)非线性状态误差反馈NLSEF根据给定转速ω*的跟踪信号v1和实际转速ω的跟踪值z1以及系统所受总扰动估计值z2，设计的NLSEF数学模型如下：
e3＝v1-z1
u0＝k1e3
Figure BDA0002060205760000083
其中，u0为初步控制量，k1为NLSEF的系数，u1为最终控制量，即
Figure BDA0002060205760000084
可见，初步控制量u0与状态误差e3之间为线性组合，这样选用线性函数来代替非线性函数能方便控制，减少被控参数的个数。同时，根据ESO实时估计出的系统所受总扰动估计值z2进行扰动前馈补偿，提高了系统的抗干扰能力。
下面，参见图3和图4，具体说明电流环ADRC控制器单元的结构和原理。图3为电流环q轴一阶自抗扰控制器结构原理图，图4为电流环d轴一阶自抗扰控制器结构原理图。
所述电流环的ADRC以定子电流q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000085
(或
Figure BDA0002060205760000086
)和实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)作为输入信号，以定子电压q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000087
(或
Figure BDA0002060205760000088
)作为输出信号，它也由跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)、非线性状态误差反馈(NLSEF)三部分组成。下面分别对这三部分进行分析：
(1)跟踪微分器TD以定子电流q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000089
(或
Figure BDA00020602057600000810
)作为输入信号，以
Figure BDA00020602057600000811
(或
Figure BDA00020602057600000812
)的跟踪信号v2作为输出信号，设计的TD数学模型如下：
Figure BDA00020602057600000813
(或
Figure BDA00020602057600000814
)
Figure BDA00020602057600000815
其中r2为电流因子，决定跟踪的速度。
TD能根据被控对象承受能力合理地为
Figure BDA0002060205760000091
(或
Figure BDA0002060205760000092
)安排过渡过程，得到
Figure BDA0002060205760000093
(或
Figure BDA0002060205760000094
)跟踪信号v2。TD采用跟踪信号v2进行后续计算，实现稳定跟踪定子电流信号，提高了系统电流控制的动态特性。
(2)扩张状态观测器ESO以实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)和控制量
Figure BDA0002060205760000095
(或
Figure BDA0002060205760000096
)作为输入信号，其输出信号为iq(或id)的跟踪值z3及系统所受总扰动估计值z4，设计的ESO数学模型如下：
e5＝z3-iq(或id)
Figure BDA0002060205760000097
Figure BDA0002060205760000098
其中β3、β4是ESO的系数，b2＝1/L，L为定子绕组的电感。
如上所示，ESO可以根据PMSG的实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)和控制量u3实时估计出iq(或id)的跟踪值z3及系统所受总扰动估计值z4。
(3)非线性状态误差反馈NLSEF根据定子电流q(或d)轴分量参考值
Figure BDA0002060205760000099
(或
Figure BDA00020602057600000910
)的跟踪信号v2和实际定子电流q(或d)轴分量iq(或id)的跟踪值z3以及系统所受总扰动估计值z4设计的NLSEF数学模型如下：
e6＝v2-z 3
u2＝k2e6
Figure BDA00020602057600000911
其中，u2为初步控制量，k2为NLSEF的系数，u3为最终控制量，即
Figure BDA00020602057600000912
(或
Figure BDA00020602057600000913
)。
可见，初步控制量u2与状态误差e6之间为线性组合，这样选用线性函数来代替非线性函数能方便控制，减少被控参数的个数。同时，根据ESO实时估计出的系统所受总扰动估计值z4进行扰动前馈补偿，提高了系统的抗干扰能力。
综上，速度环和电流环的ADRC算法大致相同，都有TD、ESO、NLSEF三部分组成，各组成部分的作用也类似，分别为：
(1)TD：根据PMSG的承受能力合理地为输入信号安排过渡过程，利用其跟踪信号进行后续计算，降低了开始运行时的超调量，提高了系统控制的动态特性和运行时的稳定性。
(2)ESO：根据PMSG的实际量和控制量实时估计出实际量的跟踪值和系统所受总扰动估计值。
(3)NLSEF：根据ESO实时估计出的系统所受总扰动估计值进行扰动前馈补偿，提高整体系统的可靠性与抗干扰能力。
接着，通过在Matlab/Simulink仿真软件上创建仿真模型并进行仿真，图5为速度环ADRC的转速波形仿真图，图6为电流环ADRC的定子电流d轴分量波形仿真图，图7为电流环ADRC的定子电流q轴分量波形仿真图，可见ADRC能够快速跟踪输入信号，并且很好地解决了快速到达到稳态值而产生较大超调的现象，同时具有较好的抗干扰能力。
综上所述，与现有技术相比较，本发明的目的是提供一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，本发明中的永磁同步电机采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环是速度环，内环是电流环，双环皆采用自抗扰控制器，来控制机侧换流器运行。其中，自抗扰速度控制器提高速度控制的动态特性，减少由风速等因素引起的随机扰动；自抗扰电流控制器减少系统内部非线性动态变化以及外部扰动的影响。该方法能克服大型永磁同步风力发电系统的不确定性与多干扰性的特点，对风机内外扰动进行实时估计和补偿，提高整体系统的可靠性与抗干扰能力。

Claims (1)

1.一种直驱永磁同步风力发电系统的全自抗扰控制方法，其特征在于，该方法采用转子磁场定向的双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，双环皆采用自抗扰控制器，步骤如下：
(1)为了实现最大风能捕获，根据功率反馈法，由风机的实际功率值可得此功率下的发电机的最佳转速值，以该值作为速度外环的给定转速ω*；
(2)以给定转速ω*和实际转速ω作为速度环的ADRC的输入信号，其输出信号为定子电流q轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000011
(3)实时采集机侧换流器三相交流电流ia，ib，ic，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换abc/dq，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量id和q轴分量iq；
(4)以定子电流q轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000012
和实际定子电流q轴分量iq作为电流环中一个ADRC的输入信号，其输出信号为定子电压q轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000013
(5)令定子电流d轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000014
以定子电流d轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000015
和实际定子电流d轴分量id作为电流环中另一个ADRC的输入信号，其输出信号为定子电压d轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000016
(6)
Figure FDA0002783897530000017
和
Figure FDA0002783897530000018
经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(dq/αβ)输出两相静止坐标系下uα、uβ；
(7)uα、uβ采用电压空间矢量调制SVPWM方法，输出6路PWM控制机侧换流器运行；
所述速度环的ADRC中，跟踪微分器TD以给定转速ω*作为输入信号，以ω*的跟踪信号v1作为输出信号，设计的TD数学模型如下：
e1＝v1-ω*
Figure FDA0002783897530000019
其中r1为速度因子，决定跟踪的速度；
所述速度环的ADRC中，扩张状态观测器ESO以实际转速ω和控制量
Figure FDA00027838975300000110
作为输入信号，输出信号为ω的跟踪值z1及系统所受总扰动估计值z2，设计的ESO数学模型如下：
e2＝z1-ω
Figure FDA00027838975300000111
Figure FDA00027838975300000112
其中β1、β2是ESO的系数，b1＝3npiqψf/J，np为永磁同步电机极对数，iq为实际定子电流q轴分量，ψf为转子永磁体磁链，J为转动惯量；
所述速度环的ADRC中，非线性状态误差反馈NLSEF根据给定转速ω*的跟踪信号v1和实际转速ω的跟踪值z1以及系统所受总扰动估计值z2，设计的NLSEF数学模型如下：
e3＝v1-z1
u0＝k1e3
Figure FDA0002783897530000021
其中，u0为初步控制量，k1为NLSEF的系数，u1为最终控制量，即
Figure FDA0002783897530000022
所述电流环的ADRC中，跟踪微分器(TD)以定子电流q或d轴分量参考值
Figure FDA0002783897530000023
或
Figure FDA0002783897530000024
作为输入信号，以
Figure FDA0002783897530000025
或
Figure FDA0002783897530000026
的跟踪信号v2作为输出信号，设计的TD数学模型如下：
Figure FDA0002783897530000027
Figure FDA0002783897530000028
其中r2为电流因子，决定跟踪的速度；
所述电流环的ADRC中，扩张状态观测器ESO
以实际定子电流q或d轴分量iq或id和控制量
Figure FDA0002783897530000029
或
Figure FDA00027838975300000210
作为输入信号，输出信号为iq或id的跟踪值z3及系统所受总扰动估计值z4，设计的ESO数学模型如下：
e5＝z3-iq(或id)
Figure FDA00027838975300000211
Figure FDA00027838975300000212
其中β3、β4是ESO的系数，b2＝1/L，L为定子绕组的电感；
所述电流环的ADRC中，非线性状态误差反馈NLSEF根据定子电流q或d轴分量参考值
Figure FDA00027838975300000213
或
Figure FDA00027838975300000214
的跟踪信号v2和实际定子电流q或d轴分量iq或id的跟踪值z3以及系统所受总扰动估计值z4设计的NLSEF数学模型如下：
e6＝v2-z3
u2＝k2e6
Figure FDA0002783897530000031
其中，u2为初步控制量，k2为NLSEF的系数，u3为最终控制量，即
Figure FDA0002783897530000032
或
Figure FDA0002783897530000033
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