CN103138672A - 一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法。本发明涉及风力发电技术领域，特别是涉及一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法。直驱永磁同步风力发电系统包括风机、PMSG、机侧换流器、电容器、网侧换流器及电网。直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，采用转子磁场定向双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，控制机侧换流器运行。该方法能够根据系统的承受能力为给定转速信号合理地安排过渡过程，降低了系统开始响应时PMSG转速的超调量，提高了系统控制精度和运行稳定性；同时具有扰动前馈补偿功能，提高了系统的抗干扰能力。

Description

一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法

技术领域

本发明涉及风力发电技术领域，特别是涉及一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法。

背景技术

近年来，可再生能源发电得到了极大关注和发展。目前风力发电是可再生能源发电技术中增长最快的一种，是最具开发规模和发展前景的发电方式之一。

随着风力发电和电力电子技术的飞速发展，变速恒频风力发电技术已经逐步取代了恒速恒频技术。变速恒频风力发电机主要包括双馈异步风力发电机和直驱永磁同步风力发电机(PMSG)。与双馈异步风机相比，直驱永磁同步发电机具有以下优势：(1)直驱型机组采用多极低速永磁同步发电机，电机转子与风机直接相连，无需增速齿轮箱，大大减少了系统运行噪声，降低了维护费用；(2)永磁同步发电机运行效率高，且不存在滑环和电刷，能显著提高机组的可靠性，并且运行时不需要从电网吸收无功功率来建立磁场，可以改善电网的功率因数。

换流器作为直驱永磁风力发电系统中的重要装置，它将风力发电机输出的电压幅值和频率变化的电能转换为恒压恒频的交流电能进行并网。所以，换流器的控制技术是关键技术之一。

直驱永磁风力发电系统为了实现最大风能捕获，提高风能利用率，必须对永磁同步发电机的转速进行控制。由于永磁发电机的转速是由原动力的转矩和发电机的电磁转矩决定的，只要控制发电机的电磁转矩就可以控制其转速。

对PMSG转速的控制是由机侧换流器完成的。机侧换流器一般采用基于PI调节器的转子磁场定向矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环。令d轴电流分量为0，可得电磁转矩仅由q轴电流分量产生，实现了PMSG电磁转矩和定子无功功率的解耦。由于直驱型永磁风力发电系统是一个多变量、强耦合、非线性的系统，传统的PI调节器难以满足实际系统在不同工况下的要求，诸如：PI调节器完全依赖被控对象；PI控制常常使系统开始运行时出现较大超调；PI控制是一种线性组合，很难满足实际工程中非线性系统对高性能控制的要求。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制(ADRC)方法，采用转子磁场定向双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，控制机侧换流器运行。该方法能够根据系统的承受能力为给定转速信号合理地安排过渡过程，降低了系统开始响应时PMSG转速的超调量，提高了系统控制精度和运行稳定性；同时具有扰动前馈补偿功能，提高了系统的抗干扰能力。

为此，本发明提供了一种直驱永磁同步风力发电系统，包括：

风机，将风能转化为机械能，带动PMSG旋转。

PMSG，与风机直接相连，将机械能转化为电能输出。

机侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行PWM整流，用于把PMSG输出的电压幅值和频率变化的交流电转换为直流电。

电容器，为机侧换流器和网侧换流器提供直流电压支撑，同时缓冲换流器IGBT关断时的冲击电流，也能起到一定的滤波作用。

网侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行PWM逆变，用于把直流电转换为恒压恒频的交流电，进行并网。

电网，三相对称，用于接收PMSG发出的电能。

同时，本发明还提供了一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，该方法采用基于ADRC转子磁场定向双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，具体实现步骤如下：

(1)为了实现最大风能捕获，根据最佳叶尖速比与实际风速，可得此风速下发电机的最佳转速值，以该值作为速度外环的给定转速

(2)转子位置和速度检测单元实时检测PMSG的实际转子位置θ_r和实际转速ω_r；

(3)以给定转速和实际转速ω_r作为ADRC控制器的输入信号，其输出信号为定子电流q轴分量参考值

(4)实时采集机侧换流器三相交流电流i_a，i_b，i_c，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换(3s/2r)，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量i_d和q轴分量i_q；

(5)令定子电流d轴分量参考值

可得定子电流d轴分量误差信号为

该误差信号经过内环电流PI调节器输出u′_d，并与-ω_eL_qi_q项相加得到d轴电压分量参考值

(6)根据定子电流q轴分量参考值

与定子电流q轴分量i_q，可得q轴分量误差信号为

该误差信号经过内环电流PI调节器输出u′_q，并与ω_eL_di_d+ω_eψ_f项相加得到q轴电压分量参考值

(7)

和

经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(2r/2s)输出两相静止坐标系(α-β坐标系)下

和

(8)

和

采用电压空间矢量调制(SVPWM)方法，输出6路PWM控制机侧换流器运行。

上述直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，所述ADRC控制器以

和ω_r作为输入信号，以作为输出信号。它由跟踪-微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)、非线性状态误差反馈(NLSEF)和扰动补偿四部分组成。

上述直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，所述ADRC控制器中，TD以给定转速

作为输入信号，以

的跟踪信号v₁作为输出信号，设计的TD数学模型如下：

$v_1=\mathrm{fhan}(v_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*},r,h)$

其中， $\left\{\begin{array}{c}d=\mathrm{rh};\\ d_0=\mathrm{dh};\\ y=v_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*};\\ a_0=\sqrt{d^2+8r\left|y\right|};\\ a=\left\{\begin{array}{cc}\frac{(a_0-d)}{2}\mathrm{sign}\left(y\right)& \left|y\right|>d_0\\ y/T& \left|y\right|\≤d_0\end{array};\right.\\ \mathrm{fhan}=\left\{\begin{array}{cc}-\mathrm{ra}/d& \left|a\right|\≤d\\ -\mathrm{rsign}\left(a\right)& \left|a\right|>d\end{array};\right.\end{array}\right.$

r为速度因子，决定跟踪的速度；h为滤波因子，对噪声起滤波作用；T为采样时间。

上述直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，所述ADRC控制器中，ESO以实际转速ω_r和控制量作为输入信号，输出信号为ω_r的跟踪值z₁及系统所受总扰动估计值z₂，设计的ESO数学模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{\·}{z_1}=z_2-L_1\mathrm{fal}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+\mathrm{Mu}\\ \stackrel{\·}{z_2}=-L_2\mathrm{fal}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.$

其中 $\mathrm{fal}(e,\mathrm{\α},\mathrm{\δ})=\left\{\begin{array}{cc}\frac{e}{{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{\α}-1}},& \left|e\right|\≤\mathrm{\δ}\\ {\left|e\right|}^{\mathrm{\α}}\mathrm{sign}\left(e\right)& \left|e\right|>\mathrm{\δ}\end{array}\right.,$ α，α₁，α₂为ESO的滤波因子；δ，δ₁，δ₂为ESO的线性区间的宽度；z₁为ω_r的跟踪值；z₂为系统所受总扰动的估计值；M、L₁、L₂为ESO的系数。

上述直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，所述ADRC控制器中，NLSEF根据给定转速

的跟踪信号v₁和实际转速ω_r的跟踪信号z₁得到状态误差e₁＝v₁-z₁，设计的NLSEF数学模型如下：

u₀＝L₃fal(e₁，α₃，δ₃)

其中，u₀为初步控制量；α₃为NLSEF的滤波因子；δ₃为NLSEF的线性区间的宽度；L₃为NLSEF的系数。

上述直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，所述ADRC控制器中，为了实现系统的自抗扰功能，最重要的是要对系统所受扰动进行补偿。根据ESO实时估计出的系统所受总扰动z₂进行扰动前馈补偿，得到最终控制量

数学模型如下：

u＝u₀-z₂/M

由以上本发明提供的技术方案可见，与现有技术相比较，本发明的目的是提供一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，采用转子磁场定向双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，控制机侧换流器运行。该方法能够根据系统的承受能力为给定转速信号合理地安排过渡过程，降低了系统开始响应时PMSG转速的超调量，提高了系统控制精度和运行稳定性；同时具有扰动前馈补偿功能，提高了系统的抗干扰能力。

附图说明

图1为本发明提供的直驱永磁同步风力发电系统及机侧换流器控制原理结构方框图；

图2为本发明提供的转速外环ADRC控制器原理结构图；

图3为本发明提供的ADRC控制子程序流程图；

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面参照附图对本发明的较佳实施方式进行详细说明。

参见图1，提供了根据本发明的一个实施例的直驱永磁同步风力发电系统，该系统包括：风机1，与PMSG2同轴相连接，它将风能转化为机械能，带动PMSG旋转；PMSG2，与风机1和机侧换流器3相连接，它将机械能转化为电能输出；机侧换流器3，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行PWM整流，用于把PMSG输出的电压幅值和频率变化的交流电转换为直流电；电容器4，为机侧换流器3和网侧换流器5提供直流电压支撑，同时缓冲换流器IGBT关断时的冲击电流，也能起到一定的滤波作用；网侧换流器5，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行PWM逆变，用于把直流电转换为恒压恒频的交流电，进行并网；电网6，是三相对称的交流电网，用于接收PMSG发出的电能。

其中，机侧换流器3的控制系统包括速度环控制模块和电流环控制模块。速度环控制模块包括：转子位置和速度检测单元，用来实时检测PMSG的实际转子位置θ_r和实际转速ω_r；ADRC控制器单元，以检测到的PMSG的实际转速ω_r和给定参考转速

作为输入，产生定子电流q轴分量参考值

电流环控制模块包括：将三相静止坐标系变换为两相旋转坐标系的坐标变换器，其对于实时采集到的机侧换流器三相交流电流i_a，i_b，i_c，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换(3s/2r)，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量i_d和q轴分量i_q；第一误差计算器，依据定子电流d轴分量i_d和定子电流d轴分量的参考值

计算得到定子电流d轴分量的误差信号；第一PI调节器，根据定子电流d轴分量的误差信号输出电压信号u′_d；第一加法器，将电压信号u′_d与-ω_eL_qi_q(ω_e为转子电角速度，L_q为电感q轴分量，即定子电感在q轴下的等效电感)相加得到d轴电压分量参考值

第二误差计算器，依据ADRC控制器单元产生的定子电流q轴分量参考值

和坐标变换器产生的定子电流q轴分量i_q计算得到定子电流q轴分量误差信号为

第二PI调节器，依据定子电流q轴分量误差信号输出电压信号u′_q；第二加法器，将电压信号u′_q与ω_eL_di_d+ω_eψ_f(L_d为电感d轴分量，即定子电感在d轴下的等效电感，ψ_f为转子磁链)项相加得到q轴电压分量参考值

在得到定子电压q轴分量参考值

和定子电压d轴电压分量参考值

后，正如本领域技术人员所熟知的，

和

经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(2r/2s)后得到两相静止坐标系(α-β坐标系)下的电压分量和

根据电压分量

和

采用空间矢量控制(SVPWM)方法得到机侧换流器中的开关器件所需要的PWM控制信号。

同时，本发明的实施例还提供了一种机侧换流器基于ADRC转子磁场定向矢量控制方法。该方法采用双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，具体实现步骤如下：

(1)为了实现最大风能捕获，根据最佳叶尖速比与实际风速，可得此风速下发电机的最佳转速值，以该值作为速度外环的给定转速

(2)转子位置和速度检测单元实时检测PMSG的实际转子位置θ_r和实际转速ω_r；

(3)以给定转速

和实际转速ω_r作为ADRC控制器的输入信号，其输出信号为定子电流q轴分量参考值

(4)实时采集机侧换流器三相交流电流i_a，i_b，i_c，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换(3s/2r)，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量i_d和q轴分量i_q；

(5)令定子电流d轴分量参考值

可得定子电流d轴分量误差信号为

该误差信号经过内环电流PI调节器输出u′_d，并与-ω_eL_qi_q相加得到d轴电压分量参考值

(6)根据定子电流q轴分量参考值

与定子电流q轴分量i_q，可得q轴分量误差信号为该误差信号经过内环电流PI调节器输出u′_q，并与ω_eL_di_d+ω_eψ_f项相加得到q轴电压分量参考值

(7)

和

经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(2r/2s)输出两相静止坐标系(α-β坐标系)下

和

(8)

和

采用电压空间矢量调制(SVPWM)方法，输出6路PWM控制机侧换流器运行。

下面，参见图2，具体说明ARDC控制器单元的结构和原理。图2为基于ADRC转子磁场定向矢量控制原理示意图，虚线所框部分为ADRC内部结构。

ADRC控制器以

和ω_r作为输入信号，以作为输出信号。它由跟踪-微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)、非线性状态误差反馈(NLSEF)单元和扰动补偿单元四部分组成。下面分别对这四部分进行分析：

(1)以给定转速

作为TD的输入信号，设计的TD数学模型如下：

$v_1=\mathrm{fhan}(v_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*},r,h)$

其中， $\left\{\begin{array}{c}d=\mathrm{rh};\\ d_0=\mathrm{dh};\\ y=v_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*};\\ a_0=\sqrt{d^2+8r\left|y\right|};\\ a=\left\{\begin{array}{cc}\frac{(a_0-d)}{2}\mathrm{sign}\left(y\right)& \left|y\right|>d_0\\ y/T& \left|y\right|\≤d_0\end{array};\right.\\ \mathrm{fhan}=\left\{\begin{array}{cc}-\mathrm{ra}/d& \left|a\right|\≤d\\ -\mathrm{rsign}\left(a\right)& \left|a\right|>d\end{array};\right.\end{array}\right.$

r为速度因子，决定跟踪的速度；h为滤波因子，对噪声起滤波作用；T为采样时间。

TD能根据被控对象的承受能力合理地为安排过渡过程，得到

的跟踪信号v₁。

由于PI控制直接把给定信号与系统实际输出之间的误差作为要补偿的信号，这样常常导致在开始运行时系统实际输出信号出现较大超调。而TD采用的跟踪信号v₁进行后续计算，降低了开始运行时电机转速的超调量，提高了系统的控制精度和运行稳定性。

(2)以实际转速ω_r和控制量

作为ESO输入信号，设计的ESO数学模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{\·}{z_1}=z_2-L_1\mathrm{fal}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+\mathrm{Mu}\\ \stackrel{\·}{z_2}=-L_2\mathrm{fal}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.$

其中 $\mathrm{fal}(e,\mathrm{\α},\mathrm{\δ})=\left\{\begin{array}{cc}\frac{e}{{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{\α}-1}},& \left|e\right|\≤\mathrm{\δ}\\ {\left|e\right|}^{\mathrm{\α}}\mathrm{sign}\left(e\right)& \left|e\right|>\mathrm{\δ}\end{array}\right.,$ α，α₁，α₂为ESO的滤波因子；δ，δ₁，δ₂为ESO的线性区间的宽度；z₁为ω_r的跟踪值；z₂为系统所受总扰动的估计值；M、L₁、L₂为ESO的系数。

如上所示，ESO能够根据PMSG的实际转速ω_r和控制量u实时估计出ω_r的跟踪值z₁和系统所受总扰动估计值z₂。

(3)根据给定转速的跟踪信号v₁和实际转速ω_r的跟踪信号z₁得到状态误差e₁＝v₁-z₁，设计的NLSEF数学模型如下：

u₀＝L₃fal(e₁，α₃，δ₃)

其中，u₀为初步控制量；α₃为NLSEF的滤波因子；δ₃为NLSEF的线性区间的宽度；L₃为NLSEF的系数。

可见，初步控制量u₀与状态误差e₁之间为非线性组合，这取代了传统PI控制的线性组合，能够满足实际工程中非线性系统对高性能控制的要求。

(4)为了实现系统的自抗扰功能，最重要的是对系统所受扰动进行补偿。根据ESO实时估计出的系统所受总扰动z₂进行扰动前馈补偿，得到最终控制量

数学模型如下：

u＝u₀-z₂/M

综上，ADRC各组成部分的作用分别为：

(1)TD：根据PMSG的承受能力合理地为给定转速

安排过渡过程，利用

的跟踪信号v₁进行后续计算，降低了开始运行时系统的超调量。

(2)ESO：根据PMSG的实际转速ω_r和控制量u实时估计出了ω_r的跟踪值z₁和系统所受总扰动估计值z₂。

(3)NLSEF：状态误差为e₁＝v₁-z₁，利用非线性函数将状态误差转化为初始控制量u₀输出。

(4)扰动补偿：将扰动的实时估计值z₂进行前馈补偿，输出系统的最终控制量

提高了系统抗干扰能力。

基于ADRC转子磁场定向矢量控制方法应用ccstudio软件编程实现，由数字信号处理器(DSP)及其配套硬件电路执行所编写的程序，其中ADRC控制子程序流程图参见图3所示，步骤如下：①计算TD偏差；②计算跟踪-微分器输出；③延时一步；④计算ESO偏差；⑤计算ESO输出；⑥延时一步；⑦计算非线性状态误差；⑧非线性状态误差反馈；⑨扰动补偿。

综上所述，与现有技术相比较，本发明的目的是提供一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，采用转子磁场定向双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，控制机侧换流器运行。该方法能够根据系统的承受能力为给定转速信号合理地安排过渡过程，降低了系统开始响应时PMSG转速的超调量，提高了系统控制精度和运行稳定性；同时具有扰动前馈补偿功能，提高了系统的抗干扰能力。

Claims (6)

1.一种直驱永磁同步风力发电系统，其特征在于，包括：

风机，将风能转化为机械能，带动PMSG旋转；

PMSG，与风机直接相连，将机械能转化为电能输出；

机侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行PWM整流，用于把PMSG输出的电压幅值和频率变化的交流电转换为直流电；

电容器，为机侧换流器和网侧换流器提供直流电压支撑，同时缓冲换流器IGBT关断时的冲击电流；

网侧换流器，换流器件为全控型器件IGBT，采用三相桥电路进行PWM逆变，用于把直流电转换为恒压恒频的交流电，进行并网；

电网，三相对称，用于接收PMSG发出的电能。

2.如权利要求1所述的直驱永磁同步风力发电系统，其特征在于，控制所述机侧换流器的控制系统包括速度环控制模块和电流环控制模块，速度环控制模块包括位置和速度检测单元和ADRC控制器单元，所述位置和速度检测单元用来实时检测PMSG的实际转子位置和实际转速；所述ADRC控制器单元以检测到的PMSG的实际转速和给定参考转速作为输入产生定子电流q轴分量参考值，并且所述ADRC控制器单元包括跟踪-微分器、扩张状态观测器、非线性状态误差反馈单元和扰动补偿单元，其中跟踪-微分器根据被控对象的承受能力合理地为给定转速安排过渡过程，得到给定转速的跟踪信号；扩张状态观测器实时估计出PMSG的实际转速的跟踪值和发电系统所受总扰动估计值；非线性状态误差反馈单元利用非线性函数将总扰动估计值和给定转速的跟踪信号之间的状态误差转化为初始控制量；扰动补偿单元对扰动的实时估计值进行前馈补偿。

3.一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，该方法采用基于自抗扰控制(ADRC)转子磁场定向双闭环矢量控制策略，外环为速度环，内环为电流环，具体实现步骤如下：

(1)为了实现最大风能捕获，根据最佳叶尖速比与实际风速，可得此风速下发电机的最佳转速值，以该值作为速度外环的给定转速

(2)转子位置和速度检测单元实时检测PMSG的实际转子位置θ_r和实际转速ω_r；

(3)以给定转速

和实际转速ω_r作为ADRC控制器的输入信号，其输出信号为定子电流q轴分量参考值

(4)实时采集机侧换流器三相交流电流i_a，i_b，i_c，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换(3s/2r)，得到两相旋转坐标系下定子电流d轴分量i_d和q轴分量i_q；

(5)令定子电流d轴分量参考值可得定子电流d轴分量误差信号为

该误差信号经过内环电流PI调节器输出u′_d，并与-ω_eL_qi_q项相加得到d轴电压分量参考值

其中，ω_e为转子电角速度，L_q为定子电感在q轴上的等效电感；

(6)根据定子电流q轴分量参考值

与定子电流q轴分量i_q，可得q轴分量误差信号为

该误差信号经过内环电流PI调节器输出u′_q，并与ω_eL_di_d+ω_eψ_f项相加得到q轴电压分量参考值其中L_d为定子电感在d轴上的等效电感，ψ_f为转子磁链；

(7)

和

经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换(2r/2s)输出两相静止坐标系(α-β坐标系)下

和

(8)

和

采用电压空间矢量调制(SVPWM)方法，输出6路PWM控制机侧换流器运行。

4.如权利要求3所述的一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，其特征在于，所述ADRC控制器中，跟踪-微分器(TD)以给定转速

作为输入信号，以

的跟踪信号v₁作为输出信号，设计的TD数学模型如下：

$v_1=\mathrm{fhan}(v_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*},r,h)$

其中， $\left\{\begin{array}{c}d=\mathrm{rh};\\ d_0=\mathrm{dh};\\ y=v_1-{\mathrm{\ω}}_r^{*};\\ a_0=\sqrt{d^2+8r\left|y\right|};\\ a=\left\{\begin{array}{cc}\frac{(a_0-d)}{2}\mathrm{sign}\left(y\right)& \left|y\right|>d_0\\ y/T& \left|y\right|\≤d_0\end{array};\right.\\ \mathrm{fhan}=\left\{\begin{array}{cc}-\mathrm{ra}/d& \left|a\right|\≤d\\ -\mathrm{rsign}\left(a\right)& \left|a\right|>d\end{array};\right.\end{array}\right.$

r为速度因子，决定跟踪的速度；h为滤波因子，对噪声起滤波作用；T为采样时间。

5.如权利要求3所述的一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，其特征在于，所述ADRC控制器中，扩张状态观测器(ESO)以实际转速ω_r和控制量

作为输入信号，输出信号为ω_r的跟踪值z₁及系统所受总扰动估计值z₂，设计的ESO数学模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}e=z_1-{\mathrm{\ω}}_r\\ \stackrel{\·}{z_1}=z_2-L_1\mathrm{fal}(e,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\δ}}_1)+\mathrm{Mu}\\ \stackrel{\·}{z_2}=-L_2\mathrm{fal}(e,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\δ}}_2)\end{array}\right.$

其中 $\mathrm{fal}(e,\mathrm{\α},\mathrm{\δ})=\left\{\begin{array}{cc}\frac{e}{{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{\α}-1}},& \left|e\right|\≤\mathrm{\δ}\\ {\left|e\right|}^{\mathrm{\α}}\mathrm{sign}\left(e\right),& \left|e\right|>\mathrm{\δ}\end{array}\right.,$ α，α₁，α₂为ESO的滤波因子；δ，δ₁，δ₂为ESO的线性区间的宽度；z₁为ω_r的跟踪值；z₂为系统所受总扰动的估计值；M、L₁、L₂为ESO的系数。

6.如权利要求3所述的一种直驱永磁同步风力发电系统自抗扰控制方法，其特征在于，所述ADRC控制器中，非线性状态误差反馈(NLSEF)根据给定转速

的跟踪信号v₁和实际转速ω_r的跟踪信号z₁得到状态误差e₁=v₁-z₁，设计的NLSEF数学模型如下：

u₀＝L₃fal(e₁，α₃，δ₃)

其中，u₀为初步控制量；α₃为NLSEF的滤波因子；δ₃为NLSEF的线性区间的宽度；L₃为NLSEF的系数，并且为了实现系统的自抗扰功能，根据ESO实时估计出的系统所受总扰动z₂进行扰动前馈补偿，得到最终控制量数学模型如下：u＝u₀-z₂/M。

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