CN110957750A - 一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略 - Google Patents

一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略 Download PDF

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CN110957750A CN201911265597.1A CN201911265597A CN110957750A CN 110957750 A CN110957750 A CN 110957750A CN 201911265597 A CN201911265597 A CN 201911265597A CN 110957750 A CN110957750 A CN 110957750A
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刘志坚
李晓磊
王一妃
王雁红
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Abstract

本发明公开了一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略，属于电力系统控制领域。本发明基于光伏系统的研究基础上，通过在电流环电压环分别引入自抗扰控制方法，并且在电压环中加入了前馈控制，从而完善了光伏储能控制系统，以实现储能系统中充放电的有效控制，并降低了储能系统的超调量。仿真结果表明本发明所提策略能够保持直流母线电压的稳定，并且有效提高光伏储能系统的动态响应速度和抗干扰能力。

Description

一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略
技术领域
本发明涉及一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略，属于电力系统控制领域。
背景技术
现如今，太阳能产业正在快速发展，是目前最有前景的新能源之一。由于光伏发电存在稳态波动大的特点，故必须有储能技术为光伏发电技术进行支撑。近年来，储能技术已经有了长足进步和发展，诸如蓄电池、超级电容、飞轮等相关储能设备都已经得到广泛的应用。其中，对光伏储能系统中蓄电池模块的内部结构和控制策略等方面已经有大量研究，但这些控制策略各自都存在一些缺点。目前，有很多对蓄电池储能方面的研究，但是结合自抗扰控制方法的光储系统仍存在未解决的问题。
发明内容
本发明提供了一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略，以用于以实现对储能系统中充放电过程进行有效控制。
本发明的技术方案是：一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略，包括如下步骤：
Step1、对带前馈控制的自抗扰电压环设计：
Step1.1、电压环中的跟踪微分器：跟踪微分器通过使用惯性环节最大限度的追踪输入信号的动态特性，并且需采用求解微分方程的方法，进而获取电压环给定的输入电压信号V*dc(t)的微分信号，其最终离散的形式为：
V1(t+1)＝V1(t)+Ts×V2(t)
V2(t+1)＝V1(t)+Ts×fst(V1(t)-V(t),V2(t),r,h)
式中，V1(t)和V2(t)分别为V*dc(t)经过跟踪微分器所提取的第t次电压跟踪信号和电压微分信号，TS为积分步长，V(t)为电压的第t次参考输入信号，r为电压环中跟踪微分器的速度因子，h为电压环中跟踪微分器的滤波因子，fst为最速综合控制函数；
Step1.2、电压环中的扩张状态观测器：电压环中采用二阶扩张状态观测器，二阶扩张状态观测器最终离散的形式为：
z1(t+1)＝z1(t)+h01×(z2(t)-β01×e1(t))
z2(t+1)＝z2(t)+h01×(z3(t)-β02×fal(e1(t),α01,δ01)+b01×u)
式中，e1(t)＝V1(t)-z1(t)，e1(t)为V1(t)和z1(t)作差的误差信号，z1(t)、z2(t)、z3(t)为电压环中扩张状态观测器的三个输出信号，z3(t)估计出作用于对象的所有不确定模型和外扰的扰动总和，并反馈到控制量进行补偿；h01为电压环中扩张状态观测器滤波因子，β01、β02为电压环中扩张状态观测器的状态观测系数；α01为电压环中扩张状态观测器中fal函数的参数，其取值范围为(0,1]；δ01是电压环中扩张状态观测器中区分误差大小的界限；b01是电压环中扩张状态观测器的补偿因子；u为控制量，fal是一个非线性函数；
Step1.3、电压环中的非线性反馈控制器：将V1(t)、V2(t)分别和z1(t)、z2(t)作差，其产生的误差信号将在非线性反馈控制器中生成控制量，实现动态补偿线性化，其离散算法为：
u0(t)＝K1a×fal(e1(t),α11,δ11)+K1b×fal(e2(t),α12,δ12)
Figure BDA0002312735710000021
式中，e1(t)＝V1(t)-z1(t)，e2(t)＝V2(t)-z2(t)，e1(t)、e2(t)分别为V1(t)和z1(t)作差、V2(t)和z2(t)作差的误差信号；u0(t)为电压环中非线性反馈控制器输出的第一个电压信号，u(t)为电压环中非线性反馈控制器输出的第二个电压信号，K1a和K1b为电压环中非线性组合的可调参数，α11、α12为电压环中非线性反馈控制器中fal函数的参数，δ11、δ12分别为电压环中非线性反馈控制器区分误差大小的界限，b11电压环中是扩张状态观测器的补偿因子，b11是电压环中的非线性反馈控制器的补偿因子；
Step1.4、电压环中的前馈控制器：前馈控制器中输入信号和输出信号之间的传递函数为：
Figure BDA0002312735710000022
式中，Vdc(t)为电压环中的电压采样信号，Gm1(t)为电压环中PWM脉冲调制器的传递函数，G1(t)为控制信号到直流母线电压的传递函数，Kvdc为前馈控制器中的控制系数；
Step2、基于自抗扰控制方法的电流环设计：
Step2.1、电流环中的扩张状态观测器设计：电流环的扩张状态观测器为二阶扩张状态观测器，其最终离散的形式为：
z4(t+1)＝z4(t)+h0×(z4(t)-β1×e3(t))
z5(t+1)＝z5(t)-h0×β2×fal(e3(t),α2,δ1)
式中，
Figure BDA0002312735710000031
e3(t)为
Figure BDA0002312735710000032
与z4(t)作差的误差信号，
Figure BDA0002312735710000033
为电流给定信号，z4(t)、z5(t)为电流环中扩张状态观测器的两个输出信号，z5(t)估计出作用于对象的所有不确定模型和外扰的扰动总和；h0为电流环中扩张状态观测器中滤波因子，β1、β2为电流环中扩张状态观测器的状态观测系数；α2为电流环中扩张状态观测器中fal函数的参数；δ1为电流环中的扩张状态观测器区分误差大小的界限；
Step2.2、电流环中的非线性反馈控制器设计：电流环中的非线性反馈控制器的离散算法为：
u1(t)＝Ka×fal(e3(t),α1,δ2)
Figure BDA0002312735710000034
式中，u1(t)为电流环中非线性反馈控制器输出的第一个电压信号，u2(t)为电流环中非线性反馈控制器输出的第二个电压信号；α1为电流环中非线性反馈控制器中fal函数的参数；δ2为电流环中非线性反馈控制器区分误差大小的界限；Ka为电流环中非线性组合的可调参数；b是电流环中的非线性反馈控制器的补偿因子。
本发明的有益效果是：本发明基于光伏系统的研究基础上，通过在电流环电压环分别引入自抗扰控制方法，并且在电压环中加入了前馈控制，从而完善了光伏储能控制系统，以实现储能系统中充放电的有效控制，并降低了储能系统的超调量。仿真结果表明本发明所提策略能够保持直流母线电压的稳定，并且有效提高光伏储能系统的动态响应速度和抗干扰能力。
附图说明
图1为含蓄电池储能的独立光伏发电系统结构图；
图2为基于自抗扰控制方法的储能控制结构图；
图3为基于ADRC的双环控制结构图；
图4为基于传统PI控制的蓄电池输出波形图；
图5为基于自抗扰控制方法的蓄电池输出波形图。
具体实施方式
实施例1：如图1-5所示，一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略，包括如下步骤：
Step1、对带前馈控制的自抗扰电压环设计：
Step1.1、电压环中的跟踪微分器：跟踪微分器通过使用惯性环节最大限度的追踪输入信号的动态特性，并且需采用求解微分方程的方法，进而获取电压环给定的输入电压信号V*dc(t)的微分信号，其最终离散的形式为：
V1(t+1)＝V1(t)+Ts×V2(t)
V2(t+1)＝V1(t)+Ts×fst(V1(t)-V(t),V2(t),r,h)
其中，V1(t)和V2(t)分别为V*dc(t)经过跟踪微分器所提取的第t次电压跟踪信号和电压微分信号，TS为积分步长，V(t)为电压的第t次参考输入信号，r决定电压环中跟踪微分器的跟踪信号速度，称为电压环中跟踪微分器的速度因子，h为电压环中跟踪微分器的滤波因子，其决定噪声滤波效果，fst为最速综合控制函数；
为了使系统跟踪速度较快，且保持较强的滤波能力。因此本系统设置r＝25、h＝0.01。
Step1.2、电压环中的扩张状态观测器：扩张状态观测器是将内外扰动量扩展为新的状态变量，并且为其提供补偿，进而替代误差积分反馈的作用。本发明中电压环控制系统中的扩张状态观测器的功能是准确跟踪实际电压信号U1(t)，并且估计电压环系统的内外扰动量。电压环中采用二阶扩张状态观测器，二阶扩张状态观测器最终离散的形式为：
z1(t+1)＝z1(t)+h01×(z2(t)-β01×e1(t))
z2(t+1)＝z2(t)+h01×(z3(t)-β02×fal(e1(t),α01,δ01)+b01×u)
式中，e1(t)＝V1(t)-z1(t)，e1(t)为V1(t)和z1(t)作差的误差信号，z1(t)、z2(t)、z3(t)为电压环中扩张状态观测器的三个输出信号，z3(t)估计出作用于对象的所有不确定模型和外扰的扰动总和，并反馈到控制量进行补偿；h01为电压环中扩张状态观测器滤波因子，β01、β02为电压环中扩张状态观测器的状态观测系数；α01为电压环中扩张状态观测器中fal函数的参数，其取值范围为(0,1]，α01一般取0.5；δ01是电压环中扩张状态观测器中区分误差大小的界限；b01是电压环中扩张状态观测器的补偿因子，是决定扩张状态观测器补偿作用强弱的补偿因子；u为控制量，fal是一个非线性函数；其表达式如下：
fal(e,α,δ)＝|e|αsgn(e),|e|＞δ,δ＞0
fal(e,α,δ)＝e/δ1-α,|e|≤δ,δ＞0
扩张状态观测器需要选择适当的参数，以达到z1(t)、z2(t)准确跟踪的目的，并且需要将作用于对象的不确定模型和扰动总和反馈到控制量中，进而实现补偿。具体的可以设置：h01＝0.001、β01＝100、β02＝300、α01＝0.5、δ01＝0.0001、b01＝100。
Step1.3、电压环中的非线性反馈控制器：NLSEF利用系统的状态误差，通过非线性反馈结构，进一步提高了信息处理的效率。储能系统通过扩张状态观测器的扰动补偿，极大的实现了动态补偿线性化。将V1(t)、V2(t)分别和z1(t)、z2(t)作差，其产生的误差信号将在非线性反馈控制器中生成控制量，实现动态补偿线性化，其离散算法为：
u0(t)＝K1a×fal(e1(t),α11,δ11)+K1b×fal(e2(t),α12,δ12)
Figure BDA0002312735710000051
式中，e1(t)＝V1(t)-z1(t)，e2(t)＝V2(t)-z2(t)，e1(t)、e2(t)分别为V1(t)和z1(t)作差、V2(t)和z2(t)作差的误差信号；u0(t)为电压环中非线性反馈控制器输出的第一个电压信号，u(t)为电压环中非线性反馈控制器输出的第二个电压信号，K1a和K1b为电压环中非线性组合的可调参数，α11、α12为电压环中非线性反馈控制器中fal函数的参数，δ11、δ12分别为电压环中非线性反馈控制器区分误差大小的界限，b11电压环中是扩张状态观测器的补偿因子，参数b11是决定补偿作用强弱的补偿因子；此次电压环中的非线性反馈控制器需要合理选择α11、α12、δ11、δ12、K1a和K1b等非线性参数。进而实现系统的非线性控制，并且提高控制器的适应性和鲁棒性。具体的可以设置，k1a＝500、k1b＝20、α11＝0.5、α12＝0.3、δ11＝0.0002、δ12＝0.0005。
Step1.4、电压环中的前馈控制器：前馈控制器用于根据干扰信号的幅值和变化趋势，并且采取相应的控制作用，进而补偿干扰信号对被控输出的影响，达到被控对象输出不变的目的。前馈控制器中输入信号和输出信号之间的传递函数为：
Figure BDA0002312735710000061
式中，Vdc(t)为电压环中的电压采样信号，Gm1(t)为电压环中PWM脉冲调制器的传递函数，G1(t)为控制信号到直流母线电压的传递函数，Kvdc为前馈控制器中的控制系数，一般选取为2。
本发明中电压环控制系统采用前馈控制，进一步提高系统的稳定性，并使被控系统不受干扰信号的影响。
Step2、基于自抗扰控制方法的电流环设计：
Step2.1、电流环中的扩张状态观测器设计：电流环中的ESO的功能是准确跟踪实际电流信号I1(t)，并且估计电流环系统的内外扰动量。电流环的扩张状态观测器为二阶扩张状态观测器，其最终离散的形式为：
z4(t+1)＝z4(t)+h0×(z4(t)-β1×e3(t))
z5(t+1)＝z5(t)-h0×β2×fal(e3(t),α2,δ1)
式中，
Figure BDA0002312735710000062
e3(t)为
Figure BDA0002312735710000063
与z4(t)作差的误差信号，
Figure BDA0002312735710000064
为电流给定信号，z4(t)、z5(t)为电流环中扩张状态观测器的两个输出信号，z5(t)估计出作用于对象的所有不确定模型和外扰的扰动总和，h0为电流环中扩张状态观测器中滤波因子，β1、β2为电流环中扩张状态观测器的状态观测系数，α2为电流环中扩张状态观测器中fal函数的参数；δ1为电流环中的扩张状态观测器区分误差大小的界限；式中β1、α2、β2等参数和电压环中的扩张状态观测器的参数设置相近；具体的可以设置，h0＝0.002、β1＝95、β2＝295、α2＝0.5、δ1＝0.0003。
扩张状态观测器需要选择适当的参数，以达到z4(t)、z5(t)准确跟踪的目的，并且需要将作用于对象的不确定模型和扰动总和反馈到控制量中，进而实现补偿。
Step2.2、电流环中的非线性反馈控制器设计：电流环中的NLSEF在原理上与电压环的NLSEF设计原理相同。电流环中的非线性反馈控制器的离散算法为：
u1(t)＝Ka×fal(e3(t),α1,δ2)
Figure BDA0002312735710000065
式中，u1(t)为电流环中非线性反馈控制器输出的第一个电压信号，u2(t)为电流环中非线性反馈控制器输出的第二个电压信号；α1为电流环中非线性反馈控制器中fal函数的参数；δ2为电流环中非线性反馈控制器区分误差大小的界限；Ka为电流环中非线性组合的可调参数；b是电流环中的非线性反馈控制器的补偿因子；b、α1、δ2和Ka等非线性参数和电压环中的非线性反馈控制器设置相同。进而实现系统的非线性控制，并且提高控制器的适应性和鲁棒性。具体地可以设置，ka＝495、α1＝0.4、b0＝10、δ2＝0.002。
本发明中光伏储能系统主要包括光伏阵列、MPPT电路、直流负载、双向DC-DC变换器和蓄电池储能系统，本发明所提光储结构如图1所示。光伏阵列首先将太阳能转化为电能，通过MPPT控制器获得最大功率输出，通过双向DC-DC变换器向直流负载进行供电，同时向蓄电池进行储能供电。在光伏阵列输出电能无法满足直流负载的情况下，蓄电池储能系统将进行放电，并通过双向DC-DC变换器为直流负载进行供电。自抗扰控制器(ADRC)由三部分组成：跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)、非线性反馈控制器(NLSEF)。本发明基于ADRC的基础上进行改进，增加了一个前馈模块，故电压环由四个控制模块组成。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方案进行详细的说明。针对本发明所提出的控制策略建立仿真模型，本文基于MATLAB仿真软件，搭建了光伏储能模型和蓄电池控制模型。本次仿真模型实现光储的充放电动态过程。蓄电池控制模型采用自抗扰控制进行控制，并和传统的PI控制进行对比。图3为本发明所提的基于自抗扰控制方法的双环控制系统。本文仿真中，光照强度按照阶跃变化，光照强度初始值设置为1000W/m2。温度变化也需按照阶跃变化，温度设置为60℃。直流负载初始值设置为2Kw。图4为基于传统PI控制的光储输出波形图。具有一定的缺陷。在蓄电池充放电过程中，电流变化曲线和电压变化曲线都有较大程度的动态震荡。基于自抗扰控制方法的光储输出波形如图5所示。当t＝0s时，光伏发电模块开始发电，蓄电池开始充电，SOC开始逐渐增加，蓄电池充电过程完成。当t＝1.15s时，SOC开始逐渐减小，且SOC变化过程中的震荡极小。在t＝0～1.15s过程中，该阶段属于充电过程中，电流I＝-5A。在t＝1.15～2.5s过程中，该阶段属于放电过程中，电流I＝-5A，且电流变化过程中的震荡极小。充放电过程中，蓄电池端电压基本保持不变，充分说明基于自抗扰控制的光伏储能系统具有良好的动态性能和抗干扰能力。并且本系统能在较短的时间内完成充放电过程，进一步说明基于自抗扰控制的光伏储能系统具有较快的响应速度。
综上所述，将本文所提的基于自抗扰控制方法的光伏储能系统与基于传统PI控制的光伏储能系统进行对比，可以发现基于自抗扰控制方法的光伏储能系统具有较快的动态响应速度和更小的超调量，并且具有较好的抗干扰性能，进一步提高光储系统的充放电能力。
上面结合图对本发明的具体实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。

Claims (1)

1.一种基于自抗扰控制方法的光伏储能系统控制策略，其特征在于：包括如下步骤：
Step1、对带前馈控制的自抗扰电压环设计：
Step1.1、电压环中的跟踪微分器：跟踪微分器通过使用惯性环节最大限度的追踪输入信号的动态特性，并且需采用求解微分方程的方法，进而获取电压环给定的输入电压信号V*dc(t)的微分信号，其最终离散的形式为：
V1(t+1)＝V1(t)+Ts×V2(t)
V2(t+1)＝V1(t)+Ts×fst(V1(t)-V(t),V2(t),r,h)
式中，V1(t)和V2(t)分别为V*dc(t)经过跟踪微分器所提取的第t次电压跟踪信号和电压微分信号，TS为积分步长，V(t)为电压的第t次参考输入信号，r为电压环中跟踪微分器的速度因子，h为电压环中跟踪微分器的滤波因子，fst为最速综合控制函数；
Step1.2、电压环中的扩张状态观测器：电压环中采用二阶扩张状态观测器，二阶扩张状态观测器最终离散的形式为：
z1(t+1)＝z1(t)+h01×(z2(t)-β01×e1(t))
z2(t+1)＝z2(t)+h01×(z3(t)-β02×fal(e1(t),α01,δ01)+b01×u)
式中，e1(t)＝V1(t)-z1(t)，e1(t)为V1(t)和z1(t)作差的误差信号，z1(t)、z2(t)、z3(t)为电压环中扩张状态观测器的三个输出信号，z3(t)估计出作用于对象的所有不确定模型和外扰的扰动总和，并反馈到控制量进行补偿；h01为电压环中扩张状态观测器滤波因子，β01、β02为电压环中扩张状态观测器的状态观测系数；α01为电压环中扩张状态观测器中fal函数的参数，其取值范围为(0,1]；δ01是电压环中扩张状态观测器中区分误差大小的界限；b01是电压环中扩张状态观测器的补偿因子；u为控制量，fal是一个非线性函数；
Step1.3、电压环中的非线性反馈控制器：将V1(t)、V2(t)分别和z1(t)、z2(t)作差，其产生的误差信号将在非线性反馈控制器中生成控制量，实现动态补偿线性化，其离散算法为：
u0(t)＝K1a×fal(e1(t),α11,δ11)+K1b×fal(e2(t),α12,δ12)
Figure FDA0002312735700000021
式中，e1(t)＝V1(t)-z1(t)，e2(t)＝V2(t)-z2(t)，e1(t)、e2(t)分别为V1(t)和z1(t)作差、V2(t)和z2(t)作差的误差信号；u0(t)为电压环中非线性反馈控制器输出的第一个电压信号，u(t)为电压环中非线性反馈控制器输出的第二个电压信号，K1a和K1b为电压环中非线性组合的可调参数，α11、α12为电压环中非线性反馈控制器中fal函数的参数，δ11、δ12分别为电压环中非线性反馈控制器区分误差大小的界限，b11电压环中是扩张状态观测器的补偿因子，b11是电压环中的非线性反馈控制器的补偿因子；
Step1.4、电压环中的前馈控制器：前馈控制器中输入信号和输出信号之间的传递函数为：
Figure FDA0002312735700000025
式中，Vdc(t)为电压环中的电压采样信号，Gm1(t)为电压环中PWM脉冲调制器的传递函数，G1(t)为控制信号到直流母线电压的传递函数，Kvdc为前馈控制器中的控制系数；
Step2、基于自抗扰控制方法的电流环设计：
Step2.1、电流环中的扩张状态观测器设计：电流环的扩张状态观测器为二阶扩张状态观测器，其最终离散的形式为：
z4(t+1)＝z4(t)+h0×(z4(t)-β1×e3(t))
z5(t+1)＝z5(t)-h0×β2×fal(e3(t),α2,δ1)
式中，
Figure FDA0002312735700000022
e3(t)为
Figure FDA0002312735700000023
与z4(t)作差的误差信号，
Figure FDA0002312735700000024
为电流给定信号，z4(t)、z5(t)为电流环中扩张状态观测器的两个输出信号，z5(t)估计出作用于对象的所有不确定模型和外扰的扰动总和；h0为电流环中扩张状态观测器中滤波因子，β1、β2为电流环中扩张状态观测器的状态观测系数；α2为电流环中扩张状态观测器中fal函数的参数；δ1为电流环中的扩张状态观测器区分误差大小的界限；
Step2.2、电流环中的非线性反馈控制器设计：电流环中的非线性反馈控制器的离散算法为：
u1(t)＝Ka×fal(e3(t),α1,δ2)
Figure FDA0002312735700000031
式中，u1(t)为电流环中非线性反馈控制器输出的第一个电压信号，u2(t)为电流环中非线性反馈控制器输出的第二个电压信号；α1为电流环中非线性反馈控制器中fal函数的参数；δ2为电流环中非线性反馈控制器区分误差大小的界限；Ka为电流环中非线性组合的可调参数；b是电流环中的非线性反馈控制器的补偿因子。
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