CN108377117A - 基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统及方法，电机实际角速度ω和给定的电机参考转速ω_r作为变量输入到PI转速环控制模块，该模块将电机实际角速度和参考速度做差，经转速环的比例积分作用，将其输出电流作为q轴参考电流值；电机的三相输出电流通过Clark变换，得到电机在两相静止αβ坐标系下的电流，再经过Park坐标变换得到在dq旋转坐标系下的两相电流；将电机dq坐标系下的参考电流及dq旋转坐标系下的两相电流输入到预测电流控制器；本发明采用无差拍预测控制和等效干扰输入方法发明的电流控制器可用于PMSM转矩或转速驱动系统中，具有电流强跟踪性且在受到扰动时，能够快速调节系统，使系统不受各种扰动因素的影响。

Description

基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统及方法

技术领域

本发明涉及控制技术领域，特别是涉及基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统及方法。

背景技术

永磁同步电机因具有效率高、功率密度大及可靠性高等诸多优势，在电动汽车驱动系统中得到广泛应用。

永磁同步电机是一类多变量，强耦合的非线性系统，因此，在永磁同步电机驱动系统中通常采用按转子磁场定向的矢量控制策略，实现转速和电流的控制解耦，外环为转速环，内环为电流环。

在实际应用中大多采用基于PI的控制方法，通过调节比例、积分系数等，实现电机的转速和电流跟踪控制。然而，在电动汽车中，由于车辆起停频繁、经常爬坡、加减速等，对电机驱动系统的性能要求越来越高，传统的PI控制方法已无法满足实际需求，再加上电机驱动系统存在参数变化、外部扰动等不确定性因素，给电机的高性能控制带来了更大的困难。

预测控制作为一种新型的现代控制方法，具有快速的动态响应，已应用于电机控制领域。在针对电流环的控制中，无差拍预测控制作为一种较为简单的预测控制方法，在电机控制领域具有广泛的应用前景。

然而，无差拍预测控制器的设计依赖电机的数学模型，在系统存在参数变化等扰动时，会造成系统控制性能严重下降，无法实现准确的电流跟踪控制，限制了其在电驱动系统中的应用。

发明内容

为了解决现有技术的不足，本发明提供了基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统，本发明基于无差拍控制和等效干扰输入控制方法设计永磁同步电动机驱动系统的电流内环控制器，实现电流的快速稳定跟踪，是一种运用先进算法实现电机电流控制。

基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统，包括预测电流控制器及等效干扰输入控制器；

其中，电机实际角速度ω和给定的电机参考转速ω_r作为变量输入到PI转速环控制模块，该模块将电机实际角速度和参考速度做差，经转速环的比例积分作用，将其输出电流作为q轴参考电流值；

电机的三相输出电流通过Clark变换，得到电机在两相静止αβ坐标系下的电流，再经过Park坐标变换得到在dq旋转坐标系下的两相电流；

将电机dq坐标系下的参考电流及dq旋转坐标系下的两相电流输入到预测电流控制器；

所述预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器输出电压；

在dq旋转坐标系下的两相电流输入到等效干扰输入控制器，经过观测得到电机总扰动量的估计值和

预测电流控制器得到的输出电压与等效干扰输入控制器得到的总扰动量的估计值做差，得到所需的控制电压u_d、u_q，控制三相永磁同步电机的运行。

进一步的优选的技术方案，预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器输出电压，具体的为：

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

取采样时间为T_s，忽略系统的总扰动，将状态方程离散化，可得系统离散后的状态模型；

根据系统离散后的状态模型定义系统状态变量、输入变量及输出变量；

根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，根据系统离散后的状态模型计算获得输出电压。

进一步的优选的技术方案，所述等效干扰输入控制器包括状态观测器、等效干扰输入估计器和状态反馈模块，所述预测电流控制器作为状态反馈模块，预测电流控制器作为状态反馈模块，然后利用预测电流控制器的输出值设计状态观测器，最后通过设计的状态观测器，设计等效干扰输入估计器，用于估计系统的扰动量，具体的方式为：

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

根据状态方程将永磁同步电机电磁模型重新表示为新的函数表达式；

根据新的函数表达式定义状态观测器；

根据新的函数表达式表示等效干扰输入估计器；

在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节。

本申请还公开了基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，包括：

将电机实际角速度ω和给定的电机参考转速ω_r作为变量输入到PI转速环控制模块，该模块将电机实际角速度和参考速度做差，经转速环的比例积分作用，将其输出电流作为q轴参考电流值；

将电机的三相输出电流通过Clark变换，得到电机在两相静止αβ坐标系下的电流，再经过Park坐标变换得到在dq旋转坐标系下的两相电流；

将电机dq坐标系下的参考电流及dq旋转坐标系下的两相电流输入到预测电流控制器；

其中，预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器输出电压；

将在dq旋转坐标系下的两相电流输入到等效干扰输入控制器，经过观测得到电机总扰动量的估计值和

将预测电流控制器得到的输出电压与等效干扰输入控制器得到的总扰动量的估计值做差，得到所需的控制电压u_d，u_q，控制三相永磁同步电机的运行。

进一步的优选的技术方案，所述预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器的输出电压，具体的为：

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

取采样时间为T_s，忽略系统的总扰动，将状态方程离散化，可得系统离散后的状态模型；

根据系统离散后的状态模型定义系统状态变量、输入变量及输出变量；

根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，根据系统离散后的状态模型计算获得预测电流控制器的输出电压。

进一步的优选的技术方案，永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型表示为

其中，i_d，i_q，u_d，u_q分别为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子电流和电压，L_d和L_q为两相同步旋转坐标系下的定子电感，R_s为定子电阻，n_p为极对数，ω为电机实际角速度，Φ为永磁体产生的磁链，ξ_d，ξ_q为分别为由系统参数变化和模型不确定性产生的两相同步旋转坐标系下的扰动量。

进一步的优选的技术方案，首先将式(1)重新表示为状态方程的形式

其中，f_d＝n_pωL_qi_q+ξ_d，f_q＝-n_pωL_di_d-n_pωΦ+ξ_q看作为系统在两相同步旋转坐标系下的总扰动，包含系统参数变化、模型不确定性以及反电动势；

取采样时间为T_s，忽略系统在两相同步旋转坐标系下的总扰动，将式(2)离散化，可得系统离散后的状态模型为

其中，k表示第kT_s时刻。u_d1、u_q1为预测电流控制器输出电压。

进一步的优选的技术方案，根据式(3)，定义系统状态变量

x(k)＝[x₁(k) x₂(k)]^T＝[i_d(k) i_q(k)]^T；

将预测电流控制器的输出电压作为输入变量：u₁(k)＝[u_d1(k) u_q1(k)]^T；

输出变量：y(k)＝[y₁(k) y₂(k)]^T＝[i_d(k) i_q(k)]^T；

在(k+1)T_s时刻的采样电流x(k+1)才达到当前时刻的参考电流值

根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，由式(3)可得

由式(4)计算得到的u_d1，u_q1为在未考虑扰动和反电动势情况下的理想电压。

进一步的优选的技术方案，所述等效干扰输入控制器包括状态观测器、等效干扰输入估计器和状态反馈模块，所述预测电流控制器作为状态反馈模块；

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

根据状态方程将永磁同步电机电磁模型重新表示为新的函数表达式；

根据新的函数表达式定义状态观测器；

根据新的函数表达式表示等效干扰输入估计器；

在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节。

进一步的优选的技术方案，所述等效干扰输入控制器中，

永磁同步电机电磁模型可重新表示为

其中，

定义状态观测器为

其中，u₁＝[u_d1 u_q1]^T,L为观测器增益；

等效干扰输入估计器表示为

其中，B₁＝(B^TB)^-1B^T

由于系统输出中含有噪声、干扰等，在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节，这样，

F(s)为所用的低通滤波器，进而选择合适的频带可实现对扰动量的估计。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、本发明采用无差拍预测控制和等效干扰输入控制方法用于永磁同步电机驱动系统的电流跟踪控制中，具有计算量小，跟踪速度快，且易于数字实现等优点，具有较好的实用性。

2、为适应电机实际工况条件给电机控制系统带来的扰动，本发明设计等效干扰输入控制器来估计扰动量，并用于电流的补偿控制，使得系统具有较强的鲁棒性能。

3、本发明采用无差拍预测控制和等效干扰输入方法可用于PMSM转矩或转速驱动系统中，具有电流强跟踪性且在受到扰动时，能够快速调节系统，使系统不受各种扰动因素的影响。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1本发明所提永磁同步电机电流控制方法的结构框图；

图2a电机起动时的d轴电流跟踪曲线；

图2b电机起动时的q轴电流跟踪曲线；

图2c电机起动时的转速跟踪曲线；

图3a转速突然上升时的d轴电流跟踪曲线；

图3b转速突然上升时的q轴电流跟踪曲线；

图3c转速突然上升时的转速跟踪曲线；

图4a负载转矩突然变化时的d轴电流跟踪曲线；

图4b负载转矩突然变化时的q轴电流跟踪曲线；

图4c负载转矩突然变化时的转速跟踪曲线；

图5a电机参数变化时的d轴电流跟踪曲线；

图5b电机参数变化时的q轴电流跟踪曲线；

图5c电机参数变化时的dq轴电流跟踪误差曲线。

具体实施方式

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

本申请的一种典型的实施方式中，如图1所示，为基于预测控制和等效干扰输入的永磁同步电机电流控制系统整体结构框图，提供了基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统，包括电流传感器(1)、转速/位置检测(2)、PI转速环控制器(3)、预测电流控制器(4)、等效干扰输入控制器(5)、Clark变换模块(6)、Park变换模块(7)、Park反变换模块(8)、电压矢量脉宽调制(SVPWM)模块(8)、逆变器(9)、永磁同步电机(10)。

本申请的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，具体包括：

1)电机运行后，转速/位置检测模块(2)将检测到的电机角度θ输入到Park变换模块(7)和Park反变换模块(8)，本发明中，转速/位置检测是由旋转变压器完成的，电机实际角速度ω可由旋转变压器检测和解码计算得到。

2)将电机实际角速度ω和给定的电机参考转速ω_r作为变量输入到PI转速环控制模块(3)，将电机实际角速度和参考速度做差，经转速环的比例积分作用，将其输出作为q轴参考电流值，进而将其输入到预测电流控制器(4)中，同时，本发明在电流控制方案中，采用d轴参考电流的控制方式。

3)由电流传感器检测得到电机的三相输出电流a，b，c，将其作为Clark变换模块(6)的输入，通过Clark变换，得到电机在两相静止αβ坐标系下的电流i_α，i_β，进而输入到Park变换模块(7)经过坐标变换得到在dq旋转坐标系下的两相电流，分别记为i_d，i_q。

4)将电机dq坐标系下的参考电流第3)步中经坐标变换后的实际输出电流i_d，i_q输入到下面介绍的预测电流控制器(4)中，得到预测电流控制器的输出电压，分别记为u_d1，u_q1。

5)将Park变换模块(7)得到的电流i_d，i_q输入到下面介绍的等效干扰输入控制器(5)，经过观测得到电机总扰动量的估计值和

6)将第4)步中得到的输出电压与第5)步中得到的扰动估计值做差，得到所需的控制电压u_d，u_q。然后将其作为Park反变换模块(8)的输入，得到在两相静止坐标系下的控制电压u_α，u_β。

7)将控制电压u_α，u_β输入到SVPWM模块，根据电压空间矢量PWM技术，得到控制三相两电平逆变器(9)的6路PWM信号，通过控制逆变器中IGBT的开通与关断得到永磁同步电机的三相输入电压，进而控制三相永磁同步电机的运行。

预测电流控制器和等效干扰输入控制器具体算法如下：首先根据无差拍控制原理，求得永磁同步电机控制系统的预测电流控制律。

其中，永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型表示为

其中，i_d，i_q，u_d，u_q分别为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子电流和电压，L_d和L_q为两相同步旋转坐标系下的定子电感，R_s为定子电阻，n_p为极对数，ω为电机实际角速度，Φ为永磁体产生的磁链，ξ_d，ξ_q为由系统参数变化和模型不确定性产生的两相同步旋转坐标系下的扰动量。

首先将式(1)重新表示为状态方程的形式

其中，f_d＝n_pωL_qi_q+ξ_d，f_q＝-n_pωL_di_d-n_pωΦ+ξ_q看作为系统两相同步旋转坐标系下的总扰动，包含系统参数变化、模型不确定性以及反电动势等。

取采样时间为T_s，忽略系统两相同步旋转坐标系下的总扰动，将式(2)离散化，可得系统离散后的状态模型为

其中，k表示第kT_s时刻。u_d1，u_q1为预测电流控制器的输出电压。

根据式(3)，定义系统状态变量x(k)＝[x₁(k) x₂(k)]^T＝[i_d(k) i_q(k)]^T,输入变量u₁(k)＝[u_d1(k) u_q1(k)]^T，输出变量y(k)＝[y₁(k) y₂(k)]^T＝[i_d(k) i_q(k)]^T。为了实现电流控制，在当前时刻需求的输入电压u₁(k)可通过在kT_s时刻的状态量x(k)和在(k+1)T_s时刻的状态量x(k+1)计算得到。然而，在实际系统中，输入电压u₁(k)并不是在kT_s时刻立即作用于逆变器中，而是在(k+1)T_s时刻执行当前的控制电压。因此，在(k+1)T_s时刻的采样电流x(k+1)才达到当前时刻的参考电流值根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，由式(3)可得

由式(4)计算得到的u_d1，u_q1为在未考虑扰动和反电动势情况下的理想电压值。值的指出的是，在实际电机驱动系统中，扰动是不可避免的，系统的电流控制性能会受到扰动的影响，不能实现完全的电流跟踪控制，为此，在设计电流控制器时，需考虑系统扰动对电流控制的影响，进而提高系统的鲁棒性。

针对电动汽车用永磁同步电机驱动系统扰动问题，本发明设计了一种新型的基于等效干扰输入控制器的方法用于估计系统中的扰动变量。进而结合所设计的预测电流控制器，设计了针对永磁同步电机控制系统的复合电流控制器。等效干扰输入是一种简单的扰动估计方法，而且该方法在数字控制器中容易实现，因此具有较高的实用性能。通常，等效干扰输入控制器包括状态观测器，等效干扰输入估计器和状态反馈模块。在本发明设计的控制器中，预测电流控制器可作为状态反馈模块，然后利用预测电流控制器的输出值设计状态观测器，最后通过设计的状态观测器，设计等效干扰输入估计器，用于估计系统的扰动量。

根据式(2)，永磁同步电机电磁模型可重新表示为

其中，

然后，定义状态观测器为

其中，u₁＝[u_d1 u_q1]^T,L为观测器增益。

等效干扰输入估计器可表示为

其中，B₁＝(B^TB)^-1B^T.

为了抑制测量电流中存在的噪声，在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节，这样，

F(s)为所用的低通滤波器，进而选择合适的频带可实现对扰动量的估计。

综上，结合无差拍预测电流控制器和等效干扰输入控制器，最终设计的永磁同步电机电流控制器为

最后通过搭建的永磁同步电机控制系统试验平台，证明了本发明所提方法的有效性。

在试验中，本发明采用转速环和电流环级联的永磁同步电机双闭环矢量控制系统完成试验验证。其中，在转速环采用比例-积分(PI)控制方式，电流环采用本发明设计的基于无差拍预测电流控制和等效干扰输入控制的电流控制方法。

采用本发明所设计的电机控制器，给定电机参考转速1000rmp，负载转矩为0.5N·m，电机起动后的dq轴电流和转速跟踪曲线，其中，图2a为d轴电流跟踪曲线，图2b为q轴电流跟踪曲线，图2c为电机转速跟踪曲线。可以看出，电机起动后产生较大的起动电流，电机转速快速上升，电机稳定后，电机输出电流能够很好的跟踪dq轴参考电流，同时能够实现快速的电机转速跟踪控制。

电机在1000rmp稳定运行时，电机给定参考转速突然增大为1500rmp时的电机输出dq轴电流和对应的转速变化曲线，其中，图3a为转速增大后d轴电流跟踪曲线，图3b为q轴电流跟踪曲线，图3c为对应的电机转速变化曲线。从图中看出，电机参考转速变化后，q轴电流快速增大并趋于稳定，在此过程中，本发明设计的控制器也能够实现电流和转速的快速跟踪控制。

电机在1000rmp稳定运行时，负载转矩由0.5N·m突变为1N·m时的电流和转速变化曲线，其中，图4a为负载转矩变化时的d轴电流跟踪曲线，图4b为q轴电流跟踪曲线，图4c为电机转速变化曲线，从试验结果看出，负载转矩增大时，q轴电流增大，dq轴电流仍具有良好的跟踪性能，与此同时，电机转速有一个小的跌落，但很快恢复到参考转速。

为验证本发明所提电流控制方法在参数变化时的系统鲁棒性能，将所设计电流控制器中设定的电机电感参数变为额定值的两倍，同样给定电机参考转速为1000rmp，负载转矩为0.5N·m，电机起动后的电流和转速响应曲线如图5a-图5c所示，其中，图5a为参数变化后d轴电流跟踪曲线，图5b为q轴电流跟踪曲线，图5c为对应电机转速响应曲线，可以看出，当控制器中的电机参数变化后，电流仍能够快速的跟踪给定电流曲线，实验结果表明，本发明中的电流跟踪控制方法具有良好的鲁棒控制性能。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统，其特征是，包括预测电流控制器及等效干扰输入控制器；

其中，电机实际角速度ω和给定的电机参考转速ω_r作为变量输入到PI转速环控制模块，该模块将电机实际角速度和参考速度做差，经转速环的比例积分作用，将其输出电流作为q轴参考电流值；

电机的三相输出电流通过Clark变换，得到电机在两相静止αβ坐标系下的电流，再经过Park坐标变换得到在dq旋转坐标系下的两相电流；

将电机dq坐标系下的参考电流及dq旋转坐标系下的两相电流输入到预测电流控制器；

所述预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器输出电压；

在dq旋转坐标系下的两相电流输入到等效干扰输入控制器，经过观测得到电机总扰动量的估计值和

预测电流控制器得到的输出电压与等效干扰输入控制器得到的总扰动量的估计值做差，得到所需的控制电压u_d、u_q，控制三相永磁同步电机的运行。

2.如权利要求1所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统，其特征是，预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器输出电压，具体的为：

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

取采样时间为T_s，忽略系统的总扰动，将状态方程离散化，可得系统离散后的状态模型；

根据系统离散后的状态模型定义系统状态变量、输入变量及输出变量；

根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，根据系统离散后的状态模型计算获得输出电压。

3.如权利要求1所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制系统，其特征是，所述等效干扰输入控制器包括状态观测器、等效干扰输入估计器和状态反馈模块，所述预测电流控制器作为状态反馈模块，预测电流控制器作为状态反馈模块，然后利用预测电流控制器的输出值设计状态观测器，最后通过设计的状态观测器，设计等效干扰输入估计器，用于估计系统的扰动量，具体的方式为：

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

根据状态方程将永磁同步电机电磁模型重新表示为新的函数表达式；

根据新的函数表达式定义状态观测器；

根据新的函数表达式表示等效干扰输入估计器；

在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节。

4.基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，包括：

将电机实际角速度ω和给定的电机参考转速ω_r作为变量输入到PI转速环控制模块，该模块将电机实际角速度和参考速度做差，经转速环的比例积分作用，将其输出电流作为q轴参考电流值；

将电机的三相输出电流通过Clark变换，得到电机在两相静止αβ坐标系下的电流，再经过Park坐标变换得到在dq旋转坐标系下的两相电流；

将电机dq坐标系下的参考电流及dq旋转坐标系下的两相电流输入到预测电流控制器；

其中，预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器输出电压；

将在dq旋转坐标系下的两相电流输入到等效干扰输入控制器，经过观测得到电机总扰动量的估计值和

将预测电流控制器得到的输出电压与等效干扰输入控制器得到的总扰动量的估计值做差，得到所需的控制电压u_d，u_q，控制三相永磁同步电机的运行。

5.如权利要求4所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，所述预测电流控制器根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，得到预测电流控制器的输出电压，具体的为：

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

取采样时间为T_s，忽略系统的总扰动，将状态方程离散化，可得系统离散后的状态模型；

根据系统离散后的状态模型定义系统状态变量、输入变量及输出变量；

根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，根据系统离散后的状态模型计算获得预测电流控制器的输出电压。

6.如权利要求5所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型表示为

其中，i_d，i_q，u_d，u_q分别为两相同步旋转坐标系下的永磁同步电机定子电流和电压，L_d和L_q为两相同步旋转坐标系下的定子电感，R_s为定子电阻，n_p为极对数，ω为电机实际角速度，Φ为永磁体产生的磁链，ξ_d，ξ_q为分别为由系统参数变化和模型不确定性产生的两相同步旋转坐标系下的扰动量；

首先将式(1)重新表示为状态方程的形式

其中，f_d＝n_pωL_qi_q+ξ_d，f_q＝-n_pωL_di_d-n_pωΦ+ξ_q看作为系统在两相同步旋转坐标系下的总扰动，包含系统参数变化、模型不确定性以及反电动势。

7.如权利要求6所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，取采样时间为T_s，忽略系统在两相同步旋转坐标系下的总扰动，将式(2)离散化，可得系统离散后的状态模型为

其中，k表示第kT_s时刻。u_d1，u_q1为预测电流控制器的输出电压。

8.如权利要求7所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，根据式(3)，定义系统状态变量

x(k)＝[x₁(k) x₂(k)]^T＝[i_d(k) i_q(k)]^T；

将预测电流控制器的输出电压作为输入变量：u₁(k)＝[u_d1(k) u_q1(k)]^T；

输出变量：y(k)＝[y₁(k) y₂(k)]^T＝[i_d(k) i_q(k)]^T；

在(k+1)T_s时刻的采样电流x(k+1)才达到当前时刻的参考电流值

根据无差拍预测电流控制原理，将电流参考值x^*(k)作为在(k+1)T_s时刻的预测电流值，由式(3)可得

由式(4)计算得到的u_d1，u_q1为在未考虑扰动和反电动势情况下的理想电压值。

9.如权利要求4所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，所述等效干扰输入控制器包括状态观测器、等效干扰输入估计器和状态反馈模块，所述预测电流控制器作为状态反馈模块；

将永磁同步电机在两相同步旋转坐标系下的电磁模型重新表示为状态方程的形式；

根据状态方程将永磁同步电机电磁模型重新表示为新的函数表达式；

根据新的函数表达式定义状态观测器；

根据新的函数表达式表示等效干扰输入估计器；

在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节。

10.如权利要求9所述的基于预测控制的永磁同步电机复合电流控制方法，其特征是，所述等效干扰输入控制器中，

永磁同步电机电磁模型可重新表示为

其中，u＝[u_d u_q]^T,d(t)＝[f_d f_q]^T.

定义状态观测器为

其中，u₁＝[u_d1 u_q1]^T,L为观测器增益；

等效干扰输入估计器表示为

其中，B₁＝(B^TB)^-1B^T

为了抑制测量电流中存在的噪声，在等效干扰输入估计器中引入一个低通滤波环节，这样，

F(s)为所用的低通滤波器，进而选择频带实现对扰动量的估计。