CN102868336A - 基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统 - Google Patents

Abstract

基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，包括编程工控机、PLC、第一、第二和第三变频器、第一、第二和第三交流感应电机、光电编码器和压力传感器，PLC与编程工控机之间使用MPI通信方式，与单台变频器之间进行现场通讯；光电编码器对第一交流感应电机转速进行检测，并将检测到的转速反馈信号输入至PLC，压力传感器采集相邻两电机皮带间的张力值，并将张力值反馈至PLC；PLC用于根据给定转速和反馈转速信号，计算获得第一转速控制值，输出至第一变频器，对第一交流感应电机进行控制，根据给定张力值和反馈的所述张力值，计算获得第二、第三转速控制值输出至对应的第二、第三变频器，对第二、第三交流感应电机进行控制。

Description

基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统

技术领域

本发明涉及三电机同步控制方案中控制器。三电机同步控制系统中，三台变频器分别驱动三台异步电机，三台电机共同驱动聚酯皮带连接的模拟工况下的负载。在两两电机之间的皮带上由于电机速度差存在张力的问题，该控制器不需要加特定的解耦环节，就能将电机的速度与张力实现解耦，实现高性能的同步控制。本发明属于电力传动控制技术领域。

背景技术

多电机同步控制系统广泛地应用于各工业现场中，如纺织、煤矿、轧钢等领域。在工业现场中变频驱动是交流感应电机主要的驱动方法之一。但是，多电机同步系统是一个高阶、非线性、时变的系统，其精确的数学模型不易建立。而且，在多电机系统中，电机的转速与连接电机轴的皮带张力有着严格的耦合，这给电机转速及皮带张力的精确控制带来了一定的难度。对多电机同步控制系统的研究，对于提高工厂生产效率、提高产品的质量有重要意义。目前工业现场较多的使用PID控制器，但是PID控制器难以实现速度与张力的精确解耦，经常顾此失彼，所以需要同步性能更高、控制性能更优的控制器来代替PID控制器。本发明所研究的对象即为由三台变频器控制的三台交电机的流感应所组成的系统。江苏大学电气信息学院刘国海与嘉兴学院机电工程学院张今朝在《基于GGAP-RBF神经网络逆的复杂多电机系统同步控制》中，提出了基于增长和修剪的RBF（CCAP-RBF）神经网络逆的多电机同步控制方法，用积分器加神经网络再串接于原系统,组成复合伪线性系统。给定量与输出反馈形成误差，分别经过PID控制器作为伪线性系统的输入，引用了基于生长和修剪的RBF神经网络来逼近非线性对象，优化伪线性系统。上述控制器的结构复杂，运算量大，不易于工程实现。本发明是一种结构简单，易于工程实现的控制器构造方法。

技术内容

本发明是用于解决三电机同步运行问题的控制器构造方法。在用皮带连接的三电机同步运转的系统中，电机的转速与皮带张力间具有严格耦合，简单地说，张力的值由其前后两电机的速度差决定。那么改变电机的转速或者皮带张力的给定值必然会影响到其中另外一个控制量的变化。因此，如何实现电机转速与皮带张力解耦，是本发明的主要技术问题。采用本发明的方法构造出的控制器，不依赖于系统的数学模型，将转速与张力的耦合归于系统总扰动，通过扩张状态观测器观察并给予补偿，具有良好的动静态控制性能，抗负载扰动能力强，有较好的鲁棒性，与传统PID控制器相比，较大地提高了系统的动态响应速度、稳态跟踪精度、抗扰动能力等。

实现本发明的技术方案是：基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，包括编程工控机、PLC（可编程控制器）、第一、第二和第三变频器、第一、第二和第三交流感应电机、光电编码器和压力传感器，所述PLC与编程工控机之间使用MPI通信方式，与单台变频器之间通过PROFIBUS-DP进行现场通讯；所述光电编码器对第一交流感应电机转速进行检测，并将检测到的转速反馈信号输入至所述PLC，所述压力传感器采集相邻两电机皮带间的张力值，并将张力值反馈至所述PLC；所述PLC用于根据给定转速和所述反馈转速信号，计算获得第一转速控制值，输出至第一变频器，对第一交流感应电机进行控制，根据给定张力值和反馈的所述张力值，计算获得第二、第三转速控制值输出至对应的第二、第三变频器，对第二、第三交流感应电机进行控制。

所述PLC带有SM323数字量输入输出模块、SM331模拟量输入模块和FM350高速计数模块。

所述PLC中设有二阶自抗扰控制器，所述二阶自抗扰控制器包括一个二阶自抗扰速度控制器和第一、第二两个二阶自抗扰张力控制器，所述二阶自抗扰速度控制器和二阶自抗扰张力控制器的结构相同；所述二阶自抗扰速度控制器，根据第一交流感应电机转速给定值、当前时刻的转速反馈信号以及当前时刻的第一转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法计算得到下一时刻的第一转速控制值；所述第一二阶自抗扰张力控制器根据第一和第二交流感应电机之间的皮带张力给定值F₁₂ ^*、当前时刻的张力反馈值F₁₂以及当前时刻的第二转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法求得下一时刻的第二转速控制值（即第二台电机下一时刻应有的转速值）；所述第二二阶自抗扰张力控制器根据第二和第三交流感应电机之间的皮带张力给定值F₂₃ ^*、当前时刻的张力反馈值F₂₃以及当前时刻的第三转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法求得下一时刻的第二转速控制值（即第二台电机下一时刻应有的转速值）；

所述下一时刻的第一转速控制值输出至所述第一变频器，所述第一变频器输出下一时刻的控制信号值至第一交流感应电机，实现第一交流感应电机的速度闭环控制；所述下一时刻的第二转速控制值转换变为下一时刻的第二转速值，下一时刻的第二转速值与第一交流感应电机转速给定值的差值输出至所述第二变频器，所述第二变频器输出下一时刻的控制信号值至第二交流感应电机，实现第一台与第二台电机间的张力闭环控制；所述下一时刻的第三转速控制值转换变为下一时刻的第三转速值，下一时刻的第三转速值和下一时刻的第二转速值与给定的第一交流感应电机转速值的差值，输出至所述第三变频器，所述第三变频器输出下一时刻的控制信号值至第三交流感应电机，实现第二台与第三台电机间的张力闭环控制。

作为本发明的进一步改进，所述二阶自抗扰控制器由跟踪微分器（TrackingDifferentiator，TD）、扩张状态观测器（(Extended Status Observer，ESO）、非线性状态误差反馈控制律（NLSEF）模糊控制器和扰动补偿模块组成所述跟踪微分器输入给定输入信号v₀，采用快速最优控制综合函数计算出给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂；所述扩张状态观测器输入被控对象的输出值y、二阶自抗扰控制器输出的控制量u和补偿因子b₀，输出被控对象的输出值y的跟踪信号z₁、微分信号z₂和系统总扰动ω(t)的观测值z₃；所述给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂和跟踪信号z₁、微分信号分别相减，得到跟踪信号观测误差е₁和微分信号e₂，输入所述非线性状态误差反馈控制律，所述非线性状态误差反馈控制律通过快速最优控制综合函数计算出控制信号u₀；所述模糊控制器采用模糊控制方法获取参数补偿因子b₀，输出至所述扰动补偿模块;所述扰动补偿模块输出系统总扰动补偿分量

对控制信号u₀进行补偿，得到控制器输出的控制量u。

所述采用模糊控制方法获取参数补偿因子b₀，具体包括下列步骤：

步骤A确定模糊控制器的输入为扩张状态器的跟踪信号Z₁和微分信号Z₂，输出变量为b₀；

步骤B确定输入输出量对应语言变量的论域元素；

步骤C在个输入和输出语言变量论域中定义模糊子集对应的模糊子集为{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}，隶属度函数选用三角形隶属度函数；

步骤D采用Mamdani型推理确定模糊规则设计出模糊矩阵表；

步骤E依据模糊控制规则，总结推算出模糊控制表，将表以二维阵列加结构的数据类型存入PLC数据块中。

作为本发明的进一步改进，所述二阶自抗扰控制器执行下列步骤：

步骤1初始化k时刻TD、ESO和控制量；

步骤2计算k+1时刻TD输出值：给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂；

步骤3采样k时刻系统输出值；

步骤4计算k+1时刻ESO输出值：被控对象的输出值y的跟踪信号z₁、微分信号z₂和系统总扰动ω(t)的观测值z₃；

步骤5根据步骤2的TD输出值和步骤4的ESO输出值，计算k+1时刻状态误差；

步骤6根据步骤5计算出的k+1时刻状态误差，计算NLSEF输出值；

步骤7根据步骤4的k+1时刻ESO输出值，查模糊控制表计算补偿因子，进而计算扰动补偿；

步骤8根据步骤6的输出值和步骤7的扰动补偿，计算控制器k+1时刻控制量；

步骤9k时刻变量更新：k=k+1。

作为本发明的进一步改进，所述二阶自抗扰控制器完整的离散控制算法如式1所示。

其中，h为采样步长；h₀为滤波因子；r₀为速度因子；fhan(x₁,x₂,r,h)──快速最优控制综合函数；fh用以表示快速最有控制综合函数的结果；e₁、e₂为观测误差；z₁为─输出y的跟踪信号；z₂─为输出y的微分信号；z₃为系统总扰动ω(t)的观测值；β₀₁、β₀₂、β₀₃为输出误差校正增益；b₀为补偿因子；fal(x,α，δ)为幂次函数；δ为线性区间；α为非线性因子，一般取0.5，0.25，0.125等；fe₁、fe₂为输出误差校正率；c为阻尼系数；r₁为控制量增益；h₁为精度因子；u₀为未加扰动补偿时的控制信号；u为控制器输出，即控制量；

为系统总扰动补偿分量。

本发明的三电机同步控制系统二阶自抗扰控制器的结构简单，与使用传统的PID控制方法相比，就是将二阶自抗扰控制器取代原来PID控制器的位置而不改变整体系统的控制框图。系统中的控制器主要有两种：二阶自抗扰速度控制器和二阶自抗扰张力控制器。对于二阶自抗扰速度控制器而言，其当前时刻的输入为给定的电机转速、由光电编码器检测到的电机实际转速以及控制器上一时刻的控制量。二阶自抗扰控制器中的跟踪微分器对给定的转速信号进行跟踪与微分，所得信号与扩张状态器观测得到的信号相减，得到状态反馈误差，根据状态误差来决定控制纯积分器串联型对象的控制规律，采用综合函数对状态误差实现非线性组合，得到一个控制信号，该控制信号经过扩张状态器的估计误差补偿后，得到输入给电机的转速控制信号。二阶自抗扰张力控制器的结构与速度控制器的结构相同，只是两种二阶自抗扰控制器的输入不相同，二阶自抗扰张力控制器的给定值为张力，系统的反馈信号由压力检测器获得。控制器输出的控制信号通过转换变为转速，与前一台电机的转速相减的差，作为后一台电机的转速输入值。其中采用模糊控制算法自整定二阶自抗扰控制器中的重要参数。该模糊二阶自抗扰控制器传承了自抗扰控制器的优点，不需要系统精确的数学模型，在参数选取适当的情况下能够实现系统响应速度快，控制精度高的实时控制，较好地实现了速度和张力的解耦，获得了较强的鲁棒性和抗干扰能力。

本发明的优点在于：

1.无需系统的精确模型。自抗扰控制器的最大优点就是不需要系统的精确模型，它的扩张状态观测器，能将系统外扰与内扰对系统的影响归结于系统的总扰动进行“观测+补偿”。实际的工业系统通常是复杂的、非线性的时变系统，无法求得其精确的数学模型。这就使得自抗扰控制器与实际工程紧密结合，将理论性的方法实际化。

2.能将系统速度和张力有效解耦。本发明所针对的控制对象中，电机转速与皮带张力严格耦合，改变其中一个参数的给定值，定会影响到后一参数的控制效果。通过本发明所构造出的控制器，能简单又有效地将该耦合归结于扰动进行补偿。这相较于其他控制方法运算量少，更有利于实时控制。

3.参数自整定。本发明采用模糊控制算法整定扩张状态观测器的参数补偿因子b₀。b₀代表了执行机构控制作用对系统动态特性影响的程度，实际上很难获得其精确值。利用模糊控制算法整定b₀，较人工凑试法减少了大量的工作量，且估计值教接近精准值，确保了系统的动态性能。

总之，该发明结构简单，鲁棒性好，适用性强，解决了多电机同步控制的速度与张力耦合问题，同时解决了多电机高要求的同步问题，具有较大的工业价值和广阔的应用前景。

附图说明

图1为三电机同步控制系统示意图；

图2为三电机同步控制系统控制示意图；

图3为模糊二阶自抗扰控制原理图；

图4为系统硬件结构图；

图5为系统主循环流程图；

图6为模糊二阶自抗扰控制器算法流程图。

具体实施方案

如图4所示，基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，包括编程工控机、PLC（可编程控制器）、第一变频器1、第二变频器2、第三变频器3、第一交流感应电机M1、第二交流感应电机M2、第三交流感应电机M3、光电编码器和压力传感器，PLC与编程工控机之间使用MPI通信方式，与单台变频器之间通过PROFIBUS-DP进行现场通讯；光电编码器对第一交流感应电机M1转速进行检测，并将检测到的转速反馈信号输入至PLC，压力传感器采集第一和第二交流感应电机皮带间的张力值F₁₂，第二和第三交流感应电机皮带间的张力值F₂₃，并将张力值反馈至所述PLC；PLC用于根据给定转速和反馈转速信号，计算获得第一转速控制值，输出至第一变频器，对第一交流感应电机进行控制，根据给定张力值和反馈的张力值，计算获得第二、第三转速控制值输出至对应的第二、第三变频器，对第二、第三交流感应电机进行控制。

本系统中，采用西门子可编程控制器（PLC）S7-300作为主控单元，并带有SM323数字量输入输出模块、SM331模拟量输入模块、FM350高速计数模块。PLC与编程工控机之间使用MPI通信方式，与单台变频器之间通过PROFIBUS-DP进行现场通讯。变频器型号为西门子MMV，交流电机的型号为Y100L₁-4。使用光电编码器对电机转速进行检测，使用压力传感器采集皮带间张力值。

三电机同步系统的简化模型如图1所示。三台异步电机由一带状物（如皮带）连接。该系统为三输入三输出系统，输入参数：第一交流感应电机M1的转速、第一交流感应电机M1与第二交流感应电机M2之间的皮带张力值F₁₂、第二交流感应电机M2与第三交流感应电机M2之间的皮带张力值F₂₃，输出参数是三台电机的转速给定，即输入三台变频器的信号。根据数学建模所得到模型可知，张力值F₁₂由电机1与电机2的转速差决定且成正比，张力值F₂₃由电机2与电机3的转速差决定且成正比。因此，电机速度与皮带张力之间存在耦合。

本实施例使用主从控制策略，使第一交流感应电机M1作为主电机，第二交流感应电机M2和第三交流感应电机M3作为从电机。首先给定第一交流感应电机M1的转速，使用模糊二阶自抗扰速度控制器实现第一交流感应电机M1速度闭环控制。然后根据给定的皮带张力F₁₂ ^*、以及检测到的第一交流感应电机M1的转速，使用模糊二阶自抗扰张力控制器来求得第二交流感应电机M2应有的转速，并将该转速值赋予第二交流感应电机M2的变频器。再由给定的第一交流感应电机M2与第三交流感应电机M3之间的皮带张力F₂₃ ^*和上步所求得的第二交流感应电机M2的转速通过模糊二阶自抗扰张力控制器来得到第三交流感应电机M3应有的转速并给予第三交流感应电机M3的变频器。系统控制框图如图2所示。

如图2所示，PLC中设有二阶自抗扰控制器，二阶自抗扰控制器包括一个二阶自抗扰速度控制器和第一、第二两个二阶自抗扰张力控制器；二阶自抗扰速度控制器，根据第一交流感应电机转速给定值、当前时刻的转速反馈信号以及当前时刻的第一转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法计算得到下一时刻的第一转速控制值；第一二阶自抗扰张力控制器根据第一和第二交流感应电机之间的皮带张力给定值F₁₂ ^*、当前时刻的张力反馈值F₁₂以及当前时刻的第二转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法求得下一时刻的第二转速控制值；第二二阶自抗扰张力控制器根据第二和第三交流感应电机之间的皮带张力给定值F₂₃ ^*、当前时刻的张力反馈值F₂₃以及当前时刻的第三转速控制值，采用PID和模糊控制方法求得下一时刻的第三转速控制值；

三电机同步驱动系统由第一变频器1、第二变频器2、第三变频器3、第一交流感应电机M1、第二交流感应电机M2、第三交流感应电机M3、光电编码器和压力传感器组成。下一时刻的第一转速控制值输出至第一变频器1，第一变频器1输出下一时刻的控制信号至第一交流感应电机M1，实现第一交流感应电机M1的速度闭环控制；下一时刻的第二转速控制值转换变为下一时刻的第二转速值，下一时刻的第二转速值与第一交流感应电机转速给定值ω_r1 ^*的差值ω₂ ^*输出至第二变频器2，第二变频器2输出下一时刻的控制信号至第二交流感应电机，实现第二交流感应电机的速度闭环控制；下一时刻的第三转速控制值转换变为下一时刻的第三转速值，下一时刻的第三转速值和下一时刻的第二转速值与给定的第一交流感应电机转速值的差值ω₂ ^*的差值ω₃ ^*，输出至第三变频器3，第三变频器3输出下一时刻的控制信号至第三交流感应电机M3，实现第三交流感应电机的速度闭环控制。图2中，ω_r1 ^*为第一台电机设定转速、ω_r1为第一台电机实际转速、ω₁ ^*为经过控制器计算后第一台电机的转速控制值、ω₂ ^*为经过控制器计算后第二台电机的转速控制值、ω₃ ^*为经过控制器计算后第三台电机的转速控制值、F₁₂为第一台电机与第二台电机间的皮带张力实际值、F₁₂ ^*为第一台电机与第二台电机间的皮带张力给定值、F₂₃为第二台电机与第三台电机间的皮带张力实际值、F₂₃ ^*为第二台电机与第三台电机间的皮带张力给定值。

如图3所示，二阶自抗扰控制器由跟踪微分器（Tracking Differentiator，TD）、扩张状态观测器（(Extended Status Observer，ESO）、非线性状态误差反馈控制律（NLSEF）模糊控制器和扰动补偿模块组成，跟踪微分器输入给定输入信号v₀，采用快速最优控制综合函数计算出给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂；扩张状态观测器输入被控对象的输出值y、二阶自抗扰控制器输出的控制量u和补偿因子b₀，输出被控对象的输出值y的跟踪信号z₁、微分信号z₂和系统总扰动ω(t)的观测值z₃；给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂和跟踪信号z₁、微分信号分别相减，得到跟踪信号观测误差е₁和微分信号e₂，输入所述非线性状态误差反馈控制律，所述非线性状态误差反馈控制律通过快速最优控制综合函数计算出控制信号u₀；模糊控制器采用模糊控制方法获取参数补偿因子b₀，输出至所述扰动补偿模块;所述扰动补偿模块输出系统总扰动补偿分量

对控制信号u₀进行补偿，得到控制器输出的控制量u。

自抗扰控制器不依赖于系统精确的数学模型，能将系统的内扰、外扰以及模型之间的耦合影响一起视为系统的总扰动统一观测并补偿，从而将被控系统化为积分器串联型，实现线性化控制。以往针对多输入-多输出系统的解耦控制方法，大都是依靠系统模型来进行大量计算。采用自抗扰控制技术使得多变量解耦问题变得简单，在保证控制器鲁棒好的情况下，所需的计算量较小。二阶自抗扰控制器由跟踪微分器（Tracking Differentiator，TD）、扩张状态观测器（(Extended Status Observer，ESO）、非线性状态误差反馈控制律（NLSEF）和扰动补偿四部分组成，根据自抗扰控制器分离性原理，分别设计各组成部分。图3为模糊二阶自抗扰控制原理图。对于变频器驱动的多电机系统，大多可简化为二阶系统，则其相应的扩张状态观测器为三阶。系统的模型误差、张力的变化影响以及外部扰动统一采用扩张状态观测器进行观测，并通过非线性状态误差反馈控制律进行补偿。二阶自抗扰控制器完整的离散控制算法如式1所示。

式中，v₀为给定输入信号；v₁为v₀的跟踪信号；v₂为v₀的微分信号；h为采样步长；h₀为滤波因子；r₀为速度因子；fhan(x₁,x₂,r,h)──快速最优控制综合函数；e为观测误差；、z₁为─输出y的跟踪信号；z₂─为输出y的微分信号；z₃为系统总扰动ω(t)的观测值；β₀₁、β₀₂、β₀₃为输出误差校正增益；b₀为补偿因子；fal(x,α，δ)为幂次函数；δ为线性区间；α为非线性因子，一般取0.5，0.25，0.125等；fe₁、fe₂为输出误差校正率；c为阻尼系数；r₁为控制量增益；h₁为精度因子；u₀为未加扰动补偿时的控制信号；u为控制器输出，即控制量；

为系统总扰动补偿分量。

二阶ADRC的结构确定以后，控制器的性能主要取决于控制器的参数：跟踪微分器的参数速度因子r₀、滤波因子h₀；扩张状态观测器的参数输出误差校正增益β₀₁、β₀₂、β₀₃、补偿因子b₀；非线性误差反馈控制律的参数阻尼系数c，控制量增益r₁，精度因子h₁。

当二阶自抗扰控制器应用于闭环控制系统中时，跟踪微分器TD只是在给出输入信号的跟踪信号的同时给出其微分信号，r₀的改变对被控系统的动静态性能不会产生太大的影响，r₀越大，安排的过渡过程越短；h₀一般取采样周期的整数倍。扩张状态观测器ESO的参数是最关键、最难调的一组参数，根据1/h的幂次形式序列：参数β₀₁、β₀₂、β₀₃由系统采样步长决定，β₀₁=1/h，β₀₂=1/(3h²)β₀₃＝2/(64h³)。其次调整参数c，h₁，b₀，这三个参数相当于PID中的三个参数：1/h₁相当于PID的比例增益；阻尼因子c相当于PID的微分增益；补偿因子b₀是二阶系统中参数b的估计值，它代表了执行机构控制作用对系统动态特性影响的程度，以b₀代替b，要求b₀在b附近的范围内变化。b₀的取值一般在[0.1-20]之间变化，因此本文中采用模糊控制方法来在获取参数。首先确定模糊控制器的输入为扩张状态器的跟踪信号Z1和微分信号Z2，输出变量为b₀，然后确定输入输出量对应语言变量的论域元素，接着在个输入和输出语言变量论域中定义模糊子集对应的模糊子集为{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}，隶属度函数选用三角形隶属度函数。然后采用Mamdani型推理确定模糊规则设计出模糊矩阵表。最后依据控制规则，总结推算出模糊控制表，将表以二维阵列加结构的数据类型存入PLC数据块中。c，h₁的选取与PD控制器参数选取方法类似，增大c，在一定程度内可提高系统跟踪精度，加快系统响应速度，但同时应该考虑微分信号对系统性能的影响。

整个三电机同步控制是用STEP7软件对算法进行编程从而在PLC中运行来实现的。程序整体采用结构化编程方式，并使用上位机组态软件Wicc实现实时监测与控制，必要时可加触摸屏控制。系统主循环流程图如图5所示。

模糊二阶自抗扰算法流程图如图6所示，步骤1初始化k时刻TD、ESO和控制量；

步骤2计算k+1时刻TD输出值：给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂；

步骤3采样k时刻系统输出值；

步骤4计算k+1时刻ESO输出值：被控对象的输出值y的跟踪信号z₁、微分信号z₂和系统总扰动ω(t)的观测值z₃；

步骤5根据步骤2的TD输出值和步骤4的ESO输出值，计算k+1时刻状态误差；

步骤6根据步骤5计算出的k+1时刻状态误差，计算NLSEF输出值；

步骤7根据步骤4的k+1时刻ESO输出值，查模糊控制表计算补偿因子，进而计算扰动补偿；

步骤8根据步骤6的输出值和步骤7的扰动补偿，计算控制器k+1时刻控制量；

步骤9k时刻变量更新：k=k+1。

以上所述仅用于说明本发明，而不用于限制本发明。

Claims (7)

1.基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，其特征是，该系统包括编程工控机、PLC、第一、第二和第三变频器、第一、第二和第三交流感应电机、光电编码器和压力传感器，所述PLC与编程工控机之间使用MPI通信方式，与单台变频器之间通过PROFIBUS-DP进行现场通讯；所述光电编码器对第一交流感应电机转速进行检测，并将检测到的转速反馈信号输入至所述PLC，所述压力传感器采集相邻两电机皮带间的张力值，并将张力值反馈至所述PLC；所述PLC用于根据给定转速和所述反馈转速信号，计算获得第一转速控制值，输出至第一变频器，对第一交流感应电机进行控制，根据给定张力值和反馈的所述张力值，计算获得第二、第三转速控制值输出至对应的第二、第三变频器，对第二、第三交流感应电机进行控制。

2.根据权利要求1所述的基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，其特征是，所述PLC带有SM323数字量输入输出模块、SM331模拟量输入模块和FM350高速计数模块。

3.所述PLC中设有二阶自抗扰控制器，所述二阶自抗扰控制器包括一个二阶自抗扰速度控制器和第一第二两个二阶自抗扰张力控制器，所述二阶自抗扰速度控制器和二阶自抗扰张力控制器的结构相同；所述二阶自抗扰速度控制器，根据第一交流感应电机转速给定值、当前时刻的转速反馈信号以及当前时刻的第一转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法计算得到下一时刻的第一转速控制值；所述第一二阶自抗扰张力控制器根据第一和第二交流感应电机之间的皮带张力给定值F₁₂ ^*、当前时刻的张力反馈值F₁₂以及当前时刻的第二转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法求得下一时刻的第二转速控制值；所述第二二阶自抗扰张力控制器根据第二和第三交流感应电机之间的皮带张力给定值F₂₃ ^*、当前时刻的张力反馈值F₂₃以及当前时刻的第三转速控制值，采用自抗扰控制算法和模糊控制方法求得下一时刻的第二转速控制值；

所述下一时刻的第一转速控制值输出至所述第一变频器，所述第一变频器输出下一时刻的控制信号值至第一交流感应电机，实现第一交流感应电机的速度闭环控制；所述下一时刻的第二转速控制值转换变为下一时刻的第二转速值，下一时刻的第二转速值与第一交流感应电机转速给定值的差值输出至所述第二变频器，所述第二变频器输出下一时刻的控制信号值至第二交流感应电机，实现第一台与第二台电机间的张力闭环控制；所述下一时刻的第三转速控制值转换变为下一时刻的第三转速值，下一时刻的第三转速值和下一时刻的第二转速值与给定的第一交流感应电机转速值的差值，输出至所述第三变频器，所述第三变频器输出下一时刻的控制信号值至第三交流感应电机，实现第二台与第三台电机间的张力闭环控制。

4.根据权利要求3所述的基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，其特征是，所述二阶自抗扰控制器由跟踪微分器、扩张状态观测器、非线性状态误差反馈控制律模糊控制器和扰动补偿模块组成所述跟踪微分器输入给定输入信号v₀，采用快速最优控制综合函数计算出给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂；所述扩张状态观测器输入被控对象的输出值y、二阶自抗扰控制器输出的控制量u和补偿因子b₀，输出被控对象的输出值y的跟踪信号z₁、微分信号z₂和系统总扰动ω(t)的观测值z₃；所述给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂和跟踪信号z₁、微分信号分别相减，得到跟踪信号观测误差е₁和微分信号е₂，输入所述非线性状态误差反馈控制律，所述非线性状态误差反馈控制律通过快速最优控制综合函数计算出控制信号u₀；所述模糊控制器采用模糊控制方法获取参数补偿因子b₀，输出至所述扰动补偿模块;所述扰动补偿模块输出系统总扰动补偿分量

对控制信号u₀进行补偿，得到控制器输出的控制量u。

5.根据权利要求3所述的基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，其特征是，所述二阶自抗扰控制器执行下列步骤：

步骤1初始化k时刻TD、ESO和控制量；

步骤2计算k+1时刻TD输出值：给定输入信号的跟踪信号v₁和微分信号v₂；

步骤3采样k时刻系统输出值；

步骤4计算k+1时刻ESO输出值：被控对象的输出值y的跟踪信号z₁、微分信号z₂和系统总扰动ω(t)的观测值z₃；

步骤5根据步骤2的TD输出值和步骤4的ESO输出值，计算k+1时刻状态误差；

步骤6根据步骤5计算出的k+1时刻状态误差，计算NLSEF输出值；

步骤7根据步骤4的k+1时刻ESO输出值，查模糊控制表计算补偿因子，进而计算扰动补偿；

步骤8根据步骤6的输出值和步骤7的扰动补偿，计算控制器k+1时刻控制量；

步骤9k时刻变量更新：k=k+1。

6.根据权利要求4所述的基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，其特征是，所述采用模糊控制方法获取参数补偿因子b₀，具体包括下列步骤：

步骤A确定模糊控制器的输入为扩张状态器的跟踪信号Z₁和微分信号Z₂，输出变量为b₀；

步骤B确定输入输出量对应语言变量的论域元素；

步骤C在个输入和输出语言变量论域中定义模糊子集对应的模糊子集为{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}，隶属度函数选用三角形隶属度函数；

步骤D采用Mamdani型推理确定模糊规则设计出模糊矩阵表；

步骤E依据模糊控制规则，总结推算出模糊控制表，将表以二维阵列加结构的数据类型存入PLC数据块中。

7.根据权利要求4所述的基于模糊二阶自抗扰控制器的三电机同步控制系统，其特征是，所述二阶自抗扰控制器完整的离散控制算法如下式：

其中，h为采样步长；h₀为滤波因子；r₀为速度因子；fhan(x₁,x₂,r,h)——快速最优控制综合函数；fh用以表示快速最有控制综合函数的结果；e₁、e₂为观测误差；z₁为─输出y的跟踪信号；z₂─为输出y的微分信号；z₃为系统总扰动ω(t)的观测值；β₀₁、β₀₂、β₀₃为输出误差校正增益；b₀为补偿因子；为幂次函数；为线性区间；α为非线性因子，一般取0.5，0.25，0.125等；fe₁、fe₂为输出误差校正率；c为阻尼系数；r₁为控制量增益；h₁为精度因子；u₀为未加扰动补偿时的控制信号；u为控制器输出，即控制量；

为系统总扰动补偿分量。

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