CN107636959A - 阻抗匹配装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种在具备具有被卷绕在铁芯的主绕组及控制绕组的可变电抗器的阻抗匹配装置中，将铁芯的产生磁场，设为具有超过调整阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差所需磁场的大小的交流磁场，使可变电抗器的控制绕组中流动的控制电流的电流值改变而改变产生磁场的磁场的大小，由此使可变电抗器的电感控制成预定的电感，由此进行阻抗匹配。通过降低可变电抗器的电感变化的响应延迟，降低阻抗匹配的响应延迟。

Description

阻抗匹配装置
技术领域
本发明是关于使高频供给侧的阻抗与负荷侧的阻抗进行匹配的阻抗匹配装置。
背景技术
当由高频电源等高频供给侧对负荷侧供给高频电力时，在高频供给部与负荷之间设置使两侧的阻抗匹配的阻抗匹配装置，由此可提高高频电力的供给效率。
伴随半导体制造装置所制造的制品的精细化，要求例如从等离子体自激起至稳定为止高速响应而在短时间内收敛等对等离子体的负荷变动的高稳定性。在使对等离子体的电力供给稳定而抑制等离子体变动时，需要一种可高速进行阻抗匹配(matching)的阻抗匹配装置。
一般的阻抗匹配装置进行对真空可变电容器进行电动机驱动的机械式匹配动作，因此有到阻抗匹配完成之前需要数秒时间的情形。提出一种不包含机械式元件的电子式阻抗匹配装置，来取代如上所示的机械式阻抗匹配装置。电子式阻抗匹配装置被称为电子匹配器(参照专利文献1)。
该电子式阻抗匹配装置可由可变电抗器构成。可变电抗器将控制绕组连同主要绕组(主绕组)一起卷绕在铁氧体铁芯上，通过降压斩波电路使控制绕组的电流以电子方式可变来改变电感，由此使阻抗为可变。通过该可变电抗器，无须使用机械式可动部，即可通过控制控制绕组的电流来改变阻抗，因此具有可实现高速化及不需维护的优点。
图14是用于说明现有的电子式阻抗匹配装置所使用的可变电抗器的结构例的图，图14的(a)表示可变电抗器的电路例，图14的(b)表示通过可变电抗器的EI铁芯所得的构造例。
可变电抗器102由铁氧体铁芯102c上卷绕的控制绕组102a与主要绕组(主绕组)102b(102b1、102b2)这二种绕组构成。控制绕组102a被卷绕在铁氧体铁芯102c的中央部，流动直流电流。主要绕组102b分别被卷绕在铁氧体铁芯102c的两侧，由与阻抗匹配装置相连接的高频电源(RF电源)被供给例如13.56MHz的高频电流。
在可变电抗器102中，通过形成为如上所示在控制绕组的两侧卷绕主要绕组的结线，使通过主要绕组102b1及主要绕组102b2所产生的磁场在铁氧体铁芯102c的中央部彼此消除，由此，形成为在控制绕组102a侧未引起通过主要绕组102b1、102b2所产生的高频电压的结构。
可变电抗器的电感L由以下公式决定：
L=(μ·S/1)·N2…(1)
μ＝B/H…(2)。
在此，μ为透磁率、S为铁芯的剖面积、N为主要绕组的匝数、l为磁路长、B为磁通密度、H为磁场。公式(1)、(2)表示电感L与透磁率μ成正比，透磁率μ与磁场H成反比。
在可变电抗器中使用的铁氧体铁芯具有非线性的磁滞特性，透磁率μ由公式(2)以B-H曲线上的斜率来表示。
公式(1)、(2)表示磁场H越小，则透磁率μ越大，且电感L越大。此外，在铁氧体铁芯产生的磁场H的大小与控制绕组中流动的直流电流成正比。因此，在电子阻抗匹配装置中，通过控制控制绕组中流动的直流电流Idc，使所产生的磁场H的大小改变，通过该磁场H的大小的变化，使可变电抗器的电感L为可变。
在B-H曲线上，除了控制绕组中流动的直流电流引起的直流磁场之外，还产生主要绕组中流动的高频电流引起的交流磁场。但是，在可变电抗器中，若在通过直流电流所产生的直流磁场的范围内，比较交流磁通密度与直流磁通密度，则交流磁通密度是直流磁通密度的10％以下，可变电抗器的磁通密度可视为大致取决于直流磁通密度。因此，透磁率μ可视为由直流磁场与直流磁通形成的B-H曲线上的动作点而定，电感能够通过控制直流的控制电流而使磁场改变，通过该磁场变化，使透磁率改变，由此为可变。
图14的(c)表示使用可变电抗器的阻抗匹配装置的概略结构。在此，通过在输入输出端子间并联连接的可变电抗器102A，改变阻抗的绝对值，通过在输入输出端子间串联连接的可变电抗器102B，改变阻抗的相位量。阻抗控制电路101通过使各可变电抗器的电感改变，将输入端侧的阻抗与输出端侧的阻抗进行匹配。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2000-165175号
发明内容
发明要解决的课题
在可变电抗器的控制绕组流动直流的控制电流而使电感改变，由此进行阻抗匹配的阻抗匹配装置中，在由对可变电抗器施加控制电流起至成为预定的电感之前的电感变化中有时间上的延迟，存在该电感变化的延迟对阻抗匹配的响应性造成影响的问题。
作为在可变电抗器的电感变化中产生延迟的主要原因，本申请发明的发明人发现有以下主要原因1及主要原因2。图15是用于说明在可变电抗器的电感变化中产生响应延迟的主要原因1及主要原因2的图。
主要原因1：作为主要原因之一，发现存在因通过对控制绕组施加控制电流而产生的电感变化的延迟特性引起的电感变化的延迟。
当对控制绕组施加控制电流时，控制绕组的电感L具有延迟特性而改变。该电感L如式(3)所示，可视为具有一次延迟时间常数τ的延迟特性，因该延迟特性而在电感变化中产生响应延迟。
t＝0时，L(t＝0)＝L0
t＝∞时，L(t＝∞)＝L∞。
图15的(a)是用于说明因延迟特性所致的响应延迟的图。在图15的(a)中，电感L(t)以时间t和时间常数τ由L0向L∞改变。因延迟特性，在电感L(t)达到虚线所示的预定值LT之前需要时间T。
作为一例，若使控制电流由0A至-10A逐级变化时，L0＝500nH、L∞＝250nH，t＝τ及t＝4τ的电感L分别以下式(4)、(5)表示。
L(t＝τ)＝0.368(L0-L∞)+L∞
＝0.368×250+250＝342nH …(4)
L(t＝4τ)＝00183(L0-L∞)+L∞
＝0.0183×250+250＝255nH …(5)
如上述例所示，在施加控制电流之后，因延迟特性，在达到由该控制电流而定的电感L∞之前需要时间。
主要原因2：作为其他主要原因，发现有因铁氧体铁芯的磁滞特性所致的残留磁通引起的电感变化的延迟。
铁氧体铁芯具有因磁滞特性，即使从通过施加磁场所致的磁化状态，使磁场形成为零，亦维持磁通，并而产生残留磁通的特性。图15的(b)是用于说明残留磁通的图。
在对控制绕组施加直流电流而形成为磁化状态之后，若使施加于控制绕组的直流电流为0，则尽管磁场为零，因磁滞特性，磁通密度B并未成为B0而残留有残留磁通B1。其中，图中的B0是磁通密度B表示零。
该残留磁通B1伴随时间的经过而逐渐减少，在经过时间ΔT之后恢复成磁通密度B0。残留磁通B1恢复成磁通密度B0的经过时间ΔT的期间，磁通密度B是成为取决于残留磁通B1的值。因此，若被施加比在B-H曲线上与残留磁通B1相对应的磁场为更小的磁场H，则产生不会成为与所施加的磁场H相对应的磁通密度B的情形。因此，在使电感成为与施加磁通密度B后的磁场H相对应的值时，必须等待残留磁通B1恢复至磁通密度B0为止的经过时间ΔT。
因此，如前所述，电感L与在B-H曲线上以磁通密度B和磁场H而定的透磁率μ成正比，因此因在磁通密度B的变化中产生延迟，由此在电感变化中产生响应延迟。
图15的(c)是用于说明因残留磁通所致的电感变化的响应延迟的图。有残留磁通B1时的残留磁通L1伴随时间经过，朝向残留磁通消失时的电感L0变化。图15的(c)中的一点划线示意地表示该变化。此外，图示的变化表示时间变化的概略倾向，并非表示实际变化。此外，残留磁通B1消除而达到电感L0之前所需时间ΔT取决于铁氧体铁芯的磁性特性。
因此，阻抗匹配装置存在因可变电抗器的电感变化的响应延迟，而在阻抗匹配中产生响应延迟的问题。
本发明的目的在于解决所述现有的问题点，通过降低可变电抗器的电感变化的响应延迟，来降低阻抗匹配的响应延迟。
用于解决课题的手段
本申请发明是将高频供给侧与负荷侧的阻抗进行匹配的阻抗匹配装置，通过可变电抗器的电感变化来改变阻抗，由此进行阻抗匹配。
可变电抗器具备被卷绕在铁芯的主绕组及控制绕组。在可变电抗器的铁芯所产生的磁场可通过改变控制绕组中流动的控制电流而改变。通过产生磁场，可变电抗器的电感产生变化，因此使控制绕组中流动的控制电流的电流值改变来改变产生磁场的磁场的大小，由此可将可变电抗器的电感控制为预定的电感，由此进行阻抗匹配。
(i)在本申请发明的阻抗匹配装置中，通过使施加于可变电抗器的产生磁场的大小成为超过调整阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差所需磁场的大小，降低因在主要原因1中所示的电感变化的延迟特性而引起的阻抗匹配的响应延迟。
本申请发明使用上述产生磁场H与电感L的响应变化的关系，加大产生磁场，由此加快电感的响应变化，降低因电感变化的延迟特性而引起的电感变化的延迟。
通过施加控制电流I所产生的产生磁场H以式(6)表示。
H＝N·I/l…(6)
N为控制绕组的匝数、l为磁路长。
式(6)表示可变电抗器的发生磁场H的大小以控制绕组的匝数N与控制电流的电流值I的积N·I而定。由此，通过使控制绕组的匝数与控制电流的电流值的任一个、或控制绕组的匝数与控制电流的电流值的两者增加，可增大可变电抗器的产生磁场，促进电感变化的响应延迟的降低。
(ii)在本申请发明的阻抗匹配装置中，通过使可变电抗器的产生磁场为交流磁场，使产生磁场的振幅在正负两极性进行振动，由此降低因在主要原因2中所示的铁氧体铁芯的磁滞特性所致的残留磁通引起的电感变化的延迟。
使在铁芯产生的产生磁场为交流磁场，由此可使B-H曲线上的动作点向残留磁通降低的方向移动。与未施加磁场时因随时间变化时所致的降低相比较，交流磁场所致的残留磁通的降低变快。因此，通过施加交流磁场，可使到残留磁通消失之前所需时间缩短。因该残留磁通的消失时间的缩短，可降低可变电抗器的电感变化的响应延迟，且降低阻抗匹配的响应延迟。
本申请发明的阻抗匹配装置是通过产生磁场的磁场的大小，改变电感的大小来进行阻抗匹配的结构，具备：可变电抗器，其具有被卷绕在铁芯的主绕组及控制绕组，通过控制绕组中流动的控制电流所致的产生磁场的变化，使电感为可变；及控制电流形成部，其形成施加于控制绕组的控制电流。
控制电流形成部具备：运算部，其对收敛于用于调整阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差量的控制调整值的偏差信号进行运算；及控制电流产生部，其产生具有根据作为运算部的控制量的交流信号的正负而定的电流方向、及根据交流信号的振幅放大而定的电流振幅的控制电流。控制电流被施加至可变电抗器的控制绕组，使可变电抗器的电感改变，进行阻抗匹配。
另外，在此，控制调整值是通过控制偏差的控制动作，在变动后呈稳定的控制值，本申请发明的运算部的控制调整值是通过根据差值的控制，调整偏差量而得的值。
运算部运算控制阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差量的控制量。控制量的振幅在以正负方向进行振动之后，收敛成调整阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差量的控制调整值。关于控制电流产生部所产生的控制电流，电流振幅根据控制量的振幅如图改变，电流方向根据控制量的极性而进行切换。
在通过运算部进行的运算中，将交流信号的振幅放大。基于经振幅放大的交流信号的控制调整值大于未进行放大的控制匹配值。在控制电流产生部中，通过使用该经振幅放大的交流信号，可加大控制电流的振幅，可降低可变电抗器的电感变化的响应延迟。
(运算部)
本申请发明的运算部可通过第1运算电路及第2运算电路来构成，该第1运算电路根据将阻抗匹配的控制目标值与反馈值的差值放大后的偏差量，构成运算控制量的主回路，该第2运算电路根据从第1运算电路输出的控制量与控制电流的反馈值的差值，构成输出将控制量的振幅放大后的控制电流指令的小回路。第1运算电路与第2运算电路构成双重回路控制。
第1运算电路的第1方式可由输出通过阻抗匹配的控制目标值与反馈值的差值的比例积分控制所得的比例积分信号作为控制量的比例积分控制电路来构成。比例积分控制电路可通过以输出成为振动信号的方式设定传输函数的参数，使控制量成为交流信号。由此，通过比例积分控制电路的运算所得的比例积分信号一边在正负方向进行振幅变动，一边朝向比例积分控制的控制值渐近而收敛。比例积分控制电路可由运算放大器构成，此时可通过设定运算放大器的结构要素的值而成为交流信号。
此外，第1运算电路的第2方式可由将阻抗匹配的控制目标值与反馈值的差值进行积分控制，将积分信号作为控制量进行输出的积分控制电路构成。
此外，第2运算电路的第1方式可由将第1运算电路的控制量与控制电流的反馈值的差值进行比例积分控制，将比例积分信号作为所述控制电流指令进行输出的比例积分控制电路构成。此外，第2运算电路的第2方式可由将第1运算电路的控制量与控制电流的反馈值的差值进行积分控制而输出积分信号作为控制电流指令的积分控制电路来构成。
本申请发明的阻抗匹配装置的运算部可形成为组合第1运算电路与第2运算电路的各方式的结构，可形成为：将第1运算电路形成为第1方式且将第2运算电路形成为第1方式的第1结构、将第1运算电路形成为第1方式且将第2运算电路形成为第2方式的第2结构、将第1运算电路形成为第2方式且将第2运算电路形成为第1方式的第3结构、将第1运算电路形成为第2方式且将第2运算电路形成为第2方式的第4结构的4种结构。
比例积分控制电路及积分控制电路能够以使输出成为振动信号的方式设定传输函数的参数，由此可将控制量作为交流信号。由此，在比例积分控制电路的运算中所得的比例积分信号一边在正负方向进行振幅变动一边朝向比例积分控制的控制值渐近且收敛，在积分控制电路的运算中所得的积分信号一边在正负方向进行振幅变动一边朝向积分控制的控制值渐近且收敛。比例积分控制电路及积分电路可由运算放大器构成，可通过设定运算放大器的结构要素的值而成为交流信号。
控制量的振幅放大除了通过第1运算电路和第2运算电路的任一个运算电路进行之外，亦可通过第1运算电路与第2运算电路的双方运算电路进行。
(控制电流产生部)
本申请发明的控制电流产生部根据由运算电路输出的控制量的极性，切换施加于控制绕组的控制电流的电流方向，且根据由运算电路输出的输出信号的振幅，控制施加于控制绕组的控制电流的振幅。
控制电流产生部可由形成为4个开关元件的全电桥构成的斩波电路构成。
斩波电路在以全电桥构成的4个开关元件中的与正端及负端相连接的2个开关元件中，连接于其中一个端部的2个开关元件控制施加于控制绕组的控制电流的振幅，连接于另一个端部的2个开关元件控制施加于控制绕组的控制电流的方向。
施加于控制绕组的控制电流的振幅控制对与正端及负端的任一个的极性侧相连接的2个开关元件之中任一个开关元件的开闭动作，根据控制电流指令的振幅进行脉冲宽度控制，另一个开关元件为断开(OFF)状态，控制电流的电流值可通过一个开关元件的开闭动作的占空比来进行控制。
施加于控制绕组的控制电流的电流方向的切换通过使与正端及负端的另一个的极性侧相连接的2个开关元件，根据控制量的极性交替切换而动作来进行控制。2个开关元件的接通(ON)状态与断开状态彼此互补，可通过交替切换来切换电流方向。
发明的效果
如上所述，根据本申请发明，通过降低可变电抗器的电感变化的响应延迟，可降低阻抗匹配的响应延迟。
附图说明
图1是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的概略结构的图。
图2是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的作用的图。
图3是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的作用的图。
图4是用于说明本申请发明的控制电流形成部的结构例的图。
图5是用于说明本申请发明的运算部的结构例的图。
图6是用于说明本申请发明的控制电流产生部的斩波电路的结构及动作的图。
图7是用于说明本申请发明的控制电流产生部的斩波电路的结构及动作的图。
图8是用于说明本申请发明的控制电流的一例的图。
图9是用于说明本申请发明的第1运算电路的实施值的图。
图10是用于说明通过本申请发明的阻抗匹配装置进行的阻抗匹配的一例的图。
图11是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的可变电抗器的结构的图。
图12是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的可变电抗器的结构的图。
图13是用于说明本申请发明的可变电抗器的配置的图。
图14是用于说明现有的电子式阻抗匹配装置所使用的可变电抗器的结构例的图。
图15是用于说明可变电抗器的电感变化产生响应延迟的主要原因1及主要原因2的图。
具体实施方式
使用图1～图13，说明本申请发明的阻抗匹配装置。
以下使用图1说明本申请发明的阻抗匹配装置的概略结构，使用图2-3说明本申请发明的作用，使用图4说明本申请发明的控制电流形成部的结构例，使用图5说明本申请发明的运算部的结构例，使用图6-7说明本申请发明的控制电流产生部的斩波电路的结构及动作，使用图8说明控制电流的一例，使用图9说明本申请发明的第1运算电路的实施值，使用图10说明通过本申请发明的阻抗匹配装置进行的阻抗匹配的一例。图11-12是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的可变电抗器的结构的图，图13是用于说明本申请发明的可变电抗器的配置的图。
(本申请发明的阻抗匹配装置的结构)
图1是用于说明本申请发明的阻抗匹配装置的概略结构的图。图1的结构表示在高频电源20与负荷30之间连接阻抗匹配装置10的结构例。此外，以下使用高频电源作为高频供给部来进行说明。
阻抗匹配装置10例如对负荷30侧的阻抗变化，以从输入侧观看阻抗匹配装置10时的阻抗与高频电源20的阻抗进行匹配的方式来进行阻抗匹配。若阻抗为不匹配，则产生从阻抗匹配装置10返回至高频电源20的反射功率，对负荷30的电力的供给效率会降低。通过将高频电源20与负荷30之间的阻抗进行匹配，反射功率会降低，由此由高频电源20对负荷30的电力供给效率会提升。
例如，若负荷如半导体制造装置或液晶面板制造装置那样为等离子体负荷时，除了等离子体着火时之外，阻抗会因装置构造或设置状态、因被施加于负荷的高频电力而在内部产生的温度上升等物理变化、在负荷装置内产生的气体等的化学变化等而变动。
这样，若负荷侧的阻抗发生变动，则在高频电源与负荷之间，阻抗发生不匹配，由高频电源供给的高频电力的一部分由负荷反射而返回至高频电源侧，产生被供给至负荷的电力降低的问题。
本申请的阻抗匹配装置10使用可变电抗器4，构成连接高频电源20与负荷30的结合电路，且使可变电抗器4的电感改变，由此使阻抗改变，将高频电源20的阻抗与负荷30阻抗进行匹配。
图1表示使用将可变电抗器4A与可变电抗器4B进行串并联连接而成的结合电路的阻抗匹配装置的例子。另外，可变电抗器的配置并非局限于图1所示的配置例，亦可形成为之后说明的图13所示的配置。
可变电抗器4A、4B如图14所示，通过使控制电流流动的控制绕组、及使高频电流流动的主绕组(主要绕组)来构成，使通过控制绕组中流动的控制电流所产生的磁场改变，使电感为可变。在图1中，经串联连接的可变电抗器4A使电感为可变，由此使相位φ为可变，经并联连接的可变电抗器4B使电感为可变，从而使阻抗Z为可变。此外，在此阻抗Z表示阻抗的绝对值。
阻抗匹配装置10具备：形成施加于可变电抗器4A、4B的控制绕组的控制电流的控制电流形成部1。控制电流形成部1具备：运算部2、及控制电流产生部3。
运算部2输入阻抗匹配的控制目标值与反馈值，根据将控制目标值与反馈值的差值放大后的偏差量，运算用于调整偏差量的控制量。运算部2的控制量是振幅在正负两极进行振动，同时收敛于调整将阻抗匹配的控制目标值与反馈值的差值放大后的偏差量的控制调整值的交流信号。在此，反馈值是表示阻抗的匹配状态的值，可使用从输入侧观看阻抗匹配装置时的阻抗的绝对值或相位的检测数据作为反馈值，例如可通过电压驻波比(VSWR)来表示。在图1中，运算部2从未图标的控制装置输入控制目标值，且输入通过VSWR(VoltageStanding Wave Ratio(电压驻波比))传感器5检测到的电压驻波比作为反馈值。
控制电流产生部3根据在运算部2中运算所得的控制量，产生施加于可变电抗器4A、4B的控制绕组的控制电流。控制电流的电流方向按照控制量的正负极性被切换，控制电流的电流振幅根据控制量的振幅被进行振幅放大。
运算部2及控制电流产生部3分别具备：形成可变电抗器4A的控制电流的控制系统、及形成可变电抗器4B的控制电流的控制系统的2个控制系统。
形成图1中所示的可变电抗器4A的控制电流的控制系统是控制有关阻抗匹配的相位φ的控制系统，具备：第1运算部2A、及第1控制电流产生部3A。第1运算部2A输入相位控制目标值φREF，作为第1控制目标值，且输入VSWR传感器5所检测到的相位反馈值φFB。此外，在此以相位控制目标值φREF表示相位控制目标值，以相位反馈值φFB表示相位反馈值。
此外，形成图1中所示的可变电抗器4B的控制电流的控制系统是控制阻抗的绝对值的控制系统，具备：第2运算部2B、及第2控制电流产生部3B。第2运算部2B输入阻抗的绝对值的控制目标值ZREF作为第2控制目标值，输入VSWR传感器5所检测到的阻抗的绝对值的反馈值ZFB。此外，在此以阻抗控制目标值ZREF表示阻抗的绝对值的控制目标值，以阻抗反馈值ZFB表示阻抗的绝对值的反馈值。
阻抗匹配装置10根据VSWR传感器5检测高频电源20与负荷30之间的阻抗的匹配状态而得的电压驻波比，求出相位反馈值φFB、及阻抗的反馈值ZFB，且将这些反馈值与控制目标值一起输入至运算部2来运算控制量IREF，控制电流产生部3根据控制量IREF，产生施加于可变电抗器4的控制绕组的控制电流。可变电抗器4根据控制电流来改变电感，由此改变阻抗来进行阻抗匹配。
第1运算部2A根据相位控制目标值φREF及相位反馈值φFB，来运算相位的控制量IφREF。第1控制电流产生部3A根据相位控制量IφREF，产生施加于可变电抗器4A的控制绕组的控制电流。可变电抗器4A通过基于控制电流的电感的变化，来调整相位。
第2运算部2B根据阻抗的控制目标值ZREF与阻抗的反馈值ZFB，运算控制量IREF。第2控制电流产生部3B根据控制量IREF，产生施加于可变电抗器4B的控制绕组的控制电流。可变电抗器4B通过基于控制电流的电感的变化，调整阻抗的绝对值。
本申请发明的阻抗匹配装置通过将在运算部2所生成的控制量作为交流信号，降低因可变电抗器的延迟特性所产生的电感变化的响应延迟，通过将在控制电流产生部3所产生的控制电流的振幅，放大成超过由控制系统求出的控制值的振幅的大小，来降低因可变电抗器的残留磁通而产生的电感变化的响应延迟。
(本申请发明的阻抗匹配装置的作用)
接着，使用图2、3说明在本申请发明的阻抗匹配装置中，降低可变电抗器的电感变化的响应延迟的作用。图2是用于说明响应延迟时间的降低的图，图3是用于说明基于本申请发明的控制量的电感变化的响应延迟时间的降低作用的图。
·因延迟特性引起的响应延迟时间的降低作用：
图2的(a)是用于说明控制绕组的控制电流及产生磁场、与电感变化的响应时间的关系的概略图。
可变电抗器的电感L、产生磁场H、透磁率μ、及控制绕组的控制电流I之间用所述式(1)、(2)的关系来表示，处于电感L与透磁率μ成正比，透磁率μ与磁场H成反比，电感L与磁场H及控制电流I成反比的关系。
此外，如式(3)所示，电感L可视为具有一次延迟时间常数τ的延迟特性，因此愈加大控制电流，电感L∞的值愈小，至达到预定电感值之前所需的响应时间愈短。其中，电感L∞表示在施加控制电流之后，经过充分时间后的稳定时的电感值。
图2的(a)表述稳定时的电感L∞与电感变化的响应时间t的关系。关于稳定时的电感L∞，产生磁场H愈大则愈小。稳定时的电感L∞2表示相比于稳定时的电感L∞1，产生磁场H大的情形。
在该电感变化中，若将达到以虚线所示的预定电感L的大小的时间相比较，则稳定时的电感为L∞1时的时间为t1，相对于此，稳定时的电感为L∞2(＜L∞1)比时间t1为更短的时间t2(＜t1)。
因此，愈加大可变电抗器的产生磁场H，愈可缩短电感变化的响应时间。其中，产生磁场H在控制电流I及控制绕组的匝数N之间是由式(6)所表示的比例关系，因此通过加大控制电流I及/或匝数N，可缩短电感变化的响应时间。
·因残留磁通引起的响应延迟时间的降低作用：
图2的(b)、(c)是用于说明残留磁通的降低的概略图。
可变电抗器所使用的铁氧体铁芯具有非线性的磁滞特性，磁场消失之后会残留残留磁通。图2的(b)表示磁滞特性，图2的(c)表示残留磁通降低的状态。
在图2的(b)所示的磁滞特性中，L1表示由B-H曲线上的残留磁通而产生的电感。残留磁通伴随时间的经过，朝向磁通密度B成为0的方向(图中的符号2)逐渐降低，电感由L1变化成电感L0。其中，L0表示残留磁通已消去之时的电感。图2的(c)中的一点划线(图中的符号2)表示残留磁通因时间经过而降低的状态。
另一方面，若对铁氧体铁芯施加负方向的磁场，则残留磁通沿着B-H曲线，向磁通密度B成为0的方向(图中的符号1)改变，在消除磁场之后，磁通密度B及磁场H均变化至0的移动点，成为由B-H曲线所确定的电感L0。图2的(c)中的实线(图中的符号1)表示因负方向的磁场所致的残留磁通的降低状态。
若将达到预定电感(图2的(c)中以细虚线所示的电感)的时间相比较，若未施加磁场，则为了成为预定电感所需的经过时间为t1，相对于此，若施加负方向的磁场，则成为预定电感所需的经过时间为t2(＜t1)。
因此，通过施加可变电抗器的负方向的磁场，可缩短电感变化的响应时间。其中，在此施加了负方向的磁场，但是依残留磁通的动作点所在的B-H曲线上的位置，通过正方向磁场的施加来降低残留磁通，且缩短电感变化的响应时间。
(因交流磁场引起的响应延迟时间的降低)
本申请发明的阻抗匹配装置施加交流磁场，并且使该交流磁场的大小成为超过控制阻抗匹配装置的输入侧的阻抗目标值与阻抗检测值的偏差的产生磁场的大小。使用该交流磁场使电感改变，由此进行因上述延迟特性引起的响应延迟时间的降低、及因残留磁通而引起的响应延迟时间的降低。
图3是用于说明交流磁场引起的响应延迟时间的降低的图。图3的(a)表示控制量IREF的信号的概略。如前所述，控制量IREF是控制阻抗匹配装置的输入侧的阻抗目标值与阻抗检测值的偏差的控制量。本申请发明的阻抗匹配装置所使用的控制量IREF是振幅以正负振动，同时收敛于控制阻抗匹配装置的输入侧的阻抗目标值与阻抗检测值的偏差的控制调整值IREF∞的交流信号。
在图3的(a)中，控制量IREF在正负两极间振动，同时收敛于控制调整值IREF∞。图中圆圈数字所示的1至4表示交流信号的峰值，5表示控制调整值IREF∞。另外，该交流信号的波形为一例，并非局限于该波形。
·因延迟特性引起的响应延迟时间的减低：
图3的(b)表示施加控制电流Icon后的电感变化状态。控制电流Icon是施加于可变电抗器的控制绕组的电流，根据控制量IREF而得。另外，在图3的(b)中，针对控制电流Icon以圆圈数字所示的1～5与图3的(a)的控制量的圆圈数字相对应。
控制电流Icon与控制量IREF同样为交流，振幅在正负两极间振动，同时收敛于对应于控制调整值IREF∞的电流值的交流电流。
可变电抗器的电感L通过被施加以控制电流Icon的圆圈数字的1所示的电流值，朝向以该电流值被调整的电感L∞2变化。该稳定时的电感L∞2小于根据未被信号放大而求出的控制量IREF以控制电流调整的电感L∞1。由此，与以图2的(a)所示的电感变化相同，电感变化的响应时间被缩短。
(本申请发明的控制电流形成部)
使用图4、5，说明本申请发明的控制电流形成部的结构例。
本申请发明的控制电流形成部1具备：运算部2、及控制电流产生部3，运算部2运算控制量IREF及控制电流指令Icom，控制电流产生部3根据运算部2的运算结果产生控制电流Icon，施加于可变电抗器4的控制绕组4a。可变电抗器4通过控制电流Icon使控制绕组4a的电感改变，由此进行阻抗匹配。
运算部2通过第1运算电路2a与第2运算电路2b的串联连接来构成，在本申请发明的电感变化的响应时间缩短的作用中，通过第1运算电路2a来降低因可变电抗器的残留磁通引起的响应延迟时间、及因可变电抗器的电感的延迟特性引起的响应延迟时间。
第1运算电路2a输入作为阻抗匹配的控制目标的控制目标值、及由阻抗的匹配对象所检测到的反馈信号，运算调整控制目标值与反馈信号的偏差量来消除差值的控制量IREF。第1运算电路2a进行运算的控制量IREF是振幅在正负两极间振动，同时向作为运算的调整值的调整控制值IREF∞渐近而收敛的交流信号。
第2运算电路2b输入作为第1运算电路2a的输出信号的控制量IREF、及控制电流反馈信号IFB，运算这些输入信号的差值，输出调整差值的信号作为控制电流指令Icom。第2运算电路2b构成小回路，第1运算电路2a构成阻抗匹配的主回路。小回路的响应速度比主回路的响应速度更为高速，例如以6倍左右的高速响应。通过该小回路与主回路的双重回路控制，一边重复在小回路中将控制电流指令Icom控制成对应于控制量IREF的输出的运算处理，一边进行在主回路中将反馈值(ZFE、φFE)控制成对应于阻抗匹配的控制目标值(ZREF、IREF)的值的运算处理。
运算部2输出经放大的交流信号。交流信号的放大除了在第2运算电路2b进行之外，亦可在第1运算电路2a、或第1运算电路2a与第2运算电路2b这两个运算电路进行。
在通过控制电流产生部3进行的控制电流Icon的产生中，控制电流Icon的振幅根据来自运算部2的控制电流指令Icom来控制。控制电流指令Icom在运算部2中被放大，因此根据控制电流指令Icom所形成的控制电流Icon有超过稳态电流的额定值的情形，但是本申请发明的运算部所输出的控制量IREF及控制电流指令Icom为交流信号，在不至于破坏元件的短时间内，振幅向调整控制量渐近，因此可避免因过剩的恒定电流导致的元件破坏。
在避免因瞬时电流所致的元件破坏时，可通过对第1运算电路2a的控制量IREF的放大率或振幅、第2运算电路2b的控制电流指令Icom的放大率或振幅设定上限来应对。
通过第1运算电路2a进行的主回路的控制除了通过比例积分控制(PI控制)来进行之外，亦可通过积分控制(I控制)来进行。此外，关于通过第2运算电路2b进行的小回路的控制，亦可通过比例积分控制(PI控制)或积分控制(I控制)来进行，第1运算电路2a及第2运算电路2b可分别形成为由比例积分控制与积分控制的组合所成的4种结构。
使用图5，针对主回路及小回路的第1结构例～第4结构例进行控制。第1结构例：
图5的(a)所示的第1结构例表示通过比例积分控制(PI控制)进行第1运算电路2a的主回路，通过比例积分控制(PI控制)进行第2运算电路2b的小回路的例子。
由比例积分控制电路(PI控制电路)构成第1运算电路2a，将运算元件的值设定为输出的振幅进行振动且使振幅放大的值。在该结构例中，通过进行比例积分控制(PI控制)，进行控制量的放大与交流信号化。
第2运算电路2b的小回路通过比例积分控制(PI控制)进行信号放大，输出第1运算电路2a的控制量IREF作为控制电流指令Icom。
第2结构例：
图5的(b)所示的第2结构例表示通过比例积分控制(PI控制)进行第1运算电路2a的主回路，且通过积分控制(I控制)进行第2运算电路2b的小回路的例子。
由比例积分控制电路(PI控制电路)构成第1运算电路2a，将运算元件的值设定为输出的振幅进行振动且使振幅放大的值。在该结构例中，通过进行比例积分控制(PI控制)，来进行控制量的放大与交流信号化。
第2运算电路2b的小回路通过积分控制(I控制)进行信号放大，输出第1运算电路2a的控制量IREF作为控制电流指令Icom。
第3结构例：
图5的(c)所示的第3结构例表示通过积分控制(I控制)进行第1运算电路2a的主回路，通过比例积分控制(PI控制)进行第2运算电路2b的小回路的例子。
由积分控制电路(I控制电路)构成第1运算电路2a，将运算元件的值设定为输出的振幅进行振动且使振幅放大的值。在该结构例中，通过进行积分控制(I控制)来进行控制量的放大与交流信号化。
第2运算电路2b的小回路通过比例积分控制(PI控制)进行信号放大，输出第1运算电路2a的控制量IREF作为控制电流指令Icom。
第4结构例：
图5的(d)所示的第3结构例表示通过积分控制(I控制)进行第1运算电路2a的主回路，通过积分控制(I控制)进行第2运算电路2b的小回路的例子。
由积分控制电路(I控制电路)构成第1运算电路2a，将运算元件的值设定为输出的振幅进行振动且使振幅放大的值。在该结构例中，通过进行积分控制(I控制)，进行控制量的放大与交流信号化。
第2运算电路2b的小回路通过积分控制(I控制)进行信号放大，输出第1运算电路2a的控制量IREF作为控制电流指令Icom。
(本申请发明的控制电流产生部)
控制电流产生部3具备：降压斩波电路3a、比较电路3b、三角波信号产生电路3c、及比较电路3d。
比较电路3b输入运算部2的控制电流指令Icom作为栅极信号，与在三角波信号产生电路3c所产生的三角波相比较而输出负载脉冲信号。降压斩波电路3a通过负载脉冲信号使直流电压进行开闭，由此形成控制电流。降压斩波电路3a可为例如将4个开关元件形成为全电桥结构的电路。
降压斩波电路3a根据控制量IREF的正负极性，切换控制电流Icon的电流方向，且切换在可变电抗器4的控制绕组4a中流动的控制电流Icon的方向。比较电路3d是输出控制量IREF的正负符号信号的电路，例如可为将控制量IREF与接地电压进行比较的电路结构。降压斩波电路3a根据比较电路3d的输出，来切换控制电流Icon的电流方向。形成符合信号的结构并不限于比较电路3d，亦可为设在运算部2侧的结构。
(降压斩波电路的动作例)
使用图6～8，说明降压斩波电路3a的动作例。图6表示降压斩波电路3a由4个开关元件以全电桥构成时的动作例，图7表示驱动开关元件的输入信号例，图8表示用于避免降压斩波电路的短络的控制电流的死带。
图6的(a)是降压斩波电路3a的结构例，将4个开关元件Q1～Q4形成为全电桥结构。开关元件Q1、Q3的各一端连接于直流电源的正端子侧，开关元件Q2、Q4的各一端连接于直流电源的负端子侧，开关元件Q1的另一端与开关元件Q2的另一端相连接，开关元件Q3的另一端与开关元件Q4的另一端相连接。此外，在开关元件Q1的另一端与开关元件Q4的另一端之间连接控制绕组4a。
在图6的(a)中，在开关元件Q1的另一端与控制绕组4a的一端之间、及开关元件Q4的另一端与控制绕组4a的另一端之间连接电感L1及电感L2，构成恒定电流控制的降压斩波电路，但是电感并非局限于连接于控制绕组4a的两端的结构，亦可形成为连接于任一个端部的结构，亦可通过利用控制绕组4a自身所具备的电感而省略电感的连接。此外，亦可通过在控制绕组4a并联连接电容器，来形成恒定电压控制的降压斩波电路3a。
图6的(b)、(c)表示在降压斩波电路3a中对控制绕组4a输出正的直流电流的动作，图6的(c)表示对通过图6的(b)的直流电流所产生的残留磁通进行补偿(offset)的动作。此外，图6的(d)、(e)表示在降压斩波电路3a中对控制绕组4a输出负的直流电流的动作，图6的(e)表示对通过图6的(d)的直流电流所产生的残留磁通进行补偿的动作。此外，在此将在图示的控制绕组4a中向下方流动的电流设为正方向，向上方流动的电流设为负方向。
另外，在该动作例中，通过降压斩波电路3a的下臂侧的开关元件Q2、Q4的接通/断开状态的切换，切换控制电流的电流方向，通过对降压斩波电路3a的上臂侧的开关元件Q1、Q3进行脉冲宽度控制，来控制控制电流的电流量，但是亦可通过降压斩波电路3a的上臂侧的开关元件Q1、Q3的接通/断开状态的切换，切换控制电流的电流方向，且通过对降压斩波电路3a的下臂侧的开关元件Q2、Q4进行脉冲宽度控制，来控制控制电流的电流量。
(正方向电流)
图6的(b)表示对控制绕组4a输出正方向的电流的状态。通过控制电流指令Icom对全电桥的上侧的开关元件Q1进行脉冲宽度控制，使开关元件Q3为断开状态。另一方面，使全电桥的下侧的开关元件Q2为断开状态，使开关元件Q4为接通状态。通过该开关元件的动作，从直流电源向图中标注箭头的实线所示方向流动直流电流Idc，在控制绕组4a流动在图中为下方方向的直流电流Idc。
(正方向电流时的补偿动作)
即使在图6的(b)的动作之后使直流电流Idc为零电流，在可变电抗器的铁芯也残留残留磁通，因此通过补偿动作来消除该残留磁通。
控制量的交流信号与由正侧切换至负侧同步，进行切换开关元件的动作来消除残留磁通的补偿动作。
在补偿动作中，如图的6的(c)所示，切换全电桥的下侧的开关元件Q2、Q4的接通/断开状态，使开关元件Q2为接通状态，使开关元件Q4为断开状态而使直流电流Idc的方向反向，并且通过控制电流指令Icom，对全电桥的上侧的开关元件Q3进行脉冲宽度控制，使开关元件Q1为断开状态。
通过该开关元件的动作，控制绕组4a中流动的直流电流Idc的电流方向反向，从直流电源向图中标注箭头的实线所示方向流动直流电流Idc，在控制绕组4a流动在图中为上方方向的直流电流Idc，对残留磁通进行补偿。
(负方向电流)
在负方向流动直流电流的动作、及之后的补偿动作相当于替换所述正方向电流的动作的动作。
图6的(d)表示对控制绕组4a输出负方向的电流的状态。通过控制电流指令Icom，对全电桥的上侧的开关元件Q3进行脉冲宽度控制，使开关元件Q1为断开状态。另一方面，使全电桥的下侧的开关元件Q2为接通状态，使开关元件Q4为断开状态。通过该开关元件的动作，从直流电源向图中标注箭头的实线所示方向流动直流电流Idc，在控制绕组4a流动在图中为上方方向的直流电流Idc。
(负方向电流时的补偿动作)
即使在图6的(e)的动作之后使直流电流Idc为零电流，亦在可变电抗器的铁芯残留残留磁通。此时产生的残留磁通与正方向电流时的残留磁通为相反方向。通过补偿动作来消除该残留磁通。
控制量的交流信号与从负侧向正侧的切换同步，进行切换开关元件的动作而消除残留磁通的补偿动作。
在补偿动作中，如图6的(e)所示，切换全电桥的下侧的开关元件Q2、Q4的接通/断开状态，使开关元件Q2为断开状态，使开关元件Q4为接通状态从而使直流电流Idc的方向反向，并且通过控制电流指令Icom，对全电桥的上侧的开关元件Q1进行脉冲宽度控制，使开关元件Q3为断开状态。
通过该开关元件的动作，控制绕组4a中流动的直流电流Idc的电流方向反向，从直流电源向图中标注箭头的实线所示方向流动直流电流Idc，在控制绕组4a流动在图中为下方方向的直流电流Idc，对残留磁通进行补偿。
图7表示开关元件Q2、Q4的输入信号与控制量的正负的关系。图7的(a)表示控制量IREF的一例，图7的(b)表示开关元件Q4的输入信号，图(c)表示开关元件Q2的输入信号。
当控制量IREF为正时，使开关元件Q4的输入信号为接通，使开关元件Q2的输入信号为断开。通过该输入信号，对控制绕组输出正方向的电流。
相对于此，当控制量IREF为负时，使开关元件Q4的输入信号为断开，使开关元件Q2的输入信号为接通。通过该输入信号，对控制绕组输出负方向的电流。
在上述电流中，控制量IREF的正负反转后被输出的控制电流作为将因反转前的控制电流所产生的残留磁通进行补偿的电流来进行动作。
接着，说明降压斩波电路的短络。
在降压斩波电路3a的开关元件的动作中，当切换控制电流的电流方向时，若产生开关元件的输入信号的抖动等，则在对直流电源进行串联连接的开关元件Q1与开关元件Q2、及开关元件Q3与开关元件Q4之间，两开关元件有均成为接通状态可能，若在如上所示的情形下串联连接的开关元件间短路，则有产生元件破损的可能性。
为避免如上所示的开关元件间的短路，在控制量IREF以正负进行切换的包含零的范围内，设置将全部开关元件设定为断开状态的死带。
在图8中表示控制量IREF设置将-1A与0A之间的控制电流Idc设为0A的死带的例。
通过设置该死带，可避开开关元件Q1与开关元件Q2、及开关元件Q3与开关元件Q4同时成为接通状态的情形。另外，死带的设定位置并非局限于图8所示的范围，能够以包含控制量IREF成为零的点的预定宽幅进行设定。
(本申请发明的阻抗匹配装置的测定例)
接着，说明本申请发明的阻抗匹配装置的测定例。
·电感变化的响应时间
图9表示电感变化的响应时间的测定例的比较。在此，作为例1表示对匝数为16匝的控制绕组，使控制电流由0A至-10A逐级变化时的电感值的响应变化，作为例2，表示对匝数为32匝的控制绕组，使控制电流由0A至-20A逐级变化时的电感值的响应变化。
如式(6)所示，产生磁场H与控制电流的大小I和控制绕组的匝数N的积成正比，因此与例1的产生磁场相比较，例2的产生磁场成为4倍。
图9是针对初期的电感由500[nH]变化成电感为342[nH]的情形，比较例1的电感变化及例2的电感变化。通过该比较，表示通过例1的产生磁场，电感达到342[nH]为止的时间为18msec，相对于此，通过例2的产生磁场，电感达到342[nH]为止的时间为3msec，响应时间被缩短至1/6。
·行进波功率及反射波功率的控制响应
图10表示负荷急剧变化时的阻抗匹配装置中的行进波功率与反射波功率的控制响应的测定例。在此作为测定条件为如下：
负荷A：1.9+j24[Ω]；
负荷B：3.0+j30[Ω]。
此时比较如下测定例：
测定例1(图10的(a))：控制电流范围：0～+10A、匝数：16匝；测定例2(图10的(b))：控制电流范围：0～±20A、匝数：32匝。测定例2的产生磁场在正侧成为测定例1的产生磁场的4倍。
在图10的(a)所示的测定例1中，反射波功率收敛需要12ms，相对于此，在图10的(b)所示的测定例2中，表示反射波功率在1ms收敛，通过加大产生磁场，可变电抗器的电感变化响应时间被缩短，可高速进行阻抗匹配。(本申请发明的可变电抗器的结构例)
使用图11、12说明在本申请发明的阻抗匹配装置所使用的可变电抗器的结构中，将可变电抗器所产生的高频分量去除的结构例。
图11的(a)所示的可变电抗器是设置将在可变电抗器的控制电流产生部侧引起的高频分量去除的低通滤波器的结构。
图11的(b)所示的可变电抗器是为了去除在可变电抗器的控制电流产生部侧引起的高频分量，串联连接使主要绕组与控制绕组的卷绕方向为反方向的一对可变电抗器来抵消高频分量的结构。
图11的(c)所示的可变电抗器是将一对可变电抗器并联连接，抵消高频分量的结构。
图12的(a)～图的12(c)所示的可变电抗器是具有2个环形铁芯，在各环形铁芯卷绕主要绕组，在一匝内以贯穿两环形铁芯的控制绕组的方式进行卷绕，将二个主要绕组等效地作串联连接的结构，按控制绕组的每1匝将通过在各主要绕组流动高频电流而在控制绕组引起的高频分量进行抵消而去除的结构。
图1及图11、12表示将可变电抗器进行串并联连接的结构例，但是在图13的(a)～(i)所示的阻抗匹配装置的结构中，可将本申请发明的可变电抗器适用于可变电感。
此外，上述实施方式及变形例中的记述为本发明的阻抗匹配装置的一例，本发明并非为限定于各实施方式，可根据本发明的要旨进行各种变形，而不是将这些从本发明的范围排除。
工业上的可利用性
本发明的阻抗匹配装置可在半导体或液晶面板等的制造装置、真空蒸镀装置、加热·熔融装置等使用高频的装置中适用在阻抗匹配。
符号说明
1：控制电流形成部
2：运算部
2A：运算部
2B：运算部
2a：第1运算电路
2b：第2运算电路
2c：加法电路
2d：交流信号产生电路
3：控制电流产生部
3A：控制电流产生部
3B：控制电流产生部
3a：降压斩波电路
3b：比较电路
3c：三角波信号产生电路
3d：比较电路
4：可变电抗器
4A：可变电抗器
4B：可变电抗器
4a：控制绕组
5：传感器
10：阻抗匹配装置
20：高频电源
30：负荷
101：阻抗控制电路
102：可变电抗器
102A：可变电抗器
102B：可变电抗器
102a：控制绕组
102b：主要绕组
102b1：主要绕组
102b2：主要绕组
102c：铁氧体铁芯
B：磁通密度
B0：磁通密度
B1：残留磁通
H：产生磁场
Icom：控制电流指令
Icon：控制电流
Idc：控制电流
IREF∞：控制调整值
IREF：控制量
IZREF：电感控制目标值
IφREF：控制量
L：电感
L0：电感
L1：电感
N：匝数
Q1-Q4：开关元件
ZFB：阻抗反馈值
ZREF：阻抗控制目标值
φFB：相位反馈值
φREF：相位控制目标值。

Claims (7)

1.一种阻抗匹配装置，其是将高频供给侧的阻抗与负荷侧的阻抗进行匹配的阻抗匹配装置，其特征在于：
具备：可变电抗器，其具有被卷绕在铁芯的主绕组及控制绕组，通过所述控制绕组中流动的控制电流所产生的产生磁场的变化，使电感为可变，
所述产生磁场是具有超过调整阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差所需磁场的大小的交流磁场。
2.如权利要求1所示的阻抗匹配装置，将高频供给侧的阻抗与负荷侧的阻抗进行匹配，其特征在于，
该阻抗匹配装置具备：
可变电抗器，其具有被卷绕在铁芯的主绕组及控制绕组，通过所述控制绕组中流动的控制电流所致的产生磁场的变化，使电感为可变；以及
控制电流形成部，其形成施加于所述控制绕组的控制电流，
所述控制电流形成部具备：
运算部，其将收敛于调整阻抗匹配的控制目标值与反馈值的偏差量的控制调整值的偏差信号进行运算；以及控制电流产生部，其产生控制电流，该控制电流具有根据作为所述运算部的控制量的交流信号的正负而定的电流方向、以及根据所述交流信号的振幅放大而定的电流振幅，
因所述控制电流所致的可变电抗器的电感变化来匹配阻抗。
3.如权利要求2所示的阻抗匹配装置，其特征在于，
所述运算部通过第1运算电路及第2运算电路，构成双重回路控制，
该第1运算电路根据阻抗匹配的控制目标值与阻抗匹配的反馈值的差值，构成主回路，且通过该主回路，运算控制量，
该第2运算电路根据所述第1运算电路的控制量与所述控制电流的反馈值的差值，构成小回路，且通过该小回路，运算所述控制量的振幅作为控制电流指令，
所述控制电流产生部根据所述控制量的正负，切换控制电流的电流方向，根据所述控制电流指令，产生用于确定控制电流的振幅的控制电流。
4.如权利要求3所示的阻抗匹配装置，其特征在于，
所述第1运算电路具备：
对阻抗匹配的所述控制目标值与反馈值的差值进行比例积分控制，将比例积分信号作为所述控制量进行输出的比例积分控制电路、和对阻抗匹配的所述控制目标值与反馈值的差值进行积分控制，将积分信号作为所述控制量进行输出的积分控制电路的任一控制电路，
所述第2运算电路具备：
对所述第1运算电路的控制量与所述控制电流的反馈值的差值进行比例积分控制，将比例积分信号作为所述控制电流指令进行输出的比例积分控制电路、和对所述第1运算电路的控制量与所述控制电流的反馈值的差值进行积分控制，将积分信号作为所述控制电流指令进行输出的积分控制电路的任一控制电路。
5.如权利要求4所示的阻抗匹配装置，其特征在于，
所述交流信号是振幅渐近调整后的控制电流指令的信号。
6.如权利要求2至5中任一项所示的阻抗匹配装置，其特征在于，
所述控制电流产生部具备：形成为4个开关元件的全电桥结构的斩波电路，
对施加于所述控制绕组的控制电流的振幅、对与正端及负端的一个的极性侧相连接的2个开关元件的任一个的开关元件的开闭动作，根据所述控制电流指令的振幅进行脉冲宽度控制，
通过根据与另一个的极性侧相连接的2个开关元件的所述控制量的极性的切换动作，控制施加于所述控制绕组的控制电流的电流方向的切换。
7.如权利要求1所示的阻抗匹配装置，其特征在于，
所述产生磁场的大小由所述控制绕组的匝数与控制电流的电流值的积而定。
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