TW201724737A - 阻抗匹配裝置 - Google Patents

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Abstract

在具備有具有被捲繞在鐵心的主繞組及控制繞組的可變電抗器的阻抗匹配裝置中，將鐵心的發生磁場，形成為具有超過調定阻抗匹配的控制目標值與回授值的偏差所需磁場的大小的交流磁場，使流至可變電抗器的控制繞組的控制電流的電流值改變而改變發生磁場的磁場的大小，藉此使可變電抗器的電感控制成預定的電感，藉此進行阻抗匹配。藉由減低可變電抗器的電感變化的響應延遲，減低阻抗匹配的響應延遲。

Description

阻抗匹配裝置
本案發明係關於使高頻供給側的阻抗與負荷側的阻抗進行匹配的阻抗匹配裝置。
當由高頻電源等高頻供給側對負荷側供給高頻電力時，在高頻供給部與負荷之間設置使兩側的阻抗匹配的阻抗匹配裝置，藉此可提高高頻電力的供給效率。
伴隨半導體製造裝置所製造之製品的微細化，圖求例如電漿自激起至安定為止高速響應而在短時間內收歛等對電漿的負荷變動的高安定性。在使對電漿供給電力安定而抑制電漿變動時，需要一種可高速進行阻抗匹配(matching)的阻抗匹配裝置。
一般的阻抗匹配裝置係進行將真空可變電容器進行馬達驅動的機械式匹配動作，因此有至阻抗匹配完成為止需要數秒時間的情形。提出一種不包含機械式要素的電子式阻抗匹配裝置，來取代如上所示之機械式阻抗匹配裝置。電子式阻抗匹配裝置係被稱為電子匹配器(參照 引用文獻1)。
該電子式阻抗匹配裝置係可藉由可變電抗器所構成。可變電抗器係連同主要繞組(主繞組)一起將控制繞組捲繞在鐵氧體鐵心，使控制繞組的電流藉由降壓斬波電路作電子式可變而改變電感，藉此將阻抗形成為可變。藉由該可變電抗器，無須使用機械式可動部，即可藉由控制控制繞組的電流來改變阻抗，因此具有可達成高速化及不需維護的優點。
圖14係用以說明習知之電子式阻抗匹配裝置所使用之可變電抗器的構成例的圖，圖14(a)係顯示可變電抗器的電路例，圖14(b)係顯示藉由可變電抗器之EI鐵心所得之構造例。
可變電抗器102係在鐵氧體鐵心102c以控制繞組102a與主要繞組(主繞組)102b(102b1、102b2)之二種類繞組所構成。控制繞組102a係被捲繞在鐵氧體鐵心102c的中央部，流通直流電流。主要繞組102b係各自被捲繞在鐵氧體鐵心102c的兩側，由與阻抗匹配裝置相連接的高頻電源(RF電源)被供給例如13.56MHz的高頻電流。
在可變電抗器102中，係藉由形成為如上所示在控制繞組的兩側捲繞主要繞組的結線，將藉由主要繞組102b1及主要繞組102b2所發生的磁場在鐵氧體鐵心102c的中央部彼此消除，藉此，形成為藉由主要繞組102b1、102b2所發生的高頻電壓在控制繞組102a側未被 誘起的構成。
可變電抗器的電感L係由以下決定：L=(μ．S/l)．N2…(1)
μ=B/H…(2)。
在此，μ為透磁率、S為鐵心的剖面積、N為主要繞組的匝數、l為磁路長、B為磁通密度、H為磁場。式(1)、(2)係表示電感L與透磁率μ成正比，透磁率μ與磁場H成反比。
在可變電抗器所使用的鐵氧體鐵心係具有非線形的磁滯特性，透磁率μ係由式(2)以B-H曲線上的斜率來表示。
式(1)、(2)係表示若磁場H小，則透磁率μ變大，且電感L變大。此外，在鐵氧體鐵心發生的磁場H的大小係與流至控制繞組的直流電流成正比。因此，在電子阻抗匹配裝置中，係藉由控制流至控制繞組的直流電流Idc，使所發生的磁場H的大小改變，藉由該磁場H的大小的變化，將可變電抗器的電感L形成為可變。
在B-H曲線上，係除了藉由流至控制繞組的直流電流所致之直流磁場之外，發生藉由流至主要繞組的高頻電流所致之交流磁場。但是，在可變電抗器中，若在藉由直流電流所發生的直流磁場的範圍內，將交流磁通密度與直流磁通密度進行比較，交流磁通密度係直流磁通密度的10%以下，可變電抗器的磁通密度係可視為大致取決於直流磁通密度。因此，透磁率μ係可視為以因直流磁場 與直流磁通所致之B-H曲線上的動作點而定，電感係控制直流的控制電流而使磁場改變，藉由該磁場變化，使透磁率改變，藉此可形成為可變。
圖14(c)係顯示使用可變電抗器的阻抗匹配裝置的概略構成。在此係藉由在輸入輸出端子間作並聯連接的可變電抗器102A，改變阻抗的絕對值，藉由在輸入輸出端子間作串聯連接的可變電抗器102B，改變阻抗的相位份。阻抗控制電路101係藉由使各可變電抗器的電感改變，將輸入端側的阻抗與輸出端側的阻抗進行匹配。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
[專利文獻1]日本特開2000-165175號
在可變電抗器的控制繞組流通直流的控制電流而使電感改變，藉此進行阻抗匹配的阻抗匹配裝置中，在由對可變電抗器施加控制電流起至成為預定的電感為止的電感變化有時間上的延遲，有該電感變化的延遲對阻抗匹配的響應性造成影響的問題。
本案發明之發明人係發現有以下要因1及要因2，作為在可變電抗器的電感變化產生延遲的要因。圖15係用以說明在可變電抗器的電感變化發生響應延遲的 要因1及要因2的圖。
要因1：以要因之一而言，發現有因藉由對控制繞組施加控制電流所產生的電感變化的延遲特性而起的電感變化的延遲。
當對控制繞組施加控制電流時，控制繞組的電感L係具有延遲特性而改變。該電感L係如式(3)所表示，可視為具有一次延遲時間常數τ的延遲特性，因該延遲特性，在電感變化產生響應延遲。
t=0時L(t=0)=L 0 t=∞時L(t=∞)=L ∞。
圖15(a)係用以說明因延遲特性所致之響應延遲的圖。在圖15(a)中，電感L(t)係連同時間t一起以時間常數τ由L0朝向L∞改變。電感L(t)係至以虛線所示之預定值LT為止，因延遲特性，需要時間T。
以一例而言，若使控制電流由0A至-10A作步級變化時，為L0=500nH、L∞=250nH，t=τ及t=4τ的電感L係分別以下式(4)、(5)表示。
L(t=τ)=0.368(L0-L∞)+L∞ =0.368×250+250=342nH…(4)
L(t=4 τ)=0.0183(L0-L∞)+L∞ =0.0183×250+250=255nH…(5)
如上述之例所示，在施加控制電流之後，至以該控制電流而定的電感L∞為止係因延遲特性而需要時間。
要因2：以其他要因而言，發現有因藉由鐵氧體鐵心的磁滯特性所致之殘留磁通而起的電感變化的延 遲。
鐵氧體鐵心係具有因磁滯特性，即使由藉由磁場施加所致之磁化狀態，將磁場形成為零，亦保持磁通，而產生殘留磁通的特性。圖15(b)係用以說明殘留磁通的圖。
在對控制繞組施加直流電流而形成為磁化狀態之後，若將施加於控制繞組的直流電流形成為0，無關於磁場為零，因磁滯特性，磁通密度B並未成為B0而殘留殘留磁通B1。其中，圖中的B0係磁通密度B表示零。
該殘留磁通B1係伴隨時間的經過而逐漸減少，在經過時間△T之後恢復成磁通密度B0。殘留磁通B1恢復成磁通密度B0的經過時間△T的期間，磁通密度B係成為取決於殘留磁通B1的值。因此，若被施加比在B-H曲線上與殘留磁通B1相對應的磁場為更小的磁場H，產生不會成為與所施加的磁場H相對應的磁通密度B的情形。因此，在將電感形成為與施加磁通密度B後的磁場H相對應的值時，必須等待殘留磁通B1恢復至磁通密度B0為止的經過時間△T。
因此，電感L係如前所述，與在B-H曲線上以磁通密度B與磁場H而定的透磁率μ成正比，因此因在磁通密度B的變化產生延遲，在電感變化產生響應延遲。
圖15(c)係用以說明因殘留磁通所致之電感變化的響應延遲的圖。有殘留磁通B1時的殘留磁通L1係 伴隨時間經過，朝向殘留磁通消失時的電感L0改變。圖15(c)中的一點鏈線係以模式顯示該變化。其中，圖示的變化係表示時間變化的概略傾向者，並非為表示實際變化者。此外，殘留磁通B1解除而至電感L0為止所需時間△T係取決於鐵氧體鐵心的磁性特性。
因此，阻抗匹配裝置係有因可變電抗器的電感變化的響應延遲，而在阻抗匹配產生響應延遲的問題。
本發明之目的在解決前述習知之問題點，藉由減低可變電抗器的電感變化的響應延遲，來減低阻抗匹配的響應延遲。
本案發明係將高頻供給側與負荷側的阻抗進行匹配的阻抗匹配裝置，藉由可變電抗器的電感變化，改變阻抗，藉此進行阻抗匹配。
可變電抗器係具備有被捲繞在鐵心的主繞組及控制繞組。在可變電抗器的鐵心所發生的磁場係可藉由改變流至控制繞組的控制電流而使其改變。藉由發生磁場，可變電抗器的電感係產生變化，因此使流至控制繞組的控制電流的電流值改變來改變發生磁場的磁場的大小，藉此可將可變電抗器的電感控制為預定的電感，藉此進行阻抗匹配。
(i)在本案發明之阻抗匹配裝置中，藉由將施加於可變電抗器的發生磁場的大小，形成為超過調定阻 抗匹配的控制目標值與回授值的偏差所需磁場的大小，減低因在要因1中所示之電感變化的延遲特性而起的阻抗匹配的響應延遲。
本案發明係使用上述發生磁場H與電感L的響應變化的關係，加大發生磁場，藉此加快電感的響應變化，減低因電感變化的延遲特性而起的電感變化的延遲。
藉由施加控制電流I所發生的發生磁場H係以式(6)表示。
H=N．I/l...(6)
N為控制繞組的匝數、l為磁路長。
式(6)表示可變電抗器的發生磁場H的大小係以控制繞組的匝數N與控制電流的電流值I的積N．I而定。由此，藉由使控制繞組的匝數與控制電流的電流值的任一方、或控制繞組的匝數與控制電流的電流值的雙方增加，可加大可變電抗器的發生磁場，促進電感變化的響應延遲的減低。
(ii)在本案發明之阻抗匹配裝置中，藉由將可變電抗器的發生磁場形成為交流磁場，使發生磁場的振幅在正負兩極性進行振動，藉此減低因藉由在要因2中所示之鐵氧體鐵心的磁滯特性所致之殘留磁通而起的電感變化的延遲。
將發生在鐵心的發生磁場形成為交流磁場，藉此可使B-H曲線上的動作點以殘留磁通減低的方向移動。與未施加磁場時因經時變化時所致之減低相比較，藉 由交流磁場所致之殘留磁通的減低係可較為加快。因此，藉由施加交流磁場，可使至殘留磁通消失為止所需時間縮短。因該殘留磁通的消失時間的縮短，可減低可變電抗器的電感變化的響應延遲，且減低阻抗匹配的響應延遲。
本案發明之阻抗匹配裝置係形成為藉由發生磁場的磁場的大小，改變電感的大小來進行阻抗匹配的構成，具備有：可變電抗器，其係具有被捲繞在鐵心的主繞組及控制繞組，藉由因流至控制繞組的控制電流所致之發生磁場的變化，將電感形成為可變；及控制電流形成部，其係形成施加於控制繞組的控制電流。
控制電流形成部係具備有：運算部，其係將收歛至調定阻抗匹配的控制目標值與回授值的偏差份的控制調定值的偏差訊號進行運算；及控制電流發生部，其係發生具有根據作為運算部的控制量的交流訊號的正負而定的電流方向、及根據交流訊號的振幅放大而定的電流振幅的控制電流。控制電流係被施加至可變電抗器的控制繞組，使可變電抗器的電感改變，進行阻抗匹配。
其中，在此，控制調定值係藉由控制偏差的控制動作，在變動後呈穩定的控制值，本案發明之運算部的控制調定值係藉由根據差分的控制，調定偏差份而得的值。
運算部係運算控制阻抗匹配的控制目標值與回授值的偏差份的控制量。控制量的振幅係在以正負方向進行振動之後，收歛成調定阻抗匹配的控制目標值與回授 值的偏差份的控制調定值。控制電流發生部所發生的控制電流係根據控制量的振幅，電流振幅改變，且根據控制量的極性，電流方向進行切換。
在藉由運算部所為之運算中，將交流訊號的振幅放大。藉由經振幅放大的交流訊號所得之控制調定值係大於未進行放大的控制匹配值。在控制電流發生部中，藉由使用該經振幅放大的交流訊號，可加大控制電流的振幅，可減低可變電抗器的電感變化的響應延遲。
(運算部)
本案發明之運算部係可藉由第1運算電路及第2運算電路來構成，該第1運算電路係根據將阻抗匹配的控制目標值與回授值的差分放大後的偏差份，構成運算控制量的主迴路，該第2運算電路係根據由第1運算電路被輸出的控制量與控制電流的回授值的差分，構成輸出將控制量的振幅放大後的控制電流指令的小迴路。第1運算電路與第2運算電路係構成雙重迴路控制。
第1運算電路的第1形態係可由輸出藉由阻抗匹配的控制目標值與回授值的差分的比例積分控制所得之比例積分訊號作為控制量的比例積分控制電路所構成。比例積分控制電路係可藉由以輸出成為振動訊號的方式設定傳達函數的參數，將控制量形成為交流訊號。藉此，以比例積分控制電路的運算所得之比例積分訊號係一邊以正負方向進行振幅變動，一邊朝向比例積分控制的控制值漸 近而收歛。比例積分控制電路係可由運算放大器構成，此時係可藉由設定運算放大器的構成要素的值而形成為交流訊號。
此外，第1運算電路的第2形態係可由將阻抗匹配的控制目標值與回授值的差分進行積分控制，輸出積分訊號作為控制量的積分控制電路構成。
此外，第2運算電路的第1形態係可由將第1運算電路的控制量與控制電流的回授值的差分進行比例積分控制，輸出比例積分訊號作為前述控制電流指令的比例積分控制電路構成。此外，第2運算電路的第2形態係可由將第1運算電路的控制量與控制電流的回授值的差分進行積分控制而輸出積分訊號作為控制電流指令的積分控制電路所構成。
本案發明之阻抗匹配裝置的運算部係可形成為組合第1運算電路與第2運算電路的各形態的構成，可形成為：將第1運算電路形成為第1形態且將第2運算電路形成為第1形態的第1構成、將第1運算電路形成為第1形態且將第2運算電路形成為第2形態的第2構成、將第1運算電路形成為第2形態且將第2運算電路形成為第1形態的第3構成、將第1運算電路形成為第2形態且將第2運算電路形成為第2形態的第4構成的4種構成。
比例積分控制電路及積分控制電路係以輸出成為振動訊號的方式設定傳達函數的參數，藉此可將控制量形成為交流訊號。藉此，在比例積分控制電路的運算中 所得的比例積分訊號係一邊在正負方向進行振幅變動一邊朝向比例積分控制的控制值漸近且收歛，在積分控制電路的運算中所得的積分訊號係一邊在正負方向進行振幅變動一邊朝向積分控制的控制值漸近且收歛。比例積分控制電路及積分電路係可由運算放大器構成，可藉由設定運算放大器的構成要素的值而形成為交流訊號。
控制量的振幅放大係除了以第1運算電路或第2運算電路之任一方運算電路進行之外，亦可以第1運算電路與第2運算電路之雙方運算電路進行。
(控制電流發生部)
本案發明之控制電流發生部係根據由運算電路被輸出的控制量的極性，切換施加於控制繞組的控制電流的電流方向，且根據由運算電路被輸出的輸出訊號的振幅，控制施加於控制繞組的控制電流的振幅。
控制電流發生部係可由形成為4個切換元件的全電橋構成的斬波電路構成。
斬波電路係在予以全電橋構成的4個切換元件之內與正端及負端相連接的2個切換元件中，連接於其中一方端部的2個切換元件係控制施加於控制繞組的控制電流的振幅，連接於另一方端部的2個切換元件係控制施加於控制繞組的控制電流的方向。
施加於控制繞組的控制電流的振幅控制係將與正端及負端之任一方極性側相連接的2個切換元件之中 任一方切換元件的開閉動作，根據控制電流指令的振幅進行脈衝寬度控制，另一方切換元件係形成為斷開(OFF)狀態，控制電流的電流值係可藉由一方切換元件的開閉動作的負載比來進行控制。
施加於控制繞組的控制電流的電流方向的切換係藉由將與正端及負端的另一方極性側相連接的2個切換元件，根據控制量的極性交替切換而使其進行動作來進行控制。2個切換元件係接通(ON)狀態與斷開狀態彼此互補，可藉由交替切換來切換電流方向。
如以上說明所示，根據本案發明，藉由減低可變電抗器的電感變化的響應延遲，可減低阻抗匹配的響應延遲。
1‧‧‧控制電流形成部
2‧‧‧運算部
2A‧‧‧運算部
2B‧‧‧運算部
2a‧‧‧第1運算電路
2b‧‧‧第2運算電路
2c‧‧‧加算電路
2d‧‧‧交流訊號發生電路
3‧‧‧控制電流發生部
3A‧‧‧控制電流發生部
3B‧‧‧控制電流發生部
3a‧‧‧降壓斬波電路
3b‧‧‧比較電路
3c‧‧‧三角波訊號發生電路
3d‧‧‧比較電路
4‧‧‧可變電抗器
4A‧‧‧可變電抗器
4B‧‧‧可變電抗器
4a‧‧‧控制繞組
5‧‧‧感測器
10‧‧‧阻抗匹配裝置
20‧‧‧高頻電源
30‧‧‧負荷
101‧‧‧阻抗控制電路
102‧‧‧可變電抗器
102A‧‧‧可變電抗器
102B‧‧‧可變電抗器
102a‧‧‧控制繞組
102b‧‧‧主要繞組
102b1‧‧‧主要繞組
102b2‧‧‧主要繞組
102c‧‧‧鐵氧體鐵心
B‧‧‧磁通密度
B0‧‧‧磁通密度
B1‧‧‧殘留磁通
H‧‧‧發生磁場
Icom‧‧‧控制電流指令
Icon‧‧‧控制電流
Idc‧‧‧控制電流
IREF∞‧‧‧控制調定值
IREF‧‧‧控制量
IZREF‧‧‧電感控制目標值
I REF‧‧‧控制量
L‧‧‧電感
L0‧‧‧電感
L1‧‧‧電感
N‧‧‧匝數
Q1-Q4‧‧‧切換元件
ZFB‧‧‧阻抗回授值
ZREF‧‧‧阻抗控制目標值
FB‧‧‧相位回授值
REF‧‧‧相位控制目標值
圖1係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的概略構成的圖。
圖2係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的作用的圖。
圖3係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的作用的圖。
圖4係用以說明本案發明之控制電流形成部的構成例 的圖。
圖5係用以說明本案發明之運算部的構成例的圖。
圖6係用以說明本案發明之控制電流發生部的斬波電路的構成及動作的圖。
圖7係用以說明本案發明之控制電流發生部的斬波電路的構成及動作的圖。
圖8係用以說明本案發明之控制電流之一例的圖。
圖9係用以說明本案發明之第1運算電路的實施值的圖。
圖10係用以說明藉由本案發明之阻抗匹配裝置所為之阻抗匹配之一例的圖。
圖11係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的可變電抗器的構成的圖。
圖12係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的可變電抗器的構成的圖。
圖13係用以說明本案發明之可變電抗器的配置的圖。
圖14係用以說明習知之電子式阻抗匹配裝置所使用的可變電抗器的構成例的圖。
圖15係用以說明在可變電抗器的電感變化發生響應延遲的要因1及要因2的圖。
使用圖1~圖13，說明本案發明之阻抗匹配 裝置。
以下使用圖1，說明本案發明之阻抗匹配裝置的概略構成，使用圖2-3，說明本案發明之作用，使用圖4，說明本案發明之控制電流形成部的構成例，使用圖5，說明本案發明之運算部的構成例，使用圖6-7，說明本案發明之控制電流發生部的斬波電路的構成及動作，使用圖8，說明控制電流之一例，使用圖9，說明本案發明之第1運算電路的實施值，使用圖10，說明藉由本案發明之阻抗匹配裝置所為之阻抗匹配之一例。圖11-12係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的可變電抗器的構成的圖，圖13係用以說明本案發明之可變電抗器的配置的圖。
(本案發明之阻抗匹配裝置的構成)
圖1係用以說明本案發明之阻抗匹配裝置的概略構成的圖。圖1的構成係顯示在高頻電源20與負荷30之間連接阻抗匹配裝置10的構成例。其中，以下使用高頻電源作為高頻供給部來進行說明。
阻抗匹配裝置10係例如對負荷30側的阻抗變化，以由輸入側觀看阻抗匹配裝置10時的阻抗與高頻電源20的阻抗進行匹配的方式進行阻抗匹配。若阻抗為不匹配，發生由阻抗匹配裝置10返回至高頻電源20的反射電力，對負荷30的電力的供給效率會降低。藉由將高頻電源20與負荷30之間的阻抗進行匹配，反射電力會減低，藉此由高頻電源20對負荷30的電力供給效率會提 升。
例如，若負荷如半導體製造裝置或液晶面板製造裝置般為電漿負荷時，除了電漿著火時之外，阻抗會因裝置構造或設置狀態、因被施加於負荷的高頻電力而在內部發生的溫度上升等物理變化、在負荷裝置內所發生的氣體等的化學變化等而變動。
如上所示，若負荷側的阻抗發生變動，在高頻電源與負荷之間，在阻抗發生不匹配，由高頻電源被供給的高頻電力的一部分在負荷被反射而返回至高頻電源側，發生被供給至負荷的電力降低的問題。
本案的阻抗匹配裝置10係使用可變電抗器4，構成連接高頻電源20與負荷30的結合電路，且使可變電抗器4的電感改變，藉此使阻抗改變，將高頻電源20的阻抗與負荷30阻抗進行匹配。
圖1係顯示使用將可變電抗器4A與可變電抗器4B進行串並聯連接的結合電路的阻抗匹配裝置之例。其中，可變電抗器的配置並非侷限於圖1所示之配置例，亦可形成為之後說明之圖13所示之配置。
可變電抗器4A、4B係如圖14所示，藉由流通控制電流的控制繞組、及流通高頻電流的主繞組(主要繞組)所構成，使藉由流至控制繞組的控制電流所發生的磁場改變，將電感形成為可變。在圖1中，經串聯連接的可變電抗器4A係將電感形成為可變，藉此將相位形成為可變，經並聯連接的可變電抗器4B係藉由將電感形成 為可變而將阻抗Z形成為可變。其中，在此阻抗Z係表示阻抗的絕對值。
阻抗匹配裝置10係具備有：形成施加於可變電抗器4A、4B的控制繞組的控制電流的控制電流形成部1。控制電流形成部1係具備有：運算部2、及控制電流發生部3。
運算部2係輸入阻抗匹配的控制目標值與回授值，根據將控制目標值與回授值的差分放大後的偏差份，運算將偏差份進行調定的控制量。運算部2的控制量係一邊振幅在正負兩極進行振動，一邊收斂至調定將阻抗匹配的控制目標值與回授值的差分放大後的偏差份的控制調定值的交流訊號。在此，回授值係表示阻抗的匹配狀態的值，可使用由輸入側觀看阻抗匹配裝置時的阻抗的絕對值或相位的檢測資料作為回授值，例如可藉由電壓駐波比(VSWR)來表示。在圖1中，運算部2係由未圖示的控制裝置輸入控制目標值，且輸入在VSWR(Voltage Standing Wave Ratio，電壓駐波比)感測器5所檢測到的電壓駐波比作為回授值。
控制電流發生部3係根據在運算部2中運算所得的控制量，發生施加於可變電抗器4A、4B的控制繞組的控制電流。控制電流的電流方向係按照控制量的正負極性予以切換，控制電流的電流振幅係根據控制量的振幅予以振幅放大。
運算部2及控制電流發生部3係分別具備 有：形成可變電抗器4A的控制電流的控制系、及形成可變電抗器4B的控制電流的控制系的2個控制系統。
形成圖1中所示之可變電抗器4A的控制電流的控制系係控制有關阻抗匹配的相位的控制系，具備有：第1運算部2A、及第1控制電流發生部3A。第1運算部2A係輸入相位控制目標值 REF，作為第1控制目標值，且輸入在VSWR感測器5所檢測到的相位回授值 FB。其中，在此係以相位控制目標值 REF表示相位控制目標值，以相位回授值 FB表示相位回授值。
此外，形成圖1中所示之可變電抗器4B的控制電流的控制系係控制阻抗的絕對值的控制系，具備有：第2運算部2B、及第2控制電流發生部3B。第2運算部2B係輸入阻抗的絕對值的控制目標值ZREF，作為第2控制目標值，輸入在VSWR感測器5所檢測到的阻抗的絕對值的回授值ZFB。其中，在此係以阻抗控制目標值ZREF表示阻抗的絕對值的控制目標值，以阻抗回授值ZFB表示阻抗的絕對值的回授值。
阻抗匹配裝置10係根據以VSWR感測器5檢測出高頻電源20與負荷30之間的阻抗的匹配狀態的電壓駐波比，求出相位回授值 FB、及阻抗的回授值ZFB，且將該等回授值連同控制目標值一起輸入至運算部2來運算控制量IREF，控制電流發生部3係根據控制量IREF，發生施加於可變電抗器4的控制繞組的控制電流。可變電抗器4係根據控制電流來改變電感，藉此改變阻抗來進行 阻抗匹配。
第1運算部2A係由相位控制目標值 REF及相位回授值 FB，來運算相位的控制量I REF。第1控制電流發生部3A係根據相位控制量I REF，發生施加於可變電抗器4A的控制繞組的控制電流。可變電抗器4A係藉由根據控制電流的電感的變化，來調整相位。
第2運算部2B係由阻抗的控制目標值ZREF與阻抗的回授值ZFB，運算控制量IREF。第2控制電流發生部3B係根據控制量IREF，發生施加於可變電抗器4B的控制繞組的控制電流。可變電抗器4B係藉由根據控制電流的電感的變化，調整阻抗的絕對值。
本案發明之阻抗匹配裝置係藉由將在運算部2所生成的控制量形成為交流訊號，減低因可變電抗器的延遲特性所產生的電感變化的響應延遲，藉由將在控制電流發生部3所發生的控制電流的振幅，放大成超過在控制系被求出的控制值的振幅的大小，來減低因可變電抗器的殘留磁通所產生的電感變化的響應延遲。
(本案發明之阻抗匹配裝置的作用)
接著，使用圖2、3，說明在本案發明之阻抗匹配裝置中，減低可變電抗器的電感變化的響應延遲的作用。圖2係用以說明響應延遲時間的減低的圖，圖3係用以說明藉由本案發明之控制量所致之電感變化的響應延遲時間的減低作用的圖。
．因延遲特性而起的響應延遲時間的減低作用：
圖2(a)係用以說明控制繞組的控制電流及發生磁場、與電感變化的響應時間的關係的概略圖。
可變電抗器的電感L、發生磁場H、透磁率μ、及控制繞組的控制電流I之間係以前述式(1)、(2)的關係表示，處於電感L與透磁率μ作正比，透磁率μ與磁場H成反比，電感L與磁場H及控制電流I成反比的關係。
此外，電感L係如式(3)所示，可視為具有一次延遲時間常數τ的延遲特性，因此愈加大控制電流，電感L∞的值愈小，至達至預定電感值為止所需之響應時間愈短。其中，電感L∞係表示在施加控制電流之後，經過充分時間後之調定時的電感值。
圖2(a)係顯示調定時之電感L∞與電感變化的響應時間t的關係。調定時的電感L∞係發生磁場H愈大則愈小。調定時的電感L∞2係表示發生磁場H大於調定時的電感L∞1的情形。
在該電感變化中，若將達到以虛線所示之預定電感L的大小的時間相比較，調定時的電感為L∞1時的時間為t1，相對於此，調定時的電感為L∞2(<L∞1)係比時間t1為更短的時間t2(<t1)。
因此，愈加大可變電抗器的發生磁場H，愈可縮短電感變化的響應時間。其中，發生磁場H係在控制 電流I及控制繞組的匝數N之間係處於以式(6)所表示的比例關係，因此藉由加大控制電流I及/或匝數N，可縮短電感變化的響應時間。
．因殘留磁通而起的響應延遲時間的減低作用：
圖2(b)、(c)係用以說明殘留磁通的減低的概略圖。
可變電抗器所使用的鐵氧體鐵心係具有非線形的磁滯特性，磁場消失之後會殘留殘留磁通。圖2(b)係顯示磁滯特性，圖2(c)係顯示殘留磁通減低的狀態。
在圖2(b)所示之磁滯特性中，L1係表示藉由B-H曲線上的殘留磁通所致之電感。殘留磁通係伴隨時間的經過，朝向磁通密度B成為0的方向(圖中的符號2)逐漸減低，電感係由L1變化成電感L0。其中，L0係表示殘留磁通已消去之時的電感。圖2(c)中的一點鏈線(圖中的符號2)係表示殘留磁通因時間經過而減低的狀態。
另一方面，若對鐵氧體鐵心施加負方向的磁場，殘留磁通係沿著B-H曲線，以磁通密度B成為0的方向(圖中的符號1)改變，在解除磁場之後，磁通密度B及磁場H均變化至0的移動點，成為以B-H曲線所設定的電感L0。圖2(c)中的實線(圖中的符號1)係表示因負方向的磁場所致之殘留磁通的減低狀態。
若將至預定電感(圖2(c)中以細虛線所示之電感)的時間相比較，若未施加磁場，成為預定電感所需之經過時間為t1，相對於此，若施加負方向的磁場，成為預定電感所需之經過時間為t2(<t1)。
因此，藉由施加可變電抗器的負方向的磁場，可縮短電感變化的響應時間。其中，在此係施加負方向的磁場，但是依殘留磁通的動作點所存在之B-H曲線上的位置，係藉由正方向磁場的施加來減低殘留磁通，且縮短電感變化的響應時間。
(因交流磁場所致之響應延遲時間的減低)
本案發明之阻抗匹配裝置係施加交流磁場，並且將該交流磁場的大小，形成為超過控制阻抗匹配裝置的輸入側的阻抗目標值與阻抗檢測值的偏差的發生磁場的大小。使用該交流磁場，使電感改變，藉此進行因上述延遲特性而起的響應延遲時間的減低、及因殘留磁通而起的響應延遲時間的減低。
圖3係用以說明藉由交流磁場所為之響應延遲時間的減低的圖。圖3(a)係顯示控制量IREF的訊號的概略。如前所述，控制量IREF係控制阻抗匹配裝置的輸入側的阻抗目標值與阻抗檢測值的偏差的控制量。本案發明之阻抗匹配裝置所使用的控制量IREF係一邊振幅以正負振動，一邊收歛至控制阻抗匹配裝置的輸入側的阻抗目標值與阻抗檢測值的偏差的控制調定值IREF∞的交流訊 號。
在圖3(a)中，控制量IREF係一邊在正負兩極間振動，一邊收歛至控制調定值IREF∞。圖中圓圈數字所示之1至4係表示交流訊號的峰值，5係表示控制調定值IREF∞。其中，該交流訊號的波形為一例，並非為侷限於該波形者。
．因延遲特性而起的響應延遲時間的減低：
圖3(b)係顯示施加控制電流Icon後的電感變化狀態。控制電流Icon係施加於可變電抗器的控制繞組的電流，根據控制量IREF而得。其中，在圖3(b)中，在控制電流Icon以圓圈數字所示之1~5係與圖3(a)的控制量的圓圈數字相對應。
控制電流Icon係與控制量IREF同樣地為交流，振幅係一邊在正負兩極間振動，一邊收歛至對應控制調定值IREF∞的電流值的交流電流。
可變電抗器的電感L係藉由被施加以控制電流Icon的圓圈數字的1所示之電流值，朝向以該電流值被調定的電感L∞2改變。該調定時的電感L∞2係小於對應未被訊號放大而求出的控制量IREF而以控制電流予以調定的電感L∞1。藉此，與以圖2(a)所示之電感變化同樣地，電感變化的響應時間係被縮短。
(本案發明之控制電流形成部)
使用圖4、5，說明本案發明之控制電流形成部的構成例。
本案發明之控制電流形成部1係具備有：運算部2、及控制電流發生部3，運算部2係運算控制量IREF及控制電流指令Icom，控制電流發生部3係根據運算部2的運算結果而發生控制電流Icon，且施加於可變電抗器4的控制繞組4a。可變電抗器4係藉由控制電流Icon使控制繞組4a的電感改變，藉此進行阻抗匹配。
運算部2係藉由第1運算電路2a與第2運算電路2b的串聯連接所構成，在本案發明之電感變化的響應時間縮短的作用中，藉由第1運算電路2a來減低因可變電抗器的殘留磁通而起的響應延遲時間、及因可變電抗器的電感的延遲特性而起的響應延遲時間。
第1運算電路2a係輸入：作為阻抗匹配的控制目標的控制目標值、及由阻抗的匹配對象所檢測到的回授訊號，運算調定控制目標值與回授訊號的偏差份來消除差分的控制量IREF。第1運算電路2a進行運算的控制量IREF係一邊振幅在正負兩極間振動，一邊朝作為運算之調定值的調定控制值IREF∞漸近而收歛的交流訊號。
第2運算電路2b係輸入作為第1運算電路2a的輸出訊號的控制量IREF、及控制電流回授訊號IFB，運算該等輸入訊號的差分，輸出調定差分的訊號作為控制電流指令Icom。第2運算電路2b係構成小迴路，第1運算電路2a係構成阻抗匹配的主迴路。小迴路的響應速度係 比主迴路的響應速度更為高速，例如以6倍左右的高速響應。藉由該小迴路與主迴路之雙重迴路控制，一邊反覆在小迴路中將控制電流指令Icom控制成對應控制量IREF的輸出的運算處理，一邊進行在主迴路中回授值(ZFE、)控制成對應阻抗匹配的控制目標值(ZREF、IREF)的值的運算處理。
運算部2係輸出經放大的交流訊號。交流訊號的放大係除了在第2運算電路2b進行之外，亦可在第1運算電路2a、或第1運算電路2a與第2運算電路2b的二運算電路進行。
在藉由控制電流發生部3所致之控制電流Icon的發生中，控制電流Icon的振幅係根據來自運算部2的控制電流指令Icom予以控制。控制電流指令Icom係在運算部2中被放大，因此根據控制電流指令Icom所形成的控制電流Icon係有超過定態電流的額定值的情形，但是本案發明之運算部所輸出的控制量IREF及控制電流指令Icom為交流訊號，在不至於破壞元件的短時間內，振幅係朝向調定控制量漸近，因此可避免因過剩的定態電流所致之元件破壞。
在避免因瞬時電流所致之元件破壞時，可藉由在第1運算電路2a的控制量IREF的放大率或振幅、第2運算電路2b的控制電流指令Icom的放大率或振幅設定上限來對應。
藉由第1運算電路2a所為之主迴路的控制係 除了藉由比例積分控制(PI控制)來進行之外，亦可藉由積分控制(I控制)來進行。此外，關於藉由第2運算電路2b所為之小迴路的控制，亦可以比例積分控制(PI控制)或積分控制(I控制)進行，第1運算電路2a及第2運算電路2b係可分別形成為由比例積分控制與積分控制的組合所成之4種構成。
使用圖5，針對主迴路及小迴路的第1構成例~第4構成例，進行控制。
第1構成例：
圖5(a)所示之第1構成例係顯示以比例積分控制(PI控制)進行第1運算電路2a的主迴路，以比例積分控制(PI控制)進行第2運算電路2b的小迴路之例。
以比例積分控制電路(PI控制電路)構成第1運算電路2a，將運算元件的值設定為輸出的振幅進行振動且使振幅放大的值。在該構成例中，藉由進行比例積分控制(PI控制)，進行控制量的放大與交流訊號化。
第2運算電路2b的小迴路係藉由比例積分控制(PI控制)進行訊號放大，輸出第1運算電路2a的控制量IREF作為控制電流指令Icom。
第2構成例：
圖5(b)所示之第2構成例係顯示以比例積分控制(PI控制)進行第1運算電路2a的主迴路，且以積分控 制(I控制)進行第2運算電路2b的小迴路之例。
以比例積分控制電路(PI控制電路)構成第1運算電路2a，將運算元件的值設定為輸出的振幅進行振動且使振幅放大的值。在該構成例中，藉由進行比例積分控制(PI控制)，來進行控制量的放大與交流訊號化。
第2運算電路2b的小迴路係藉由積分控制(I控制)進行訊號放大，輸出第1運算電路2a的控制量IREF作為控制電流指令Icom。
第3構成例：
圖5(c)所示之第3構成例係顯示以積分控制(I控制)進行第1運算電路2a的主迴路，以比例積分控制(PI控制)進行第2運算電路2b的小迴路之例。
以積分控制電路(I控制電路)構成第1運算電路2a，將運算元件的值設定為輸出的振幅進行振動且使振幅放大的值。在該構成例中，藉由進行積分控制(I控制)來進行控制量的放大與交流訊號化。
第2運算電路2b的小迴路係藉由比例積分控制(PI控制)進行訊號放大，輸出第1運算電路2a的控制量IREF作為控制電流指令Icom。
第4構成例：
圖5(d)所示之第3構成例係顯示以積分控制(I控制)進行第1運算電路2a的主迴路，以積分控制(I控 制)進行第2運算電路2b的小迴路之例。
以積分控制電路(I控制電路)構成第1運算電路2a，將運算元件的值設定為輸出的振幅進行振動且使振幅放大的值。在該構成例中，藉由進行積分控制(I控制)，進行控制量的放大與交流訊號化。
第2運算電路2b的小迴路係藉由積分控制(I控制)進行訊號放大，輸出第1運算電路2a的控制量IREF作為控制電流指令Icom。
(本案發明之控制電流發生部)
控制電流發生部3係具備有：降壓斬波電路3a、比較電路3b、三角波訊號發生電路3c、及比較電路3d。
比較電路3b係輸入運算部2的控制電流指令Icom作為閘極訊號，與在三角波訊號發生電路3c所發生的三角波相比較而輸出負載脈衝訊號。降壓斬波電路3a係以負載脈衝訊號使直流電壓作開閉，藉此形成控制電流。降壓斬波電路3a係可形成為例如將4個切換元件形成為全電橋構成的電路。
降壓斬波電路3a係根據控制量IREF的正負極性，切換控制電流Icon的電流方向，且切換流至可變電抗器4的控制繞組4a的控制電流Icon的方向。比較電路3d係輸出控制量IREF的正負符號訊號的電路，例如可形成為將控制量IREF與接地電壓進行比較的電路構成。降壓斬波電路3a係根據比較電路3d的輸出，來切換控制 電流Icon的電流方向。形成符合訊號的構成並非為侷限於比較電路3d者，而且亦可形成為設在運算部2側的構成。
(降壓斬波電路的動作例)
使用圖6~8，說明降壓斬波電路3a的動作例。圖6係顯示將降壓斬波電路3a，以全電橋構成4個切換元件時的動作例，圖7係顯示驅動切換元件的輸入訊號例，圖8係顯示用以避免降壓斬波電路的短絡的控制電流的死帶。
圖6(a)係降壓斬波電路3a的構成例，將4個切換元件Q1~Q4形成為全電橋構成。切換元件Q1、Q3的各一端係連接於直流電源的正端子側，切換元件Q2、Q4的各一端係連接於直流電源的負端子側，切換元件Q1的另一端與切換元件Q2的另一端係相連接，切換元件Q3的另一端與切換元件Q4的另一端係相連接。此外，在切換元件Q1的另一端與切換元件Q4的另一端之間連接控制繞組4a。
在圖6(a)中，在切換元件Q1的另一端與控制繞組4a的一端之間、及切換元件Q4的另一端與控制繞組4a的另一端之間連接電感L1及電感L2，構成定電流控制的降壓斬波電路，但是電感並非侷限於連接於控制繞組4a的兩端的構成，亦可形成為連接於任一方端部的構成，亦可藉由利用控制繞組4a自身所具備的電感而省 略電感的連接。此外，亦可藉由在控制繞組4a並聯連接電容器，來形成為定電壓控制的降壓斬波電路3a。
圖6(b)、(c)係顯示在降壓斬波電路3a中對控制繞組4a輸出正的直流電流的動作，圖6(c)係顯示將藉由圖6(b)的直流電流所發生的殘留磁通進行偏置(offset)的動作。此外，圖6(d)、(e)係顯示在降壓斬波電路3a中對控制繞組4a輸出負的直流電流的動作，圖6(e)係顯示將藉由圖6(d)的直流電流所發生的殘留磁通進行偏置的動作。其中，在此係將在圖示之控制繞組4a中流至下方的電流設為正方向，流至上方的電流設為負方向。
其中，在該動作例中，藉由降壓斬波電路3a的下臂側的切換元件Q2、Q4的接通/斷開狀態的切換，切換控制電流的電流方向，藉由將降壓斬波電路3a的上臂側的切換元件Q1、Q3進行脈衝寬度控制，來控制控制電流的電流量，但是亦可藉由降壓斬波電路3a的上臂側的切換元件Q1、Q3的接通/斷開狀態的切換，切換控制電流的電流方向，且藉由將降壓斬波電路3a的下臂側的切換元件Q2、Q4進行脈衝寬度控制，來控制控制電流的電流量。
(正方向電流)
圖6(b)係顯示對控制繞組4a輸出正方向的電流的狀態。將全電橋的上側的切換元件Q1藉由控制電流指令 Icom進行脈衝寬度控制，將切換元件Q3形成為斷開狀態。另一方面，將全電橋的下側的切換元件Q2形成為斷開狀態，將切換元件Q4形成為接通狀態。藉由該切換元件的動作，由直流電源係以圖中標註箭號的實線所示方向流通直流電流Idc，在控制繞組4a係流通在圖中為下方方向的直流電流Idc。
(正方向電流時的偏置動作)
即使在圖6(b)的動作之後將直流電流Idc形成為零電流，在可變電抗器的鐵心係殘留殘留磁通，因此藉由偏置動作來消除該殘留磁通。
控制量的交流訊號與由正側切換至負側同步，進行切換切換元件的動作來消除殘留磁通的偏置動作。
在偏置動作中，如圖6(c)所示，切換全電橋的下側的切換元件Q2、Q4的接通/斷開狀態，將切換元件Q2形成為接通狀態，將切換元件Q4形成為斷開狀態而使直流電流Idc的方向反轉，並且藉由控制電流指令Icom，對全電橋的上側的切換元件Q3進行脈衝寬度控制，將切換元件Q1形成為斷開狀態。
藉由該切換元件的動作，流至控制繞組4a的直流電流Idc的電流方向反轉，由直流電源係以圖中標註箭號的實線所示方向流通直流電流Idc，在控制繞組4a係流通在圖中為上方方向的直流電流Idc，將殘留磁通進行 偏置。
(負方向電流)
以負方向流通直流電流的動作、及之後的偏置動作係相當於替換前述正方向電流的動作的動作。
圖6(d)係顯示對控制繞組4a輸出負方向的電流的狀態。藉由控制電流指令Icom，將全電橋的上側的切換元件Q3進行脈衝寬度控制，將切換元件Q1形成為斷開狀態。另一方面，將全電橋的下側的切換元件Q2形成為接通狀態，將切換元件Q4形成為斷開狀態。藉由該切換元件的動作，由直流電源係以圖中標註箭號的實線所示方向流通直流電流Idc，在控制繞組4a係流通在圖中為上方方向的直流電流Idc。
(負方向電流時的偏置動作)
即使在圖6(e)的動作之後將直流電流Idc形成為零電流，亦在可變電抗器的鐵心殘留殘留磁通。此時發生的殘留磁通係成為與正方向電流時的殘留磁通為相反方向。藉由偏置動作來消除該殘留磁通。
控制量的交流訊號與由負側切換至正側同步，進行切換切換元件的動作而消除殘留磁通的偏置動作。
在偏置動作中，如圖6(e)所示，切換全電橋的下側的切換元件Q2、Q4的接通/斷開狀態，將切換元 件Q2形成為斷開狀態，將切換元件Q4形成為接通狀態而使直流電流Idc的方向反轉，並且藉由控制電流指令Icom，將全電橋的上側的切換元件Q1進行脈衝寬度控制，將切換元件Q3形成為斷開狀態。
藉由該切換元件的動作，流至控制繞組4a的直流電流Idc的電流方向反轉，由直流電源係以圖中標註箭號的實線所示方向流通直流電流Idc，在控制繞組4a係流通在圖中為下方方向的直流電流Idc，將殘留磁通進行偏置。
圖7係顯示切換元件Q2、Q4的輸入訊號與控制量的正負的關係。圖7(a)係顯示控制量IREF之一例，圖7(b)係顯示切換元件Q4的輸入訊號，圖(c)係顯示切換元件Q2的輸入訊號。
當控制量IREF為正時，將切換元件Q4的輸入訊號形成為接通，將切換元件Q2的輸入訊號形成為斷開。藉由該輸入訊號，對控制繞組輸出正方向的電流。
相對於此，當控制量IREF為負時，將切換元件Q4的輸入訊號形成為斷開，將切換元件Q2的輸入訊號形成為接通。藉由該輸入訊號，對控制繞組輸出負方向的電流。
在上述電流中，控制量IREF的正負反轉後被輸出的控制電流係形成為將因反轉前的控制電流所發生的殘留磁通進行偏置的電流來進行動作。
接著，說明降壓斬波電路的短絡。
在降壓斬波電路3a的切換元件的動作中，當切換控制電流的電流方向時，若發生切換元件的輸入訊號的抖動等，在對直流電源作串聯連接的切換元件Q1與切換元件Q2、及切換元件Q3與切換元件Q4間，兩切換元件有均成為接通狀態之虞，若在如上所示之情形下作串聯連接的切換元件間會短路，有發生元件破壞之虞。
為避免如上所示之切換元件間的短路，在控制量IREF以正負進行切換之包含零的範圍內，設置將全部切換元件設定為斷開狀態的死帶。
在圖8中係顯示控制量IREF設置將-1A與0A之間的控制電流Idc設為0A的死帶之例。
藉由設置該死帶，可避開切換元件Q1與切換元件Q2、及切換元件Q3與切換元件Q4同時成為接通狀態的情形。其中，死帶的設定處並非侷限於圖8所示之範圍，可以包含控制量IREF成為零之點的預定寬幅進行設定。
(本案發明之阻抗匹配裝置的測定例)
接著，說明本案發明之阻抗匹配裝置的測定例。
．電感變化的響應時間
圖9係顯示電感變化的響應時間的測定例的比較。在此係顯示對匝數為16匝的控制繞組，使控制電流由0A至-10A作步級變化時的電感值的響應變化作為例1，顯示對匝數為32匝的控制繞組，使控制電流由0A至-20A作步 級變化時的電感值的響應變化作為例2。
如式(6)所示，發生磁場H係與控制電流的大小I與控制繞組的匝數N的積成正比，因此與例1的發生磁場相比較，例2的發生磁場成為4倍。
圖9係針對初期的電感由500〔nH〕變化成電感為342〔nH〕的情形，比較例1之電感變化及例2之電感變化。藉由該比較，顯示藉由例1的發生磁場，至電感為342〔nH〕為止，時間為18msec，相對於此，藉由例2的發生磁場，至電感為342〔nH〕為止，時間為3msec，響應時間被縮短至1/6。
．行進波電力及反射波電力的控制響應
圖10係顯示負荷急變時的阻抗匹配裝置中的行進波電力與反射波電力的控制響應的測定例。在此以測定條件而言，當形成為：
負荷A：1.9+j24〔Ω〕
負荷B：3.0+j30〔Ω〕
時，比較：
測定例1(圖10(a))：控制電流範圍：0~+10A、匝數：16匝
測定例2(圖10(b))：控制電流範圍：0~±20A、匝數：32匝
測定例2的發生磁場係在正側成為測定例1的發生磁場的4倍。
在圖10(a)所示之測定例1中，反射波電力進行收歛，需要12ms，相對於此，在圖10(b)所示之測定例2中，顯示反射波電力係在1ms收歛，藉由加大發生磁場，可變電抗器的電感變化響應時間被縮短而可高速進行阻抗匹配。
(本案發明之可變電抗器的構成例)
使用圖11、12，說明在本案發明之阻抗匹配裝置所使用的可變電抗器的構成中，將可變電抗器所發生的高頻成分去除的構成例。
圖11(a)所示之可變電抗器係設置將在可變電抗器的控制電流發生部側被誘起的高頻數成分去除的低通濾波器的構成。
圖11(b)所示之可變電抗器係為了去除在可變電抗器的控制電流發生部側被誘起的高頻成分，串聯連接將主要繞組與控制繞組的捲繞方向形成為相反方向的一對可變電抗器來抵消高頻成分的構成。
圖11(c)所示之可變電抗器係將一對可變電抗器作並聯連接，將高頻成分抵消的構成。
圖12(a)~圖12(c)所示之可變電抗器係具有2個環形鐵心，在各環形鐵心捲繞主要繞組，在一捲內貫穿兩環形鐵心的控制繞組的方式進行捲繞，將二個主要繞組等效地作串聯連接的構成，將藉由在各主要繞組流通高頻電流而在控制繞組被誘起的高頻成分，按控制繞組 的每1匝進行抵消而去除的構成。
圖1及圖11、12係顯示將可變電抗器作串並聯連接的構成例，但是在圖13(a)~(i)所示之阻抗匹配裝置的構成中，可將本案發明之可變電抗器適應在可變電感。
其中，上述實施形態及變形例中的記述為本發明之阻抗匹配裝置之一例，本發明並非為限定於各實施形態者，可根據本發明之要旨作各種變形，並非為將該等由本發明之範圍排除者。
〔產業上可利用性〕
本發明之阻抗匹配裝置係可在半導體或液晶面板等之製造裝置、真空蒸鍍裝置、加熱．熔融裝置等使用高頻的裝置中適用在阻抗匹配。
1‧‧‧控制電流形成部
2‧‧‧運算部
2A‧‧‧運算部
2B‧‧‧運算部
3‧‧‧控制電流發生部
3A‧‧‧控制電流發生部
3B‧‧‧控制電流發生部
4A‧‧‧可變電抗器
4B‧‧‧可變電抗器
5‧‧‧感測器
10‧‧‧阻抗匹配裝置
20‧‧‧高頻電源
30‧‧‧負荷

Claims (7)

  1. 一種阻抗匹配裝置，其係將高頻供給側的阻抗與負荷側的阻抗進行匹配的阻抗匹配裝置，其特徵為：具備有：可變電抗器，其係具有被捲繞在鐵心的主繞組及控制繞組，藉由流至前述控制繞組的控制電流所發生的發生磁場的變化，將電感形成為可變，前述發生磁場係具有超過調定阻抗匹配的控制目標值與回授值的偏差所需磁場的大小的交流磁場。
  2. 如申請專利範圍第1項之阻抗匹配裝置，其中，為將高頻供給側的阻抗與負荷側的阻抗進行匹配的阻抗匹配裝置，具備有：可變電抗器，其係具有被捲繞在鐵心的主繞組及控制繞組，藉由流至前述控制繞組的控制電流所致的發生磁場的變化，將電感形成為可變；及控制電流形成部，其係形成施加於前述控制繞組的控制電流，前述控制電流形成部係具備有：運算部，其係將收歛至調定阻抗匹配的控制目標值與回授值的偏差份的控制調定值的偏差訊號進行運算；及控制電流發生部，其係發生具有根據作為前述運算部的控制量的交流訊號的正負而定的電流方向、及根據前述交流訊號的振幅放大而定的電流振幅的控制電流，藉由因前述控制電流所致之可變電抗器的電感變化， 將阻抗進行匹配。
  3. 如申請專利範圍第2項之阻抗匹配裝置，其中，前述運算部係藉由第1運算電路及第2運算電路，構成雙重迴路控制，該第1運算電路係根據阻抗匹配的控制目標值與阻抗匹配的回授值的差分，構成主迴路，且藉由該主迴路，運算控制量，該第2運算電路係根據前述第1運算電路的控制量與前述控制電流的回授值的差分，構成小迴路，且藉由該小迴路，運算前述控制量的振幅作為控制電流指令，前述控制電流發生部係根據前述控制量的正負，切換控制電流的電流方向，根據前述控制電流指令，發生設定有控制電流的振幅的控制電流。
  4. 如申請專利範圍第3項之阻抗匹配裝置，其中，前述第1運算電路係具備有：將阻抗匹配的前述控制目標值與回授值的差分進行比例積分控制，輸出比例積分訊號作為前述控制量的比例積分控制電路、或將阻抗匹配的前述控制目標值與回授值的差分進行積分控制，輸出積分訊號作為前述控制量的積分控制電路的任何控制電路，前述第2運算電路係具備有：將前述第1運算電路的控制量與前述控制電流的回授值的差分進行比例積分控制，輸出比例積分訊號作為前述 控制電流指令的比例積分控制電路、或將前述第1運算電路的控制量與前述控制電流的回授值的差分進行積分控制，輸出積分訊號作為前述控制電流指令的積分控制電路的任何控制電路。
  5. 如申請專利範圍第4項之阻抗匹配裝置，其中，前述交流訊號係振幅漸近調定後的控制電流指令的訊號。
  6. 如申請專利範圍第2項至第5項中任一項之阻抗匹配裝置，其中，前述控制電流發生部係具備有：形成為4個切換元件之全電橋構成的斬波電路，將施加於前述控制繞組的控制電流的振幅，將與正端及負端的一方極性側相連接的2個切換元件的任一方切換元件的開閉動作，根據前述控制電流指令的振幅進行脈衝寬度控制，藉由根據與另一方極性側相連接的2個切換元件的前述控制量的極性的切換動作，控制施加於前述控制繞組的控制電流的電流方向的切換。
  7. 如申請專利範圍第1項之阻抗匹配裝置，其中，前述發生磁場的大小係以前述控制繞組的匝數與控制電流的電流值的積而定。
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