JPH0640288B2 - 自動整合回路網の同調方法及び制御システム - Google Patents

自動整合回路網の同調方法及び制御システム

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JPH0640288B2
JPH0640288B2 JP2207958A JP20795890A JPH0640288B2 JP H0640288 B2 JPH0640288 B2 JP H0640288B2 JP 2207958 A JP2207958 A JP 2207958A JP 20795890 A JP20795890 A JP 20795890A JP H0640288 B2 JPH0640288 B2 JP H0640288B2
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    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H01J37/32183—Matching circuits
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
    • G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
    • G01R33/3628—Tuning/matching of the transmit/receive coil
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、第１の電気回路（『ソース』と称する）と第
２の電気回路（『負荷』と称する）との間の電力伝達を
最大にするために整合回路網を使って該第１電気回路を
該第２電気回路に接続することに関する。
（従来技術とその問題点） ソースのインピーダンスが負荷の入力インピーダンスの
複素共役である時に、ソースから負荷へ最大電力が伝達
される。殆どの場合に、ソースの出力インピーダンスは
当然に負荷の入力インピーダンスの複素共役に等しくな
い；従って、電力制御及び効率が決定的に重要である場
合にはソースと負荷との間に整合回路網が置かれる。整
合回路網の入力インピーダンスがソースの出力インピー
ダンスの複素共役であり、且つ整合回路網の出力インピ
ーダンスが負荷の入力インピーダンスの複素共役である
時に整合回路網は適切に作動する。この様にして、電力
反射、熱散逸などによる電力損失を最小限に抑えながら
ソースから整合回路網を通じて負荷へ電力を伝達するこ
とが出来る。
負荷の入力インピーダンスが作動中に変化する場合に
は、ソースから負荷への最大電力伝達を維持するために
整合回路網を調整する必要がある。一般的には、負荷の
入力インピーダンスの変動が整合回路網のインピーダン
スの変動を生じさせ、整合回路網の入力インピーダンス
が一定に保たれることとなる様に整合回路網は設計され
る。更に、多くのアプリケーションにおいて、ソースの
出力インピーダンスは、無視できる程度の虚数成分を持
った出力抵抗である。従って、或る従来技術アプリケー
ションでは、インピーダンスの大きさとインピーダンス
位相角とは整合回路網の入力で計測される。整合回路網
の入力インピーダンスがソース回路網の出力インピーダ
ンスと一致するまで、即ち、インピーダンス位相角がゼ
ロでインピーダンスの大きさがソースの出力抵抗の大き
さと一致するまで、整合回路網の可変コンデンサ又は誘
導子を変化させる。負荷の入力インピーダンスのどの様
な予測される変動についても、整合回路網の入力につい
てインピーダンス位相角がゼロでインピーダンスの大き
さがソースの出力抵抗の大きさと一致する様に該可変コ
ンデンサの値を設定することとなる様な解法があること
となる様にするために該可変コンデンサ又は誘導子が整
合回路網内に置かれる。
この従来技術システムの一つの問題は、整合回路網の入
力についてインピーダンス位相角がゼロでインピーダン
スの大きさがソースの出力抵抗の大きさと一致すること
となる様に該可変コンデンサ又は誘導子の値を設定する
唯一の（又は正しい）解法があるけれども、整合回路網
の入力についてインピーダンス位相角がゼロとなるか又
はインピーダンスの大きさがソースの出力抵抗の大きさ
と一致する（これら両方の条件が同時には満たされな
い）こととなる様に該可変コンデンサの値を設定する様
な複数の解法（即ち、誤った解法）もあり得ることであ
る。そのために、整合回路網がその唯一の又は正しい解
法を検出することは困難である。その結果、整合回路網
は間違った解法に収斂して、複数解法間を振動するか又
は完全に逸れることになる。
或るアプリケーションにおいては、負荷のインピーダン
スの入力が著しく変動せず、唯一の解法に近い値に該可
変コンデンサ又は誘導子の値を初期設定することが出来
る。これにより、整合回路網が正しい解法の収斂する可
能性が大きくなる。
また、作動時の負荷の入力インピーダンスの変動を考慮
に入れるべく整合回路網を調整する他の従来技術の方法
は、整合回路網の入力での反射電力を測定する。手操作
又はコンピュータの制御下で可変コンデンサ又は誘導子
の各々を、他の可変コンデンサ又は誘導子を一定値に保
ちながら変化させる。斯かる反復は、反射される電力を
なるべく少なくする様に各可変コンデンサの値を発見す
ることを目的とするものである。
上記の全ての従来技術システムの他の問題は、各解法
が、容量を機械的に変化させる様になっている可変コン
デンサ又は誘導子を使用することである。半導体製造プ
ロセスに使用されるプラズマに電流を通すことにより負
荷インピーダンスを生成する様な場合には、機械的に変
更可能なコンデンサの使用によって著しい遅れがプロセ
スにもたらされることになる。
（発明の概要） 本発明の好適な実施例は、整合回路網を提供する。この
整合回路網は、発電機の出力インピーダンスを負荷の入
力インピーダンスと整合させる。該整合回路網は、第１
の可変インピーダンス要素と、第２の可変インピーダン
ス要素と、反射電力検出器と、制御回路とを有する。
好適な実施例では、第１可変インピーダンス要素の各々
は、磁気的に飽和可能なリアクトルを使って構成され
る。例えば、各々磁気飽和可能なリアクトルの各々は、
非線型強磁性コアに巻かれた一次巻線及び二次巻線を備
える変圧器である。
反射電力検出器は、整合回路網から該発電機へ反射され
る電力を検出する。制御回路は、該反射電力検出器か
ら、反射された電力の変動を表す帯域濾波された信号を
受け取る。このフィードバックを使って、該制御手段
は、反射される電力が無視できる様になるまで第１可変
インピーダンス要素及び第２可変インピーダンス要素の
インピーダンスを変化させる。
該制御回路の三つの実施例があり、その全てが『ディザ
リング』(dithering)を使用する。この『ディザリン
グ』は、第１可変インピーダンス要素のインピーダンス
と第２可変インピーダンス要素のインピーダンスとを既
知の周波数で変動させることである。そのとき、制御回
路は、第１可変インピーダンス要素のディザリングに起
因する反射電力の変化成分を、第２可変インピーダンス
要素のディザリングに起因する反射電力の変化から分離
する。この変化の成分を使って、制御回路は、反射電力
が最小となる方向へ第１可変インピーダンス要素の定常
状態インピーダンスと第２可変インピーダンス要素の定
常状態インピーダンスとを連続的に変化させる。第１実
施例では、制御回路は第１可変インピーダンス要素のイ
ンピーダンスと第２可変インピーダンス要素のインピー
ダンスとを同じ周波数で、しかし異なる位相で、ディザ
リング変化させる。第２実施例では、制御回路は第１可
変インピーダンス要素及び第２可変インピーダンス要素
のインピーダンスを異なる周波数でディザリング変化さ
せる。第３実施例では、周波数が同じで位相が異なるパ
ルスの系列を使って第１可変インピーダンス要素及び第
２可変インピーダンス要素のインピーダンスをディザリ
ング変化させる。
本発明の整合回路網は、複数誤解法の問題を持っていな
い。更に、同調及び制御のディザリング変化方法は、非
線型の動的負荷についても常に唯一の整合解法に収斂す
る。高いディザリング周波数及び磁気ディザリングを使
用すれば収斂は非常に高速となる。飽和可能なリアクト
ルを使用すれば、迅速に且つ部品を移動させずに整合回
路網インピーダンス要素を変化させることが出来る。本
発明は、例えばプラズマを使用する製造プロセス、誘導
加熱又は誘電加熱、超音波電源、核磁気共鳴（ＮＭＲ）
電源、広帯域アンテナ、電流増幅器の段間結合、及びそ
の他の、動的負荷及び非線型負荷を含む可変インピーダ
ンス負荷に最大電力伝達が必要とされる用途など、いろ
いろな分野に応用することが出来る。
（実施例） 第１図において、発電機１は発電機出力インピーダンス
２を有する。発電機１は、負荷３を駆動するために使用
される。発電機１及び負荷３は共にグランド４に接続さ
れている。発電機１から負荷３への電力伝達は、負荷３
の入力インピーダンスが発電機インピーダンス２の出力
インピーダンスの複素共役であるとき最大となる。
第２図において、発電機インピーダンス２は、発電機１
の抵抗２１と、発電機１から負荷３への電力伝達を最大
にするために導入された整合回路網２２とから成るもの
として示されている。最適動作では、位置２３において
抵抗２１の出力インピーダンスは整合回路網２２の入力
インピーダンスの複素共役となり、位置２５では整合回
路網２２の出力インピーダンスは負荷３の入力インピー
ダンスの複素共役となる。
第３図は、整合回路網の従来の形を示す。該整合回路網
は、図示の様に接続された可変コンデンサ３１、可変コ
ンデンサ３２及び誘導子３３から成る。コンデンサ３１
及び３２の容量は、サーボモータにより機械的に変えら
れる。一般的に、コンデンサ３１及び３２の容量は、位
置２３において整合回路網２２の入力インピーダンスが
インピーダンス角ゼロとなり（即ち、虚数成分が無
い）、大きさが発電機抵抗２１の大きさに等しくなるま
で変えられる。或る用途に使用されたときの該回路の欠
点が上記の『従来技術とその問題点』の節に記載してあ
る。
第４Ａ図において、本発明の好適な実施例による整合回
路網が示されている。該整合回路網は、図示のように接
続されたブリッジ４３、制御回路４４、インピーダンス
回路４１及びインピーダンス回路４２を含む。インピー
ダンス回路４１及びインピーダンス回路４２は『Ｌ』回
路網を成して接続されている。図示の方向に接続された
Ｌ回路網は、負荷３の抵抗成分が発電機抵抗２１より小
さいときに一般的に使用することの出来るものである。
後の図と相関させるために、基準位置４９と基準位置４
０とが示されている。
本発明は、第４Ａ図に示されている回路網だけでなく
て、任意の回路網位相幾何を持った整合回路網に適用さ
れる。例えば、第４Ｂ図において、第４Ａ図の整合回路
網の成分は、第４Ａ図のＬ回路網から反転された他のＬ
回路網を成して接続されている。このＬ回路網は、負荷
３の抵抗成分が発電機抵抗２１より大きいときに好都合
である。
ブリッジ４３は方向性カップラである。ブリッジ４３
は、整合回路網の位置２３から反射される電力の瞬時値
を示す電力反射信号をライン４５上に生成する。ブリッ
ジ４３は、整合回路網を通じて前進する電力の瞬時量を
示す電力前進信号をライン４６上に生成する。制御回路
４４は、ライン４７上に置かれる制御信号によってイン
ピーダンス回路４１のインピーダンスの値を制御する。
制御回路４４は、ライン４８上に置かれる制御信号によ
ってインピーダンス回路４２のインピーダンスの値も制
御する。ライン４５上の電力反射信号とライン４６上の
電力前進信号とを使って、制御回路４４は、整合回路網
の位置２３からの電力反射が無視できる程度になる様に
インピーダンス回路４１のインピーダンスとインピーダ
ンス回路４２のインピーダンスとを変化させる。これ
は、ライン４７及びライン４８上の信号のレベルを変化
（ディザリング）させ、次にそのレベルのディザリング
によって、整合回路網の反射する電力が減少するか増大
するかを判定することによって行われる。ライン４７及
びライン４８上の信号は、各々、反射される電力を最小
限にするために増減されるＤＣ成分を有する。ライン４
７及びライン４８上の信号がディザリング変化させられ
る範囲は、反射される電力がゼロに近づくに従って縮小
させられる。これにより、インピーダンス回路４１及び
インピーダンス回路４２の自動的粗同調及び精密同調が
可能となる。
インピーダンス回路５０及び制御ライン５１を付加し
て、第４Ｃ図に示されている様にπ回路網を形成するこ
とが出来る。三つのインピーダンス回路４１、４２及び
５０の存在は、一つのインピーダンス回路が余分である
ことを意味する。よって、制御回路４４は、三つのイン
ピーダンス回路４１、４２及び５０のうちの一つを一定
に保ちながら他の二つを変化させてインピーダンスを正
しく整合させることが出来る。
第５図は、制御回路４４の実施例を示す。帯域フィルタ
ー１０１は、ライン４５から電力反射信号を受信する。
帯域フィルター１０１は、基準信号生成器１０２の生成
する信号１６２及び基準信号生成器１１２の生成する信
号１７２の振動の周波数にほぼ等しい周波数で振動する
電力反射信号の成分を除いて、電力反射信号の全ての成
分を濾波し除去する。信号１６２及び信号１７２は、第
７Ａ図において、９０°の位相差で振動する正弦波とし
て示されている。
帯域フィルター１０１が生成する濾波済み信号は掛算器
１０３及び掛算器１１３に受信される。掛算器１０３
は、帯域フィルター１０１からの信号の電圧に基準信号
生成器１０２からの信号の電圧を乗じる。掛算器１０３
の出力はローパス（ＬＰ）フィルター１０４に受信され
る。ローパスフィルター１０４は、帯域フィルター１０
１からの信号と基準信号生成器１０２からの信号との位
相差に基づいて変化する電圧レベルを有するＤＣ信号を
生成する。帯域フィルター１０１からの信号が基準信号
生成器１０２からの信号と同相に振動する時、ローパス
フィルター１０４の生成するＤＣ信号は正の最大電圧と
なっている。帯域フィルター１０１からの信号が基準信
号生成器１０２からの信号と１８０°の位相差をもって
振動するときには、ローパスフィルター１０４の生成す
るＤＣ信号は負の最大電圧となっている。バンドパスフ
ィルタ１０１からの信号が基準信号発生器１０２からの
信号と９０°の位相差をもって振動するときには、ロー
パスフィルター１０４の生成するＤＣ信号は正の最大電
圧と負の最大電圧との中間の基準電圧（即ち、ほぼゼロ
の電圧）となっている。
ローパスフィルター１０４からのＤＣ信号は、制御回路
１０５に受信される。制御回路１０５は、ライン４７上
に置かれる制御信号のＤＣ成分の電流を決定する制御電
圧をライン１００上に生成する。制御回路１０５は、ロ
ーパスフィルター１０４からのＤＣ信号の値に基づいて
該制御電圧の値を調整する。ローパスフィルター１０４
の生成するＤＣ信号の電圧値に比例する量だけライン１
００上の制御電圧を変化させるように制御回路１０５を
構成してもよい。その代わりに、比例プラス積分方式又
は比例プラス積分プラス導関数方式を使って制御回路１
０５を構成してもよい。比例プラス積分制御（ＰＩと略
記する）は、定常状態エラーを積分除去して同調不感帯
を除去するために一般的に利用することの出来るもので
ある。比例プラス積分プラス導関数制御は、一般に、エ
ラー信号の予想能力を追加して応答を高速化することに
よりＰＩ方式を改良するために使用される。
基準信号生成器１０２からの信号は増幅器１０６にも受
信され、該増幅器は、基準信号生成器１０２からの信号
の電圧に一定値を乗じる。増幅器１０６の生成する信号
は増幅器１０７により受信される。増幅器１０７も、ラ
イン４５上の出力反射信号とライン４６上の電圧前進信
号とを入力として受信する。増幅器１０７は、増幅器１
０６からの信号の電圧に、ライン４５上の電力反射信号
のライン４６上の電力前進信号に対する比に等しい量を
乗じる。増幅器１０７の生成する信号は、ライン４７上
に置かれる制御信号の振動成分を生成する。電力反射信
号の電圧が電力前進信号に比べて比較的大きいときに
は、これは、整合回路網がインピーダンスを正しく整合
させている状態から相当遠いことを意味する。従って、
ライン４７上に置かれる制御信号は、相当大きな振動成
分を有する。電力反射信号が０に近づくときには、これ
は整合回路網がインピーダンス整合状態に相当近いこと
を示す；従って、整合回路網の微調整を考慮するには、
ライン４７上の制御信号の振動成分が小さいことが必要
である。
総和回路１０８は、制御回路１０５からの信号及び増幅
器１０７からの信号を総計する。電流増幅器１０９は、
総和回路１０８の生成した信号を増幅する。
掛算器１１３は、帯域フィルター１０１からの信号の電
圧と基準信号生成器１１２からの信号の電圧とを掛け合
わせる。掛算器１１３の出力は、ローパスフィルター１
１４に受信される。ローパスフィルター１１４は、帯域
フィルター１０１からの信号と基準信号生成器１１２か
らの信号との位相差に基づいて電圧レベルが変化するＤ
Ｃ信号を生成する。帯域フィルター１０１からの信号が
基準信号生成器１１２からの信号と同相に振動するとき
には、ローパスフィルター１１４の生成するＤＣ信号は
正の最大電圧となっている。帯域フィルター１０１から
の信号が基準信号生成器１１２からの信号と１８０°の
位相差をもって振動するときには、ローパスフィルター
１１４の生成するＤＣ信号は負の最大電圧となってい
る。帯域フィルター１０１からの信号が基準信号生成器
１１２からの信号と９０°の位相差をもって振動すると
きには、ローパスフィルター１１４の生成するＤＣ信号
は、正の最大電圧と負の最大電圧との中間の基準電圧
（ほぼ０ボルト）となっている。
ローパスフィルター１１４からのＤＣ信号は制御回路１
１５に受信される。制御回路１１５は、ライン４８上に
置かれる制御信号のＤＣ成分の電流を決定する制御電圧
をライン１１０上に生成する。制御回路１１５は、ロー
パスフィルター１１４からのＤＣ信号の値に基づいて該
制御電圧の値を調整する。ローパスフィルター１１４の
生成するＤＣ信号の電圧値に比例する量だけライン１１
０上に制御電圧を変化させるように制御回路１１５を構
成することが出来る。その代わりに、比例積分方式又は
比例積分導関数方式を使って制御回路１１５を構成する
ことも出来る。
基準信号生成器１１２からの信号は増幅器１１６にも受
信され、この増幅器は基準信号生成器１１２からの信号
の電圧に一定値を乗じる。増幅器１１６の生成する信号
は増幅器１１７に受信される。増幅器１１７は、ライン
４５上の電力反射信号及びライン４６上の電力前進信号
も入力として受信する。増幅器１１７は、増幅器１１６
からの信号の電圧に、ライン４５上の電力反射信号のラ
イン４６上の電力前進信号に対する比に等しい量を乗じ
る。増幅器１１７の生成する信号は、ライン４８上に置
かれる制御信号の振動成分を生成する。電力反射信号の
電圧が電力前進信号に比べて比較的に大きいときには、
これは、整合回路網がインピーダンスを正しく整合させ
る状態から相当遠いことを意味する。従って、ライン４
８上に置かれる制御信号は、相当大きな振動成分を有す
る。電力反射信号が０に近づくときには、これは整合回
路網がインピーダンス整合状態に相当近いことを示す；
従って、整合回路網の微調整を考慮するには、ライン４
８上の制御信号の振動成分が小さいことが必要である。
総和回路１１８は、制御回路１１５からの信号及び増幅
器１１７からの信号を総計する。電流増幅器１１９は、
総和回路１１８の生成した信号を増幅する。
基準信号生成器１１２は、基準信号生成器１０２の生成
する信号と同じ周波数で振動する信号を生成すること
が、この二つの信号は位相が９０°ずれている。この様
にして、４７上の制御信号を変化させることの、ライン
４５上の電力反射信号に与える相対的効果がライン４８
上の制御信号を変化させることであることを制御回路４
４は認識できる。例えば、ライン４５上の電力反射信号
が基準信号生成器１０２の生成する信号と同相に変化す
るならば、これは、ライン４７上の制御信号が、反射さ
れる電力の変動の唯一の原因であることを意味する。帯
域フィルター１０１からの信号は基準信号生成器１０２
からの信号と同相であり、ライン４７上の制御信号のＤ
Ｃ成分は最大量調節される。一方、ライン４８上の制御
信号は、反射される電力の変動に影響を与えない。帯域
フィルター１０１からの信号は基準信号生成器１１２か
らの信号と位相が９０°ずれており、ライン４８上の制
御信号のＤＣ成分には調整は行われない。
また、基準信号生成器１０２及び基準信号生成器１１２
は、非重畳パルスを生成してもよい。例えば、第７Ｂ図
に示されている様に基準信号生成器１０２はパルス信号
２６２を生成し基準信号生成器１１２はパルス信号２７
２を生成してもよい。期間２８１は、パルス周波数の周
期を表す。期間２８２は、パルス繰り返し周期を表す。
この実施例を構成するには、期間２８１に等しいパルス
周期を持った信号は通過するが他の信号は濾波除去され
ることなる様に帯域フィルター１０１を同調させる必要
がある。ライン４５上の電力反射信号が信号２６２から
のパルスと同相に又は１８０°の位相差をもって変動す
る量は、ライン４７上の制御信号が、反射される電力の
変動の原因となる量を反映する。ライン４７上の制御信
号は、関連する量だけ調整される。同様に、ライン４５
上の電力反射信号が信号２７２からのパルスと同相に又
は１８０°の位相差をもって変化する量は、ライン４８
上の制御信号が、反射される電力の変化の原因となる量
を反映する。ライン４８上の制御信号は、関連する量だ
け調整される。
第６図は、制御回路４４の他の実施例を示す。帯域フィ
ルター２０１は、ライン４５から電力反射信号を受信す
る。帯域フィルター２１０は、基準信号生成器２０２の
生成する信号の振動周波数にほぼ等しい周波数で振動す
る電力反射信号成分を除いて、電力反射信号の他の全て
の成分を濾波除去する。帯域フィルター２１０の生成す
る濾波済み信号は掛算器２０３に受信される。
掛算器２０３は、帯域フィルター２０１からの信号の電
圧と基準信号生成器２０２からの信号の電圧とを掛け合
わせる。掛算器２０３の出力はローパスフィルター２０
４に受信される。ローパスフィルター２０４はＤＣ信号
を生成し、その信号の電圧レベルは、帯域フィルター２
０１からの信号と基準信号生成器２０２からの信号との
位相差に基づいて変化する。帯域フィルター２０１から
の信号が基準信号生成器２０２からの信号と同相に振動
するときは、ローパスフィルター２０４の生成するＤＣ
信号は正の最大電圧となっている。帯域フィルター２０
１からの信号が基準信号生成器２０２からの信号と９０
°の位相差をもって振動するときには、ローパスフィル
ター２０４の生成するＤＣ信号は、正の最大電圧と負の
最大電圧との中間の基準電圧となっている。
ローパスフィルター２０４からのＤＣ信号は制御回路２
０５に受信される。制御回路２０５は、ライン４７に置
かれる制御信号のＤＣ成分の電流を決定する制御電圧を
ライン２００上に生成する。制御回路２０５は、該制御
電圧の値を、ローパスフィルター２０４からのＤＣ信号
の値に基づいて調整する。ローパスフィルター２０４の
生成するＤＣ信号の電圧値に比例する量だけライン２０
０上の制御電圧を変化させるように強制回路２０５を構
成することが出来る。その代わりに、比例積分方式、又
は比例積分導関数方式を使って制御回路２０５を構成し
てもよい。
基準信号生成器２０２からの信号は増幅器２０６にも受
信され、この増幅器は、基準信号生成器２０２からの信
号の電圧に一定値を乗じる。増幅器２０６の生成する信
号は増幅器２０７に受信される。増幅器２０７は、ライ
ン４５上の電力反射信号及びライン４６上の電力前進信
号をも入力として受け取る。増幅器２０７は、増幅器２
０６からの信号の電圧に、ライン４５の電力反射信号の
ライン４６上の電力前進信号に対する比に等しい量を乗
じる。増幅器２０７の生成する信号は、ライン４７上に
置かれる制御信号の振動成分を生成する。電力反射信号
の電圧が電力前進信号に比べて比較的大きいときには、
これは、整合回路網がインピーダンスを正しく整合させ
る状態から相当遠いことを意味する。従って、ライン４
７上に置かれる制御信号は、相当大きな振動成分を有す
る。電力反射信号が０に近づくときには、これは整合回
路網がインピーダンス整合状態に相当近いことを示す；
従って、整合回路網の微調整を考慮するには、ライン４
７上の制御信号の振動成分が小さいことが必要である。
総和回路２０８は、制御回路２０５からの信号及び増幅
器２０７からの信号を総計する。電流増幅器２０９は、
総和回路２０８の生成した信号を増幅する。
帯域フィルター２１１は、ライン４５から電力反射信号
も受信する。帯域フィルター２１１は、基準信号生成器
２１２の生成する信号の振動周波数にほぼ等しい周波数
で振動する電力反射信号成分を除いて、電力反射信号の
他の全ての成分を濾波除去する。帯域フィルター２１１
の生成する濾波済み信号は掛算器２１３に受信される。
掛算器２１３は、帯域フィルター２１１からの信号の電
圧と基準信号生成器２１２からの信号の電圧とを掛け合
わせる。掛算器２１３の出力はローパスフィルター２１
４に受信される。ローパスフィルター２１４はＤＣ信号
を生成し、その信号の電圧レベルは、帯域フィルター２
１１からの信号と基準信号生成器２１２からの信号との
位相差に基づいて変化する。帯域フィルター２１１から
の信号が基準信号生成器２１２からの信号と同相に振動
するときには、ローパスフィルター２１４の生成するＤ
Ｃ信号は正の最大電圧となっている。帯域フィルター２
１１からの信号が基準信号生成器２１２からの信号と１
８０°の位相差をもって振動するときには、ローパスフ
ィルター２１４の生成するＤＣ信号は負の最大電圧とな
っている。帯域フィルター２１１からの信号が基準信号
生成器２１２からの信号と９０°の位相差をもって振動
するときには、ローパスフィルター２１４の生成するＤ
Ｃ信号は、正の最大電圧と負の最大電圧との中間の基準
電圧となっている。
ローパスフィルター２１４からのＤＣ信号は制御回路２
１５に受信される。制御回路２１５は、ライン４８に置
かれる。制御信号のＤＣ成分の電流を決定する制御電圧
をライン２１０上に生成する。制御回路２１５は、該制
御電圧の値を、ローパスフィルター２１４からのＤＣ信
号の値に基づいて調整する。ローパスフィルター２１４
の生成するＤＣ信号の電圧値に比例する量だけライン２
１０上の制御電圧を変化させるように制御回路２１５を
構成することが出来る。その代わりに、比例積分方式、
又は比例積分導関数方式を使って制御回路２１５を構成
してもよい。
基準信号生成器２１２からの信号は増幅器２１６にも受
信され、この増幅器は、基準信号生成器２１２からの信
号の電圧に一定値を乗じる。増幅器２１６の生成する信
号は増幅器２１７に受信される。増幅器２１７は、ライ
ン４５上に電力反射信号及びライン４６上の電力前進信
号をも入力として受け取る。増幅器２１７は、増幅器２
１６からの信号の電圧に、ライン４５上の電力反射信号
のライン４６上の電力前進信号に対する比に等しい量を
乗じる。増幅器２１７の生成する信号は、ライン４８上
に置かれる制御信号の振動成分を生成する。電力反射信
号の電圧が電力前進信号に比べて比較的に大きいときに
は、これは、整合回路網がインピーダンスを正しく整合
させる状態から相当遠いことを意味する。従って、ライ
ン４８上に置かれる制御信号は、相当大きな振動成分を
有する。電力反射信号が０に近づくときには、これは整
合回路網がインピーダンス整合状態に相当近いことを示
す；従って、整合回路網の微調整を考慮するには、ライ
ン４８上の制御信号の振動成分が小さいことが必要であ
る。
総和回路２１８は、制御回路２１５からの信号及び増幅
器２１７からの信号を総計する。電流増幅器２１９は、
総和回路２１８の生成した信号を増幅する。
基準信号生成器２１２は、基準信号生成器２０２の生成
する信号とは異なる周波数で振動する信号を生成する。
この様にして、４７上の制御信号を変化させることの、
ライン４５上の電力反射信号に与える相当的効果ライン
４８上の制御信号を変化させることであることを制御回
路４４は認識できる。
第８図に、インピーダンス回路４１の好適な実施例が示
されている。変圧器は、非線型強磁性コア１２４に巻か
れた一次巻線１２１及び二次巻線１２２から成る。磁気
コア１２４の磁性、一次巻線１２１の巻き数、及び二次
巻線１２２の巻き数は、二次巻線１２２を流れる電流を
変化させるとインピーダンス回路４１のインダクタンス
が変化するが、一次巻線１２１を流れる電流を変化させ
てもインピーダンス回路４１のインダクタンスが変化し
ない様に、選択される。容量１２３は、インピーダンス
回路４１に付加された直列容量を表す。また、該変圧器
には、容量１２５及び容量１２６で表されている固有の
寄生容量がある。
第１０図は、漏れを最小限にするためにトロイダル・コ
ア上に組み立てられた第８図の変圧器を示す。しかし、
どの様な閉鎖型磁路コアを使用してもよい。
第９図に、インピーダンス回路４２の好適な実施例が示
されている。変圧器は、非線型強磁性コア２２４に巻か
れた一次巻線２２１及び二次巻線２２２から成る。磁気
コア２２４の磁性、一次巻線２２１の巻き数、及び二次
巻線２２２の巻き数は、二次巻線２２２を流れる電流を
変化させるとインピーダンス回路４２のインダクタンス
が変化するが、一次巻線２２１を流れる電流を変化させ
てもインピーダンス回路４２のインダクタンスが変化し
ない様に、選択される。容量２２３は、インピーダンス
回路４１に付加された直列容量を表す。また、該変圧器
には、容量２２５及び容量２２６で表されている固有の
寄生容量がある。
第１１図は、漏れを最小限にするためにトロイダル・コ
ア上に組み立てられた第９図の変圧器を示す。しかし、
どの様な閉鎖型磁路コアを使用してもよい。
本発明を特別の用途に適用するために計算する値の例を
以下に掲げる。例えば、以下の方程式は、本発明を使用
して、半導体の製造に使われる高周波プラズマ処理に使
用されるプラズマに通電することに基づく。表１は、以
下に使用される方程式を参照する際の記号を定義する。
表１ ＲＧ 抵抗２１を表す。
ＲＬ 負荷３の抵抗成分を表す。
ＣＬ 付加３の容量成分を表す。
ＲLMX特定のアプリケーションについての付加３の抵抗
成分の最大値を表す。
ＲLMN 特定のアプリケーションについての付加３の抵
抗成分の最大値を表す。
ＣLMX 特定のアプリケーションについての付加３の容
量成分の最大値を表す。
ＸCLMN 負荷３の容量成分が変化する容量性リアクタン
ス（オーム）の範囲の最小値を表す。
ＸCLMX 負荷３の容量成分が変化する容量性リアクタン
ス（オーム）の範囲の最大値を表す。
ＣLMN 特定のアプリケーションについての付加３の容
量成分の最小値を表す。
ｗ発電機１の生成する信号の周波数の２π倍（即ち、角
周波数）を表す。
Ｚ１ インピーダンス回路４１のインピーダンスを表
す。
Ｚ２ インピーダンス回路４２のインピーダンスを表
す。
Ｃ１ コンデンサ１２３の容量を表す。
Ｃ２ コンデンサ２２３の容量を表す。
Ｌ1P 一次巻線１２１のインダクタンスを表す。
Ｌ1S 二次巻線１２２のインダクタンスを表す。
Ｌ2P 一次巻線２２１のインダクタンスを表す。
Ｌ2S 二次巻線２２２のインダクタンスを表す。
μ１強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の初期比透
磁率を表す。
Ｂsat 強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の飽和
磁束密度を表す。
ＴＣ 強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４のキュリ
ー温度を表す。
ml 強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の平均磁路
長さを表す。
Ａ強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の各々につい
ての個々の総断面積を表す。
ＯＤ 強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の各々の
外径を表す。
ＩＤ 強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の各々の
内径を表す。
Thk 強磁性コア１２４及び強磁性コア２２４の各々の
厚みを表す。
Ｎ1P 一次巻線１２１の巻き数を表す。
Ｎ2P 一次巻線２２１の巻き数を表す。
ＮＳ 二次巻線１２２又は二次巻線２２２の巻き数を表
す。
ＩＳ 二次巻線１２２又は二次巻線２２２を流れる電流
を表す。
Ｚ1R インピーダンス回路４１が変化する範囲を表す。
Ｚ1MX Ｚ１範囲内での最大値を表す。
Ｚ1MX Ｚ１範囲内での最小値を表す。
（Ｚ1R＝Ｚ1MX−Ｚ1MN） Ｚ2R インピーダンス回路４２が変化する範囲を表す。
Ｚ2MX Ｚ２範囲内の最大値を表す。
Ｚ2MN Ｚ２範囲内の最小値を表す。
（Ｚ2R＝Ｚ2MX−Ｚ2MN） ＸL1P 一次巻線１２１の誘導性リアクタンスを表す。
ＸC1 容量性リアクタンス１２３を表す。
ＸL2P 一次巻線２２１の誘導性リアクタンスを表す。
ＸC2 容量性リアクタンス２２３を表す。インピーダン
ス回路４１のインピーダンスは、以下の方程式： Ｚ１＝（ＲＧＲＬ）／（ＲＧＲＬ−ＲL 2）1/2 （純容量リアクタンス） を使って計算することが出来る。
インピーダンス回路４２のインピーダンスは、以下方程
式： Ｚ２＝（ＲＧＲＬ−ＲL 2）1/2／ｗＣＬ （純誘導性リアクタンス） を使って計算することが出来る。
実用的な飽和可能な強磁性コアについては、典型的可変
インピーダンス範囲は、その公称（未飽和）インダクタ
ンスの２０％である。即ち、強磁性コアのインダクタン
スは、その最大公称インダクタンスの８０％ないし１０
０％の範囲にわたって可変である。Ｚ１及びＺ２につい
ての上記の関係からＺ1MX，Ｚ1MN，Ｚ1R，Ｚ2MX，Ｚ2MN
及びＺ2Rを計算した後、以下の方程式を演繹することが
出来る。
ＸL2P＝５（Ｚ2R） ＸC2＝（０．８）（ＸL2P）−Ｚ2MN Ｌ2P＝ＸL2P／ｗ Ｃ２＝１／ｗＸC2 ＸL1P＝５（Ｚ1R） ＸC1＝ＸL1P＋Ｚ1MN Ｌ１Ｐ＝ＸL1P／ｗ Ｃ１＝１／ｗＸC1 高周波プラズマプロセスに使用されるプラズマを流れる
大電流が13.56MHzで振動するアプリケーションでは、強
磁性コア１２４及び強磁性コア２２４は、以下の特性を
持つように選択される： μ１＝４０ Ｂsat＝２１００ガウス ＴＣ＝４５０℃ ml＝23.9cm Ａ＝9.68cm2 ＯＤ＝3.5インチ ＩＤ＝2.5インチ Thk＝0.5インチ （使用可能な最大周波数は５０MHzである。） この場合、一次巻線１２１及び２２１及び二次巻線１２
２及び２２２の巻き数を、以下の方程式を使って計算す
ることが出来るということが分かる。
Ｎ1P＝（Ｌ1pml／４πμ１Ａ１０-8）1/2 Ｎ2P＝（Ｌ2pml／４πμ１Ａ１０-8）1/2 ＮSＩS＝Ｂsat１０ml／４πμ） 高周波プラズマプロセスに使用されるプラズマを流れる
大電流が13.56MHzで振動するアプリケーションでは、強
磁性コア１２４及び強磁性コア２２４について以下の値
が一般的である： ＲLMN＝１０オーム ＲLMX＝４０オーム ＣLMN＝２００ｐＦ ＣLMX＝３００ｐＦ 次に、以下の値を計算できる。
ＸCLMS＝58.7オーム ＸCLMN＝39.1オーム 従って、上記方程式を使って以下の値を得ることが出来
る： Ｚ2MN＝59.1オーム Ｚ2MX＝78.7オーム Ｚ1MN＝２５オーム Ｚ1MX＝１００オーム Ｚ2R＝19.6オーム Ｚ1R＝７５オーム ＸL2P＝９８オーム Ｌ2P＝1.15μＨ ＸC2＝19.3オーム Ｃ２＝６０８ｐＦ ＸL1P＝３７５オーム Ｌ1P＝4.4μＨ ＸC1＝４００オーム Ｃ１＝２９ｐＦ Ｎ2P＝2.4 Ｎ1P＝4.6 ＮＳ・Is＝９９９アンペア・ターン 寄生容量を小さくするために、ＮＳはなるべく小さい方
がよい。それは、二次等量性リアクタンスが、変圧器の
巻き数比の平方の等しいインピーダンス比では一次に反
映されるからである。ＮＳについては、ＩＳが１００ア
ンペアであるときに６ターンであれば６０％飽和とな
る。これは、２０％インピーダンス範囲を提供するには
充分である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、負荷を駆動する電力発電機を示す概略図。 第２図は、電力伝達を最大にするための、第１図の発電
機抵抗と負荷との間の整合回路網を示す概略図。 第３図は、従来技術の整合回路網の例を示す概略図。 第４Ａ図は、本発明の好適な実施例による整合回路網を
示す概略図。 第４Ｂ図及び第４Ｃ図は、本発明の整合回路網の別の実
施例を示す概略図。 第５図は、本発明の好適な実施例による、第４図に示さ
れている整合回路網内の制御回路を示す概略図。 第６図は、本発明の好適な実施例による、第４図に示さ
れている整合回路網内の制御回路の別の形を示す概略
図。 第７Ａ図は、本発明の好適な実施例による第５図に示さ
れている制御回路において基準信号として使用すること
の出来る波形の第１の組を示す概略図。 第７Ｂ図は、本発明の別の好適な実施例による第５図に
示されている制御回路において基準信号として使用する
ことの出来る波形の第２の組を示す概略図。 第８図は、本発明の好適な実施例による第４図に示され
ている整合回路網の第１可変インピーダンス回路を示す
概略図。 第９は、本発明の好適な実施例による第４図に示されて
いる整合回路網の第２可変インピーダンス回路を示す概
略図。 第１０図は、本発明の好適な実施例による第８図に示さ
れている第１可変インピーダンス回路のハードウェアを
示す概略図。 第１１図は、本発明の好適な実施例による第９図に示さ
れている第２可変インピーダンス回路のハードウェアを
示す概略図。 １……発電機、２……発電機出力インピーダンス、 ３……負荷、４……グランド、２１……抵抗、 ２２……整合回路網、２３，２５……位置、 ３１，３２……可変コンデンサ、３３……誘導子、 ４０，４９……基準位置、 ４１，４２，５０……インピーダンス回路、 ４３……ブリッジ、４４……制御回路、 １０１……帯域フィルター、 １０２，１１２……基準信号生成器、 １０３，１１３……掛算器、 １０４……ローパスフィルター、 １０５……制御回路。

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】出力インピーダンスを有する発電機と入力
    インピーダンスを有する負荷とを備えたシステムにおい
    て、整合回路網を使って該発電機の出力インピーダンス
    と該負荷の入力インピーダンスとを整合させる方法であ
    って、該整合回路網は第１可変インピーダンス要素と第
    ２可変インピーダンス要素とを有し、該方法は、 (a)該第１可変インピーダンス要素のインピーダンスを
    第１所定周波数で変化させ、 (b)該第２可変インピーダンス要素のインピーダンスを
    第２所定周波数で変化させ、 (c)該整合回路網から該発電機へ反射される電力の変化
    を検出し、 (d)ステップ(c)で検出された電力変化について、ステッ
    プ(a)における該第１可変インピーダンス要素のインピ
    ーダンスの変化に起因する変化の成分を、ステップ(b)
    における該第２可変インピーダンス要素のインピーダン
    スの変化に起因する変化の成分から分離し、 (e)ステップ(d)で分離された成分に基づいて該第１可変
    インピーダンス要素及び該第２可変インピーダンス要素
    の定常状態インピーダンスを調整するステップから成る
    ことを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】発電機と負荷との間に置かれて該発電機の
    出力インピーダンスと該負荷の入力インピーダンスとを
    整合させる整合回路網であって、 第１可変インピーダンス要素と、 第２可変インピーダンス要素と、 該回路網ブリッジから該発電機へ反射される電力を検出
    して、該回路網ブリッジから該発電機へ反射される電力
    の変化に対応して変化する電力反射信号を生成する検出
    手段と、 該第１可変インピーダンス要素と、該第２可変インピー
    ダンス要素と、該検出手段とに接続されて、該第１可変
    インピーダンス要素のインピーダンスを変化させると共
    に該第２可変インピーダンス要素のインピーダンスを変
    化させる制御手段とから成っており、この制御手段は、 該第１可変インピーダンス要素のインピーダンスを第１
    所定周波数で変化させる第１変化手段と、 該第２可変インピーダンス要素のインピーダンスを第２
    所定周波数で変化させる第２変化手段と、 該第１変化手段が該第１可変インピーダンス要素のイン
    ピーダンスを変化させることに起因する該電力反射信号
    の変化の第１成分を、該第２変化手段が該第２可変イン
    ピーダンス要素のインピーダンスを変化させることに起
    因する該電力反射信号の変化の第二成分から分離する分
    離手段と、 該第１変化成分と該第２変化成分との相対値に基づいて
    該第１可変インピーダンス要素及び定常状態インピーダ
    ンスと該第２可変インピーダンス要素の定常状態インピ
    ーダンスとを整合する定常状態調整手段とを含むことを
    特徴とする整合回路網。
  3. 【請求項３】発電機と負荷との間に置かれて該発電機の
    出力インピーダンスと該負荷の入力インピーダンスとを
    整合させる整合回路網であって、 第１可変インピーダンス要素を備えており、この第１可
    変インピーダンス要素は、 第１非線型強磁性コアと、 該第１非線型強磁性コアに巻かれた第１の一次巻線と、 該第１非線型強磁性コアに巻かれた第１の二次巻線とを
    含んでおり、 該整合回路網は第２可変インピーダンス要素を備えてお
    り、この第２可変インピーダンス要素は、 第２非線型強磁性コアと、 該第２非線型強磁性コアに巻かれた第２の一次巻線と、 該第２非線型強磁性コアに巻かれた第２の二次巻線とを
    含んでおり、 該整合回路網は、更に、制御手段を備えており、この制
    御手段は、該第１可変インピーダンス要素及び該第２可
    変インピーダンス要素に接続されて、該第１の二次巻線
    の第１電圧信号を変化させて該第１の一次巻線のインダ
    クタンスを変化させると共に該第２の二次巻線の第２電
    圧信号を変化させて該第２の一次巻線のインダクタンス
    を変化させることを特徴とする整合回路網。
JP2207958A 1989-08-11 1990-08-06 自動整合回路網の同調方法及び制御システム Expired - Lifetime JPH0640288B2 (ja)

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