CN1070004C - 电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种电源电路是在场效应晶体管(FET)Q1的栅极和反馈绕组L3之间插入电阻R4，用存在于FETQ1的栅极的输入容量的影响加给栅极的电压VG与反馈绕组L3的电压VG’相比，产生延迟。由此，FETQ1的漏极电压VD为零伏前，没有电流ID流过，可减少切换损失。由于这种电源电路具有高效可靠性的反相器电路，可抑制开关元件的切换损失。

Description

电源电路
本发明涉及一种电源电路。
以往这种电源电路如松下电工株式会社相关的美国专利(US5,333,104)公报所公开的那样，用于电池充电的充电电路。图8示出了这种以往电路，该电路由以下构成：谐振用电容器C1与初级绕组L1并联构成LC谐振电路、二极管D1与电阻R1的并联电路、与电压驱动型的开关元件场效应晶体管(FET)Q1的串联电路连接直流电源E，同时，将电阻R2与电容器C2的串联电路连接直流电源E，电阻R2与电容器C2的连接点和FETQ1的栅极之间通过振荡变压器T与初级绕组L1磁耦合构成的反馈绕组L3连接；还有，电阻R2与电容器C2的连接点通过电阻R3与二极管D2的串联电路连接初级绕组L1和二极管D1的连接点构成反相电路。电阻R2、R3、电容器C2、二极管D2构成为振荡稳定的起动电路、偏置电路及偏置控制电路。
对振荡用变压器T磁耦合产生二次输出的在中间抽头的次级绕组L2，将两端通过二极管D3、D4连接被充电用的二次电池B的正极，中间抽头连接被充电用的二次电池B的负极，通过二次输出给被充电用的二次电池充电。
下面，说明该以往电路的工作原理。
当直流电源E一接通，流过电阻R2的电流Is1给电容器C2充电。由于充电，电容器C2的电压上升，当该电压达到FETQ1的阈值电压时，FETQ1呈导通状态，由于Q1导通，初级绕组L1流过电流IL1如图9(b)所示，因此，反馈绕组L3产生感应电压参与反馈，开始振荡。这里，FETQ1的漏极电压VD比电容器C2的电压低的期间内，电容器C2的电荷，通过电容器C2、电阻R3、二极管D2、二极管D1与电阻R1的并联电路、FETQ1、电容器C2电路放电，如图8所示放电电流IS2的流动。因此，电容器C2的电压比FETQ1的栅极的阈值电压还低的导通期间是短暂的。当导通期间很短时，由于将电容器C2的电荷放电的电流IS2减少，电容器C2的电压增加，如图9(g)所示，需要负反馈使偏置电压VG2稳定，进行稳定的自激振荡。图9(a)表示振荡用电容器C1的两端电压VC，图9(b)表示流入初级绕组L1的电流IL1。图9(C)表示电容器C1与初级绕组L1并联构成的振荡电路和二极管D1的连接点上的电压VF。
FETQ1和所述LC谐振电路之间的二极管D1阻止FETQ1的寄生的反向电流通过二极管流入。
一般来说，在图8的电路中，如图9(f)所示，通过反馈绕组L3感应的正弦波电压VG提供给FETQ1的栅极，该正弦波的波峰值接近FETQ1的阈值电压。而且，流过FETQ1的电流ID，如图9(e)所示，在FETQ1的漏极电压VD为零伏之前开始流动，FETQ1的漏极电压VD即使开始上升，电流ID也不会为零。由此，产生FETQ1的切换损失。
本发明鉴于上述问题，其目的在于抑制电压驱动型开关元件的切换损失，提供由高效、可靠的反相器电路构成的电源电路。
为达到上述目的，本发明提供一种电源电路，由LC谐振电路、反馈绕组、电压驱动型开关元件、对开关元件的控制端提供偏置电压的偏压电路，以及具有控制该偏置电压的偏压控制电路并用自激振荡动作的反相器电路组成，其中：
电容器C1和绕组L1并联构成LC谐振电路，该谐振电路经电阻R1和二极管D1组成的并联支路的一端与直流电源的正端相连，另一端与电压驱动型开关元件场效应晶体管Q1的漏极串联，该场效应晶体管的源极与直流电源的负端相连；
电阻R2和电容器C2的串联支路跨接于直流电源两端，该电阻R2和电容器C2的接点与反馈绕组L3的一端相连；
电阻R2和电容器C2的接点与绕组L1和二极管D1的接点之间连接有电阻R3和二极管D2的串联支路，共同构成反相电路；
电阻R3和二极管D2的串联支路与所述电阻R2构成偏置控制电路；其特征在于：
所述反馈绕组L3与场效应晶体管Q1的栅极之间串联连接使该反馈绕组产生交流电压相位延迟的电阻R4。
在本发明中，作为所述偏压控制电路设置了通过流过开关元件的电流控制偏置电压的电路。同样，能抑制不必要的损失，通过偏置控制电路进行稳定的振荡。
在上述本发明的电源电路中，是在反馈绕组和开关元件的控制端之间连接使该反馈绕组产生交流电压相位延迟的电阻，进一步将使该反馈绕组产生交流电压相位延迟电阻并联连接一个二极管。对该二极管的正向电压抑制开关元件截止时的控制端的电压延迟，可防止增加开关元件的损失。
在本发明的偏压控制电路中，设置了偏置电压的电路，并在该电路中，设置控制偏置电压的晶体管，当流过开关元件的电流达到规定值时，导通动作，同时，在晶体管的基极设置了使晶体管截止动作延迟用电容器。通过延迟晶体管的截止动作，使流过开关元件的电流迅速减少，可抑制开关元件造成的损失。
以下对附图作简单说明：
图1是本发明的实施例1的电路图。
图2是说明实施例1工作的波形图。
图3是说明实施例1及实施例3工作的波形图。
图4是本发明的实施例2的电路图。
图5是本发明的实施例3的电路图。
图6是本发明的实施例4的电路图。
图7是说明以上动作用的波形图。
图8是以往实施例的电路图。
图9是说明以上动作用的时间图。
符号说明E——直流电源；Q1——场效应晶体管FET；L1——初级绕组；L2——次级绕组；L3——反馈绕组；D1至D4——二极管；C1——振荡用电容器；C2——偏置用电容器；R1至R3——电阻；VG——栅极电压；VG′——反馈绕组的电压；VD——场效应晶体管的漏极电压；ID——流过场效应晶体管的电流。
以下通过实施例说明本发明。
实施例1：
图1是表示本实施例1的电路图，本实施例1的特征在于，电压驱动型的开关元件FETQ1的栅极和反馈绕组L3之间插入为抑制开关损失的电阻R4，这一点，与图8的以往实施例电路不一样，其他如电路元件，电路电压、电路电流、符号、号码，均与以往实施例电路相同。
下面，按照图2、图3说明实施例1的动作。由于本实施例1的电路基本上与以往实施例电路的动作相同，所以仅就特征部分动作说明如下。
首先，在本实施例1中，由于在FETQ1的栅极和反馈绕组L3之间插入电阻R4，由于FETQ1的栅极的输入容量的影响，加给栅极的电压VG(如图2(d)所示虚线或图3(c)所示曲线①与反馈绕组L3的电压VG′(图2(d)所示的实线或图3(c)所示的曲线②相比产生延迟。由于FETQ1的漏极电压VD(如图2(b)或图3(b)所示为零伏之前的电流ID如图2(C)或图3(d)的虚线所示的那样不流动，可减少切换损失。还有，如图3(c)所示，栅极电压VG的平坦部分是密勒效应的影响。图2(a)以及图3(a)是表示由电容器C1与初级绕组L1构成的LC谐振电路和二极管D1与电阻R1并联电路的连接点的电压VF。图2(d)的X是表示FETQ1的栅极的阈值。
实施例2：
本实施例2去掉了实施例1的由电阻R3、二极管D2构成的偏置控制电路，而换成如图4所示FETQ1的源极连接电阻R5、R6的串联电路，同时，与电阻R5、R6电路相并联的二极管D5和晶体管Q2的串联电路连接FETQ1的栅极、源极，两电阻R5、R6的连接点连接晶体管Q2的基极的电路构成的偏置控制电路。由于实施例2的其他构成与实施例1相同，即同样的电路元件、电路电流、电路电压，标注相同的符号、号码。
下面，说明本实施例2的作用。本实施例2的电路，除偏置控制电路以外，基本和实施例1电路的作用相同，所以，仅说明特征部分的作用。
在本实施例2电路中，由流过FETQ1的电流，在电阻R5、R6的连接点产生的电压高于规定值时，晶体管Q2工作，将偏置用的电容器C2的电荷，由反馈绕组L3、电阻R4、二极管D5、晶体管Q2、电容器C2电路放电，控制场效应晶体管的偏置电压VG2。这里，电阻R5、R6等的电路常数可由偏置用电容器C2的充、放电的平衡值确定。
电阻R4和实施例1同样，起到减少FETQ1的切换损失的作用。
实施例3：
本实施例3为减少切换损失，在电阻R4上并联连接二极管D6，如图5所示，这一点，与实施例1电路不同。由于其他构成与实施例1相同，同样的电路元件，电路电流、电路电压，标注相同的符号、号码。
也就是，在实施例1的电路中，用增加电阻R4使FETQ1导通时无切换损失，但是，在截止时，由于栅极电压VG的降低是滞后的，反而增加了切换损失。为此，在本实施例3中，将二极管D6并联连接电阻R4，在FETQ1截止时，使栅极电压VG的滞后抑制二极管D6的正向电压，可防止增加切换损失。用图3(c)的曲线③表示本实施例3的栅极电压VG。在图3(d)中电流ID用点划线表示。
实施例4：
本实施例4如图6所示电阻R6并联连接电容器C3，如实施例3，电阻R4并联连接二极管D6，这些与实施例2电路不同。
也就是，在FETQ1的源极接入电阻R5、R6，当流过FETQ1的电流达到规定值，进行偏置控制的晶体管Q2工作，FETQ1截止之际，由于晶体管Q2的基极电压VS减少，电流也减少，造成FETQ1的阈值电压对“地”也降低了。也就是，即使栅极电压VG降低，为了不使FETQ1截止，阈值电压降低，如图2、图3所示那样，电流ID也维持斜率降低，由于电流维持倾斜降低，产生切换损失。
本实施例4，通过对电阻R6增加并联电容C3，晶体管Q2的基极电压VS产生到电容器C3的电荷放电为止时间的滞后，其结果，以“地”为基准的视在阈值电压不降低，电流ID垂直降低，象图7(b)实线所表示的那样，防止产生切换损失。图7(a)表示电压VF。
还有，在所述各实施例中，虽然使用直流电源E，但是将市用电源整流、滤波也可以使用。同时使用可代替FET的绝缘栅双极晶体管(IGBT)那样的电压驱动型的开关元件，也有同样的效果。
由上述可以看到，在本发明的实施例1中，是由LC谐振电路、反馈绕组、电压驱动型的开关元件、对该开关元件的控制端提供偏置电压的偏压电路和具有控制偏置电压的偏压控制电路的用自激振荡动作的反相器电路组成，在反馈绕组和所述开关元件的控制端之间连接使反馈绕组产生交流电压相位延迟的电阻R4。因此，有可实现开关元件的无损失切换，抑制不必要损失的高效，高可靠性的电源电路这样的效果。
在实施例2中的电源电路中，作为偏压控制电路，设置了通过流过开关元件的电流，控制所述偏置电压的电路。因此，和实施例1的发明同样，有抑制不必要的损失，通过偏置控制电路进行稳定的振荡这样的效果。
在本发明的实施例3中是对实施例1的使反馈绕组产生交流电压相位延迟的电阻R4并联连接二极管D6。因此，有对二极管D6的正向电压抑制开关元件截止时的控制端的电压延迟，可防止增加开关元件的损失这样的效果。
在本发明的实施例4中，是对实施例2的发明，设置控制偏置电压的晶体管，当流过开关元件的电流达到规定值时，导通动作，同时，在晶体管的基极设置了使晶体管截止动作延迟的延迟用电容器。因此，可延迟晶体管的截止动作，有使流过开关元件的电流迅速减少，可抑制开关元件造成的损失这样的效果。

Claims (5)

1．一种电源电路，由LC谐振电路、反馈绕组、电压驱动型开关元件、对开关元件的控制端提供偏置电压的偏压电路，以及具有控制该偏置电压的偏压控制电路并用自激振荡动作的反相器电路组成，其中：
电容器(C1)和绕组(L1)并联构成LC谐振电路，该谐振电路经电阻(R1)和二极管(D1)组成的并联支路的一端与直流电源的正端相连，另一端与电压驱动型开关元件场效应晶体管(Q1)的漏极串联，该场效应晶体管的源极与直流电源的负端相连；
电阻(R2)和电容器(C2)的串联支路跨接于直流电源两端，该电阻(R2)和电容器(C2)的接点与反馈绕组(L3)的一端相连；
电阻(R2)和电容器(C2)的接点与绕组(L1)和二极管(D1)的接点之间连接有电阻(R3)和二极管(D2)的串联支路，共同构成反相电路；
电阻(R3)和二极管(D2)的串联支路与所述电阻(R2)构成偏置控制电路；其特征在于：
所述反馈绕组(L3)与场效应晶体管(Q1)的栅极之间串联连接使该反馈绕组产生交流电压相位延迟的电阻(R4)。
2．根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，作为偏置控制电路，所述电阻(R3)和二极管(D2)的串联支路通过流过所述场效应晶体管(Q1)的电流控制该晶体管的偏置电压。
3．根据权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，所述电阻(R4)两端并联连接二极管(D6)，该二极管(D6)的正向电压抑制所述开关元件截止时的控制端电压的延迟。
4．根据权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，所述场效应晶体管(Q1)的源极连接两个电阻(R5,R6)组成的串联支路，同时，与该串联支路并联的二极管(D5)和晶体管(Q2)的串联电路连接所述场效应晶体管(Q1)的栅极，所述两个电阻(R5,R6)的接点连接所述晶体管(Q2)的基极的电路构成偏置控制电路。
5．根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述场效应晶体管(Q1)的源极连接两个电阻(R5,R6)组成的串联支路，同时，与该串联支路并联的二极管(D5)和晶体管(Q2)的串联电路连接所述场效应晶体管(Q1)的栅极，所述两个电阻(R5,R6)的接点与晶体管(Q2)的基极和电容器(C3)，共同构成偏置控制电路。
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