CN1066873C - 使用回转器电路的接地电感电路 - Google Patents

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Abstract

一种使用回转器电路的接地电感电路，包括：两个运算跨导放大器和一个电容器。第一放大器的第一输出端连接至第二放大器的第一输入端，其第二输出端连接至后者的第二输入端。后者的第一输出端连接至前者的第二输入端，且后者的第二输出端连接至前者的第一输入端。前者的第二输入端和后者的第一输入端相互连接，此两个输入端的结点被施加一个相对于地电势的预定的直流偏置电压。电容器连接在该结点和后者的第二输入端之间。

Description

使用回转器电路的接地电感电路
本发明涉及利用一个回转器电路的接地电感电路和LC谐振电路，特别是抗温度变化的稳频LC谐振电路。
在包括集成电路(ICs)的电子电路领域中，近来已进行了多种尝试，以结合到IC电子部件，这些电子部件通常是设置在IC的外围电路。
特别地，认为在IC内部提供电感元件是便利的，这是由于LC谐振电路的主要区域由电感元件所占据，并且由于自由度规定了电感元件的特性受到限制。
作为在IC内部提供电感的一种方法，该方法披露了在其中利用一个回转器电路形成一个交流等效电感。
图1是描述一个传统的回转器电路的原理的电路图。
如图所示，该回转器电路由第一和第二运算跨导放大器OTA1和OTA2组成，OTA1的差动输出端C、D分别连接至OTA2的差动输入端S，T，并且OTA2差动输出端E、F分别交叉地连接至OTA1的差动输入端B，A。另外，电容器C1连接在OTA1的差动输出端C、D之间。
图2是图1所示的回转器电路的一个交流等效电路的方框图。
图1和图2中，I’和V’分别表示电流I和电压V的交流分量。
交流电流I1’通过OTA2的电流通路流动，其中的电感由跨越电容器C1产生的OTA2的基极电压V2’所控制。
相应地，它依下述公式
I1’=G2V2’    (1)其中，G2表示OTA2的跨导。
类似地，
-I2’=G1V1’   (2)其中，G1表示OTA1的跨导。
用-I2’/(jC1ω)替换V2’，并从等式(1)和(2)中消除I2’，得到V1’/I1’=jω[C1/(G1G2)]              (3)将L=C1/(G1G2)                           (4)代入，得
Zinput=V1/I1=jLω                                               (5)
如果OTA1的跨导等于OTA2的跨导，即G1=G2，那么，
L=C1Rg2                               (6)其中Rg表示每个OTA的阻抗。
图3是实际使用在一回转器电路中的OTA的电路图。
如图所示，每个差动输入端连接至耦合一对NPN晶体管(Q1，Q2)、(Q3，Q4)的基极，其中晶体管Q1和Q4构成一个差动放大器，晶体管Q2和Q3构成另一个差动放大器。
图3中，符号xn表示发射极面积是不用该符号表示的晶体管的发射极面积的n倍大，不用该符号表示的晶体管彼此具有相同的发射极面积。n值最好是4。
由S3表示的恒流源给第一差动放大器的Q1、Q4晶体管的发射极提供Ig载流，恒流源S4给第二差动放大器的Q2、Q3晶体管的发射极提供相同强度Ig的载流。通过负载L1和L2的电流是相同强度的恒流流过。
该OTA的电路结构是为了扩展OTA的动态范围。
现在，令晶体管Q1、Q2、Q3和Q4的集电极电流分别是I1、I2、I3、I4，那么，
I1+I2=Ig+Io                          (7)
I3+I4=Ig-Io                          (7’)
Ig=I1+I4                             (8)
  =I2+I3                              (8’)
I1=n·Isexp[VBE1/VT]               (9)
I2=Isexp[VBE2/VT]                  (9’)
I3=n·Isexp[VBE3/VT]               (10)
I4=n·Isexp[VBFA/VT]               (10’)这样，
I1/I4=n·exp[Vd/VT]               (11)
I2/I3=n-1·exp[Vd/VT]                           (11’)
其中Vd表示差动输入电压，VBE1和VBE2，VBE3和VBE4分别表示晶体管Q1、Q2、Q3、Q4的基-射电压，Is表示反相饱和电流，和VT表示热电压，即kT/q。
除Io、Ig和Vd外，从等式(7)至(11’)消去变量，导出等式
Io=[1/(1+n-1exp(-Vd/VT))+1/(1+nexp(-Vd/VT))]    (12)现在，我们用Vd的幂次序列的形式表达公式(12)并忽略较高次项。则，
Io=[Io]Vd-0+[δIo/δVd]Vd-0Vd                         (13)
由于[δIo/δVd]Vd-0是定义的跨导G，且[Io]Vd-0=0，它依下述公式
Io=GVd，                                            (14)其中，G=[n/(1+n)2]·(Ig/VT)                            (15)
在该两个OTA的每一个中保持的上述自变量组成一个回转器电路。
图4是图3中所示的利用由OTAs构成的回转器电路的谐振电路的电路图。
类似图1所示的回转器电路，OTA1的第一输出端C和第二输出端D连接至OTA2的分别连接至晶体管Q13和Q14的基极的第一输入端和连接至晶体管Q15和Q16的基极的第二输入端，而OTA2的第一输出端E和第二输出端F连接至OTA1的分别连接至晶体管Q7和Q8的基极的第二输入端和连接至晶体管Q5和Q6的基极的第一输入端。另外，稳定的直流电压VS1设置在OTA1的第二输入端Q和地电势之间，以便于该回转器电感的一端被交流接地，使OTA2的第一输出端E保持在恒定电压VS1上。
在图中，如上所述，符号x4表示晶体管的发射极面积具有没有该符号的晶体管的发射极面积4倍大。
用于并联谐振的电容器C3被连接在交流信号源和地电势之间，另一个用于串联谐振的电容C2通过电阻器R1连接在信号源和OTA1的输入端之间。电阻器R1被设置成降低该谐振电路的Q。
一个稳定的电流源SCS通过电流镜电路提供恒定电流Ig给由OTA1的NPN晶体管Q9、Q10和OTA2的NPN晶体管Q17、Q18构成的恒流源并用于提供恒定电流Ig给OTA1的PNP晶体管Q11、Q12和OTA2的Q19、Q20。
稳定的电流源分别由串联连接的PNP和NPN晶体管Q3、Q1、串联连接的PNP和NPN晶体管Q4、Q2、直流电压源VS2和一个电流调节定位器R2构成。
晶体管Q3的发射极连接至直流电压源VS2的正极，晶体管Q1的发射极连接至接地的该直流电压源VS2的负端，从而构成一个电流产生电路。晶体管Q1是二极管接法，它的基极被连接至晶体管Q2的基极，以便构成一个电流镜电路。
串联连接的晶体管Q2和Q4和作为负载晶体管的二极管接法的晶体管Q4构成电流镜电路的输出电路。负载晶体管Q4的集电极连接至晶体管Q3的基极，以便形成一个负反馈信号通路，以稳定通过晶体管Q2和Q4集电极流动的电流Ic。电流强度的确定取决于电阻器R2的值。
同晶体管Q1和Q2的基极相连接的基线被连接至晶体管Q9、Q1O、Q17和Q18的基极，以形成传输电流到OTA1和OTA2的电流源晶体管(Q9、Q10、Q17、Q18)的电流镜电路。
同晶体管Q3和Q4的基极相连接的基线被连接至晶体管Q11、Q12、Q19和Q20的基极，以形成传输电流到OTA1和OTA2的电流负载晶体管(Q11、Q12、Q19、Q20)的另一个电流镜电路。
下面将描述同图4所示回转器电路的操作。
如等式(14)所示，OTA1和OTA2的输出电流由下式给出。
Io1=G1Vd1       (16)
Io2=G2Vd2       (17)其中下标1和2分别是涉及OTA1和OTA2的数值，和
Vd1=Vp-Vq         (18)
Vd2=Vr-Vs         (19)Vp和Vq分别表示OTA1的第一和第二输入端P和Q的电势，和Vr和Vs分别表示OTA2的第一和第二输入端R和S的电势。
应注意。如图3所示，输出电流Io的正号对应于从第二输出端到第一输出端的电流流动的方向。
令电容器C1的阻抗为z，那么，
Vd2=(Io1·z)
   =G1Vd1·Z     (20)代换等式(20)到等式(17)得出
Io2=G1G2z·Vd1    (21)
当z=1/(jcω)，
zin=Vd1/Io2
    =jCω/(G1G2)    (22)同等式(3)相一致。
图5是如图4所示的回转器电路依频率绘制的输入阻抗的温度曲线。
该图表示从-10℃到50℃温度变化所导致的在与450KHz为中心频率的30KHz即±15KHz的条件下的阻抗特性的偏移。
这种不希望的输入阻抗的偏移使得在同样温度变化下导致谐振频率的±15KHz的波动。
在以陶瓷元件作为电容器元件的普通谐振电路中依温度变化为转移的频率变化大约是如上所述温度变化范围的±15KHz。
由于这一理由，利用现有技术回转器电路的谐振电路的温度函数是普通谐振电路的温度函数的10倍那样大。
在图4中，借助于电路模拟器等手段模拟的输入主直流偏置，该模拟是在下述条件下实现的：温度25℃；串联谐振频率410KHz；并联谐振频率490KHz；中心频率450KHz；在450KHz时输入阻抗11KΩ；直流电压源VS2的强度1.05V；和交流接地电势860mv。另外，进行该模拟是假设直流电压源VS2的温度特性和交流接地电势特性与晶体管VBE的温度特性相同，该晶体管VBE的温度特性是便于取得的客观因素。
依据上述模拟结果可知，OTAs的输入和输出端的偏置从它们的正常值大大偏离，导致晶体管饱和并从而中断了晶体管正常运行，此外，还可知，图4谐振电路的输入阻抗的相位，与90度的正常值比较偏离约37度。
本发明的一个目的就是提供一种利用稳定频率特性的回转器电路的接地电感电路和LC谐振电路，在该电路中，直流偏置将不会从正常值偏离，串联和并联谐振频率将不受温度变化的影响。
本发明的目的通过一种使用一个回转器电路的接地电感电路得以实现，该接地电感电路的特征在于，它包括：
一个第一运算跨导放大器、一个第二运算跨导放大器、和一个第一电容器；
所述第一运算跨导放大器的第一输出端连接至所述第二运算跨导放大器的第一输入端；
所述第一运算跨导放大器的第二输出端连接至所述第二运算跨导放大器的第二输入端；
所述第二运算跨导放大器的第一输出端连接至所述第一运算跨导放大器的第二输入端；
所述第二运算跨导放大器的第二输出端连接至所述第一运算跨导放大器的第一输入端；
所述第一运算跨导放大器的所述第二输入端和所述第二运算跨导放大器的所述第一输入端相互连接，并且该两个输入端的结点被施加一个相对于地电势的预定的直流偏置电压；
所述第一电容器连接在所述结点和所述第二运算跨导放大器的所述第二输入端之间；及
在所述第一运算跨导放大器的所述第一输入端和地电势之间设置一个交流信号电压源。
在该电路中，由于对第一运算跨导放大器(以后称OTA1)的第二输入端和第二运算跨导放大器(以后称OTA2)的第一输入端设置有相同的直流电势，和，相对应地，由于相同的直流电势提供给OTA1和OTA2的第一输出端，这两个OTA运算类似，从而，这两个OTA中的一个被置于饱和状态的情况能够避免。
基于上述理由，相应于本发明的两个OTA的G1和G2的跨导变得相等。将G1=G2代入公式(22)，从而有
zin=Vd1/Io2
    =jCω/G2         (22’)
每一个运算跨导放大器具有至少一个具有第一传导型的增益晶体管的差动放大器，其各发射极被一起连接至所述第一传导型的一个电流源晶体管的集电极，所述各增益晶体管的集电极连接至各自的第二传导型的负载晶体管；
所述接地电感电路还包括一个用于向所述运算跨导放大器的所述电流源晶体管提供一个恒定电流的一个稳定电流源；一个用于通过一个电流镜电路向所述运算跨导放大器的所述电流源晶体管传输由所述稳定电流源提供的所述恒定电流的传输电路；
所述稳定电流源包括：以串联形式连接至所述第一晶体管的一个所述第一传导型的第一晶体管和一个所述第二传导型的第二晶体管；和，以串联形式连接至所述第三晶体管的一个所述第一传导型的第三晶体管和一个所述第二传导型的第四晶体管，所述第三晶体管的发射极连接至一个电流调节电阻器的一端，该电阻器的电阻值是这样确定的：任选的其中一个所述运算跨导放大器具有能实现所述回转器电路的一个预定电感的一个最佳跨导值；
所述传输电路包括：以串联形式连接至所述第五晶体管的一个所述第一传导型的第五晶体管和所述第二传导型的第六晶体管，其中，所述第一晶体管是二极管接法，二极管接法的所述第一晶体管的基极连接至所述第三晶体管的基极；所述第四晶体管是二板管接法，二极管接法的所述第四晶体管的基极连接至所述第二晶体管的基极；所述第六晶体管的基极连到所述第四晶体管的基极；所述第五晶体管是二极管接法，所述第五晶体管的基极连接至所述运算跨导放大器的所述电流源晶体管；且，所述第一、第五晶体管的发射极和所述电阻器的另一端连接至一个工作直流电压源的接地电极，所述第二、第四和第六晶体管的发射极连接至所述工作直流电压源的另一个电极。
如上所述的稳定电流源是已知电路，它由于下面将描述的理由，它能相对于温度的变化稳定每个OTAs的跨导。
假设，第三晶体管的发射极面积(连接有电阻器R的发射极)对OTAs的电流源晶体管的发射极面积的比率是m，和稳定电流源的输出电流是Ig，那么Ig由下式给出：
Ig=(VT/R)·m-1ln m                   (23)
因此，
(1/Ig)(δIg/δT)=(1/VT)(δVT/δT)    (24)
另外，从等式(15)，得到
(1/G)(δG/δT)=(1/Ig)(δIg/δT)-(1/VT)(δVT/δT)    (25)
将等式(24)代入等式(25)，得到
δG/δT=0                                             (26)它表示，由于稳定电流源的优点，在同一时刻，两个OTA的跨导的热变化得到补偿。
应注意到，在本发明中，由于两个OTA具有相同的跨导，在同一时刻通过单个稳定电流源能够补偿两个OTA的跨导的热变化。但它不是图4所示的先有技术的回转器电路的情况，因为它的两个OTA具有不同的跨导。
通过下面随同附图及本发明最佳实施例的描述，本发明的上述和其它目的，特点和优点将变得极为明显。
图1是通常回转器电路的原理电路图；
图2是图2所示回转器电路的一交流等效电路的方框图；
图3是实际用于回转器电路中的OTA的电路图；
图4是利用如图3所示OTAs构成的回转器电路的一谐振电路的电路图；
图5是依据频率绘制的如图4所示回转器电路的输入阻抗的温度曲线；
图6是根据本发明的利用回转器电路的LC谐振电路的电路图；
图7是依据频率绘制的如图6所示的回转器电路的输入阻抗的温度曲线。
图6根据本发明的利用回转器电路的LC谐振电路的电路图；在图中，与图4所示的相同部分由相同的序号表示。
根据本发明的回转器电路与图4所示先有技术的回转器电路的差别基本在于，OTA1的第二输入端Q和OTA2的第一输入端R相对于地电势被偏置在同一直流电压VS1处，和稳定电流源SCS通过传输电路TC提供一稳定电流。
这些特征对于在温度变化下稳定回转器电路的等效电感是极为重要的。
在本实施例中，Q、R两端随着电压源VS2的工作电压1.05V被偏置在862mV。该偏置依次导致OTA1和OTA2的第一输出端C、E被置于同一电势VS1。由于OTA1的一个输入端被偏置在如OTA2那样的同一电势，所以两个OTAs具有相同的跨导特性。
其结果就是避免了由于不平衡的偏置而出现的两个OTA中的一个处于饱和状态的情况。
另外，由于如上所述，两个OTA被偏置在同一直流电压，提供给所有电流源晶体管Q9、Q10、Q17和Q18的发射极的载流，能够通过经由传输电路TC(下面将解释)从稳定电流源SCS提供的单个基极偏置在同一时刻受到控制。
稳定电流源SCS的电路和运行类似于图4所示的稳定电流源SCS，除了图4的稳定电流源向OTA1和OTA2提供具有不同特征的基极偏置之外。
传输电路由相互串联连接的NPN晶体管Q22和PNP晶体管Q21构成。晶体管Q22是二极管接法，它的基极被连接运算跨导放大器的基线。晶体管Q21的基极被连接至晶体管Q3、Q4的基极，以构成电流镜电路。
在传输电路TC运行中，晶体管Q4、Q2的校正器电流经由晶体管Q2、Q4和Q21构成的电流镜电路被传输到传输电路TC。Q21、Q22的校正器电流经由晶体管Q21、Q22构成的电流镜电路传输到OTA1和OTA2的电流源晶体管的基线。
该种设置的传输电路的优点在于能防止晶体管Q2的基极电流流向电流源晶体管的基线。如果晶体管Q2的基极电流流到该基线，那么，该基极电流的流失将导致在稳定电流源SCS中的控制误差。
本实施例的回转器电路具有一电流放大器电路，它能稳定通过负载晶体管Q11、Q12、Q19和Q20流动的电流。
该电流放大器电路CA包括：由NPN晶体管Q25、Q26和电阻器R3、R4构成的电流源电路；由NPN晶体管Q28、Q29、Q27和PNP晶体管Q30、Q31构成的差动放大器；和由NPN晶体管Q23、PNP晶体管Q24和由调节器R5和电容器C4构成的反馈通路构成的输出缓冲器电路。
二极管接法的晶体管Q25，它的基极连接至晶体管Q26的基极。在晶体管Q25中产生的电流经由调节器R3、晶体管Q25和晶体管Q26构成的电流镜电路被传输到差动放大器的电流源晶体管Q27。
电流镜电路的输出端(在调节器R4和晶体管Q26的接点处的电势)提供给差动增益晶体管中的一个(Q28)的基极。该差动增益晶体管的另一个(Q29)的基极同输出缓冲器电路的输出端(晶体管Q23和Q24的集电极的接点)相连接。晶体管Q30、Q31作为差动放大器的负载晶体管。差动输出端的一个(晶体管Q28和Q30的接点)被连接至晶体管Q24的基极和连接该OTA1和OTA2的负载晶体管Q11、Q12、Q19。和Q20的基极的基线。
由于通过连接晶体管Q29的基极和晶体管Q23和Q24的集电极的接点之间的信号通路，负反馈起到作用，则提供给负载晶体管Q11、Q12、Q19和Q20提供稳定的电流。
另外，晶体管Q23的基极同连接传输电路TCR的晶体管Q22的基极和两个OTA的电流源晶体管Q9、Q10、Q17和Q18的基极的基线相连接，使得保证提供给OTA的每个电流源晶体管Q9、Q10、Q17和Q18的电流都等于通过每个负载晶体管Q11、Q12、Q19和Q20中流动的电流相等。
在图6中，利用相应的电路模拟器进行模拟引入主直流偏置。在下述条件下实现模拟：温度25℃；串联谐振频率410KHz；并联谐振频率490KHz；中心频率450KHz；直流电压源VS2的强度1.05V；和交流接地电势860mV。另外，所进行的模拟是假设直流电压源VS2和交流接地电势的温度特性同所使用晶体管的VBE温度特性相一致，以便于不用再考虑晶体管VBE的温度特征。
从上述模拟结果可知，该两OTA的输入和输出端的偏置电压差仅有3mV那么小，它是相关于交流地偏置VS的±0.35％的差别率。
用于比较，在图4所示先有技术的LC谐振电路中，两OTA的输入和输出端的偏置差是137mV那么大，或者说是超过差别率16％那么大。通过模拟结果可清楚看出，本发明的电路相对温度变化有重大的稳定性。
另外，图6的谐振电路的输入阻抗的相位约为65°，同先有技术谐振电路的37°相比较得到显著改进。
图7表示是依据频率绘制的图6所示回转器电路的输入阻抗的温度曲线。
图中表示从-10℃到50℃的温度变化引起2KHz，即相对450KHz的中心频率±1KHz的条件下阻抗特性的偏移。为了比较，图4所示利用回转器电路的先有技术的LC谐振电路中，输入阻抗特性的偏移是30KHz，即±15KHz。
因此，从图7可知，本发明的谐振电路受温度变化的影响很小，能保证其稳定特性。
由于相对于使用陶瓷元件作为电容器元件的普通谐振电路的温度变化的频率变化对于上述温度变化范围大约是±1.5KHz，相对于使用本发明的LC谐振电路实际不存在问题。
非常清楚，虽然已经描述了本发明的特征和优点。但仅只是披露了已描述的部分。它的相应改变应不脱离所附权利要求所覆盖的范围。

Claims (4)

1．一种使用一个回转器电路的接地电感电路，其特征在于，它包括
一个第一运算跨导放大器、一个第二运算跨导放大器、和一个第一电容器；
所述第一运算跨导放大器的第一输出端连接至所述第二运算跨导放大器的第一输入端；
所述第一运算跨导放大器的第二输出端连接至所述第二运算跨导放大器的第二输入端；
所述第二运算跨导放大器的第一输出端连接至所述第一运算跨导放大器的第二输入端；
所述第二运算跨导放大器的第二输出端连接至所述第一运算跨导放大器的第一输入端；
所述第一运算跨导放大器的所述第二输入端和所述第二运算跨导放大器的所述第一输入端相互连接，并且该两个输入端的结点被施加一个相对于地电势的预定的直流偏置电压；
所述第一电容器连接在所述结点和所述第二运算跨导放大器的所述第二输入端之间；及
在所述第一运算跨导放大器的所述第一输入端和地电势之间设置一个交流信号电压源。
2．根据权利要求1所述的接地电感电路，其特征在于，
每一个运算跨导放大器具有至少一个具有第一传导型的增益晶体管的差动放大器，其各发射极被一起连接至所述第一传导型的一个电流源晶体管的集电极，所述各增益晶体管的集电极连接至各自的第二传导型的负载晶体管；
所述接地电感电路还包括：一个用于向所述运算跨导放大器的所述电流源晶体管提供一个恒定电流的一个稳定电流源；一个用于通过一个电流镜电路向所述运算跨导放大器的所述电流源晶体管传输由所述稳定电流源提供的所述恒定电流的传输电路；
所述稳定电流源包括：以串联形式连接至所述第一晶体管的一个所述第一传导型的第一晶体管和一个所述第二传导型的第二晶体管；和，以串联形式连接至所述第三晶体管的一个所述第一传导型的第三晶体管和一个所述第二传导型的第四晶体管，所述第三晶体管的发射极连接至一个电流调节电阻器的一端，该电阻器的电阻值是这样确定的：任选的其中一个所述运算跨导放大器具有能实现所述回转器电路的一个预定电感的一个最佳跨导值；
所述传输电路包括：以串联形式连接至所述第五晶体管的一个所述第一传导型的第五晶体管和所述第二传导型的第六晶体管，其中，所述第一晶体管是二极管接法，二极管接法的所述第一晶体管的基极连接至所述第三晶体管的基极；所述第四晶体管是二极管接法，二极管接法的所述第四晶体管的基极连接至所述第二晶体管的基极；所述第六晶体管的基极连到所述第四晶体管的基极；所述第五晶体管是二极管接法，所述第五晶体管的基极连接至所述运算跨导放大器的所述电流源晶体管；且，所述第一、第五晶体管的发射极和所述电阻器的另一端连接至一个工作直流电压源的接地电极，所述第二、第四和第六晶体管的发射极连接至所述工作直流电压源的另一个电极。
3．一种根据权利要求1所述的接地电感电路，其特征在于，所述回转器电路用于一个LC谐振电路，所述LC谐振电路还包括一个第二电容器，该电容器与所述回转器电路并联地连接至一个交流信号源，该交流信号源的其中一个输出端接地。
4．一种根据权利要求1所述的接地电感电路，其特征在于，所述回转器电路用于一个LC谐振电路，所述LC谐振电路还包括一个第三电容器，该电容器与所述回转器电路串联地连接至一个交流信号源，该交流信号源的其中一个输出端接地。
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19990057175A (ko) * 1997-12-29 1999-07-15 김영환 자이레이터를 이용한 임피던스 정합장치
US6472908B1 (en) * 2000-02-03 2002-10-29 Applied Micro Circuits Corporation Differential output driver circuit and method for same
US7019586B2 (en) * 2004-03-23 2006-03-28 Silicon Laboratories Inc. High-speed Gm-C tuning
US7215227B2 (en) * 2004-03-31 2007-05-08 Silicon Laboratories Inc. Gm-C filter compensation
DE502004005511D1 (de) * 2004-09-20 2007-12-27 Mueller Martini Holding Ag Verfahren und Einrichtung zum Messen der Dicke von in einem Förderstrom in bestimmten Abständen eine Messeinrichtung durchlaufenden Druckprodukten
WO2007102132A1 (en) * 2006-03-09 2007-09-13 Nxp B.V. Amplification stage
JP4859709B2 (ja) * 2007-03-01 2012-01-25 富士通セミコンダクター株式会社 電圧制御回路
JP2009033643A (ja) * 2007-07-30 2009-02-12 Renesas Technology Corp 半導体集積回路
US9385671B2 (en) * 2014-05-14 2016-07-05 Stmicroelectronics S.R.L. Control circuit for low noise amplifier and related differential and single-ended amplification devices
US10063199B2 (en) * 2016-06-09 2018-08-28 Analog Devices Global Buffer with increased headroom

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5075382A (zh) * 1973-11-05 1975-06-20

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0821832B2 (ja) * 1988-02-15 1996-03-04 松下電器産業株式会社 ジャイレータ回路を用いたリアクタンス回路
US5117205A (en) * 1990-05-01 1992-05-26 U.S. Philips Corporation Electrically controllable oscillator circuit, and electrically controllable filter arrangement comprising said circuits
JPH0575382A (ja) * 1991-09-12 1993-03-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd バンドパスフイルタ
JP2757799B2 (ja) * 1994-12-05 1998-05-25 日本電気株式会社 ジャイレータ回路を用いた接地インダクタンス回路

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5075382A (zh) * 1973-11-05 1975-06-20

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MOBILE RADIO SYSTEMS AND TECHNIQUES 1984.9.10 D.M.H Calder *

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