CN106405511B - 用于自动车辆的雷达信号处理 - Google Patents

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Abstract

公开了用于自动车辆的雷达信号处理。一种雷达系统(10)包括控制器(30)，所述控制器可操作地从第一天线(26A)接收第一信号(28A)，并且从第二天线(26B)接收第二信号(28B)，所述第一信号和第二信号源自位于雷达视场内的物体(20)对第一脉冲(16A)的反射。控制器(30)还可操作地在物体(20)对第二脉冲(16B)的反射的接收结束之前计算第一信号(28A)和第二信号(28B)的第一变换(34)，以基于第一脉冲(16A)的反射来确定距离‑数据(36)。所述距离‑数据(36)包括相位成分和幅度成分。接着第一变换(34)的是计算相位成分和幅度成分的复合非相干累积(38)以确定包括多普勒相位和多普勒幅度的平均的距离数据(40)。

Description

用于自动车辆的雷达信号处理
技术领域
本公开总体上涉及一种适合在自动车辆上使用的雷达系统，并且更特别地涉及信号处理技术，其处理来自在前的雷达脉冲反射的数据，同时从后续的雷达脉冲反射捕获数据。
背景技术
雷达传感器作为控制自动车辆的自动化驾驶系统的信息源广泛地用于车载传感器系统中。系统包括有源安全特征，诸如智能巡航控制(Intelligent Cruise Control)、碰撞警报和缓解(Collision Warning and Mitigation)，以及周围检测系统。发射的雷达信号传播到雷达视场内的物体，并且被系统接收的反射信号通过信号调节装置链在其传播期间被转换为离散的基带信号。对于一系列波形脉冲，在数字信号处理(DSP)装置中将基带信号从时域转换为距离-多普勒频域，其中来自所有的接收天线阵列元件的距离或距离-多普勒谱被非相干地累积。
通常地，自动雷达使用该非相干地累积(non-coherently integrated，NCI)的频谱分布作为目标检测图解或NCI检测图解的基础。这些已知的系统针对待测物体的位置和多普勒参数估计评估NCI频谱的幅度，所述待测物体具有比估计的检测阈值更高的频谱幅度。该幅度NCI-检测技术抑制系统噪声变化，并且保持噪声引起的误警报率为最小值。在理想的系统(即天线阵列元件之间最小耦合)中，因为与来自物体的反射信号相比，系统噪声跨天线阵列元件是更小相关的，所以这导致净信噪比增益。通过此检测识别的物体将接着受到追踪。追踪器采用多种追踪算法来评估和衡量检测的物体参数的时间相关定量行为并对于物体识别和分类作出可靠的决定。
由Alland等于2009年12月29日提交的、名称为“Radar System And Method ofDigital Beam Forming”的美国专利7,639,171描述了一种系统，其在从对于测量周期的所有连续啁啾(chirp)(或脉冲)的时域A/D采样数据中累积距离频率谱数据时具有显著的处理空闲时间(idle time)量。接着该系统在储存在雷达存储器中的大量距离频谱数据上后处理多普勒频率变换(即，多普勒FFT)以及跨接受天线阵列元件的幅度NCI。NCI频谱被用于执行距离-多普勒(RD)检测和进行检测参数估计(包括角度位置的计算)。这些后处理所需要的时间是相对多的，同时在采样数据收集和距离频率变换(距离-FFT)期间损失处理时间。即，现有系统具有不期望的效率低的信号处理或不期望的缓慢的测量更新速率。
发明内容
根据一个实施方式，提供了一种雷达系统。该系统包括发射器，多个天线和控制器。所述发射器可操作地发射由一系列脉冲表征的雷达-信号。所述雷达-信号包括第一脉冲和第二脉冲。多个天线可操作地检测表示雷达-信号被物体反射的反射-信号。多个天线包括可操作地输出第一信号的第一天线和可操作地输出第二信号的第二天线。在第一脉冲的反射的接收期间，控制器可操作地接收第一信号和第二信号。在第二脉冲的反射的接收结束之前，控制器还可操作地计算第一信号和第二信号的第一变换以基于第一脉冲的反射来确定距离-数据。距离-数据包括相位成分和幅度成分。第一变换之后接着计算相位成分和幅度成分的复合非相干累积以确定包括多普勒相位和多普勒幅度的平均的距离-数据。
在另一实施方式中，控制器进一步可操作为在计算相位成分和幅度成分的复合非相干累积之前，将相位成分标准化。
在另一实施方式中，控制器进一步可操作为在系列脉冲被发射之后，计算第一阶段多普勒FFT，接着进行距离-多普勒检测，接着进行第二阶段多普勒FFT。
进一步的特征和优势将在阅读优选实施方式的以下详细描述之后更加清楚，其仅作为非限定性示例并参考附图给出。
附图说明
现将参考附图借助示例描述本发明，其中：
图1是根据一个实施方式的系统的示意图；
图2是根据一个实施方式的现有系统的时序图；
图3是根据一个实施方式的图1的系统的时序图；
图4是根据一个实施方式的图1的系统所执行的方法的流程图。
具体实施方式
图1示出雷达系统10的非限定性示例，下文称其为系统10。虽然本文描述的系统10被开发为汽车应用，诸如自主车辆、或完全或部分地自动化车辆，构想的是，本文呈现的教导将对非自动化应用来说是有用的。系统10包括可操作地发射由一系列脉冲16表征的雷达信号14的发射器12。雷达信号包括第一脉冲16A和第二脉冲16B。构想到的是，每个脉冲将引起雷达信号14扫过频率范围或在频率范围内变化，所述频率如由每个脉冲的形状所暗示；然而使用固定频率的信号不是必需的。借助示例而非限定，系统10可以在50微秒(50us)内从76千兆赫兹(76GHz)到77千兆赫兹(77.00GHz)线性地频率扫描雷达信号14。系统10可以被配置为发射一系列xx-脉冲(16A，16B，16C，……16xx)，例如64个脉冲，其被如以下详细描述的处理以基于估计的物体参数和反射信号24的不同特性来确定例如，到物体20的距离18，距离18的变化率，到物体20的方向或角度22，和/或物体20的分类(例如大/小，移动/静止)。
系统10可以包括多个天线26以检测表示雷达-信号14被物体20反射的反射-信号24。虽然该非限定性示例示出三个天线，这仅是为了简化描述，因为构想到具有多于和少于三个接收天线以及多于一个发射天线的配置。能够在Alland等于2009年1月6日提交的美国专利7,474,262和Alland等于2009年12月29日提交的美国专利7,639,171中找到可能与本文描述的系统10有关的关于多天线雷达系统及其操作的附加信息，这两个申请的全部内容通过参考引入本文。多个天线26在此示例中包括可操作地输出第一信号28A的第一天线26A和可操作地输出第二信号28B的第二天线26B。
系统10可以包括控制器30，所述控制器30可操作为在包括第一脉冲16A的一系列脉冲16的反射的接收期间接收第一信号28A和第二信号28B。控制器30可以包括开关矩阵32，其配置为时分-多路传输由多个天线26输出的信号。所述开关矩阵32可以操作为从多个天线26中选择仅一个天线或者可组合来自多个天线26中的两个或更多个的信号以形成多种子阵列，其将被本领域技术人员所识别。还构想到的是，多个天线26中的每一个可以被连接到等数量的多个专用接收器，这样开关矩阵32不是必需的。此外，虽然发射天线和多个接收天线26被示为分离的部分，这仅是为了简化描述，并且应该认识到相同的天线元件可以被用于发射雷达-信号14并且检测反射-信号24。
图2示出先前限定的雷达系统(诸如Alland等于2009年12月29日提交的美国专利7,639,171中示出的系统)的时序图200。该现有系统执行从多个子阵列接收的源自一个脉冲(例如第一脉冲16A)的数据的第一傅里叶变换，同时发送后续脉冲(例如第二脉冲16B)并且收集源自该后续脉冲的数据。该接收的数据的第一傅里叶变换通常被称为测距快速傅里叶变换或“距离FFT”。考虑到脉冲-时间持续(τchirp)，脉冲个数(K)，每脉冲每接收天线阵列元件的采样数量(M)，接收天线阵列元件的个数(N)，以及选定的信号处理装置速度的特定配置，在现有系统内执行距离FFT例如花费约25％的用于发射脉冲并捕获源自其中(τchirp)的时域数据。如此，控制器30在75％的发射组成一系列脉冲的脉冲中的一个所花费的时间期间部分地空闲。来自所有脉冲的数据已经被接收并通过距离FFT处理后，执行包括多普勒FFT、幅度非相干累积(NCI)和距离-多普勒检测的进一步的数据处理。执行此进一步的数据处理所需的时间与发射所有脉冲所需的时间相当(即约等于)。
图3示出本文描述的系统10的时序图300，其以改进的方式处理数据以使得紧接着距离FFT之后完成附加的数据处理。该改进增加了控制器30内信号处理的时间效率，以使得控制器30内的信号处理装置在小于15％的发射脉冲中的一个(τchirp)所花费的时间内部分地空闲，而不是如上文所述的在现有系统中的75％的空闲时间。也就是说，在第二脉冲16B的反射的接收完成之前执行来自第一脉冲16A的数据的附加的数据处理。因此，用于确定多普勒和距离-多普勒信息的进一步数据处理花费现有系统所需要的时间的40％。通过进一步解释的方式，如果由现有系统进行的单个测量周期的持续时间由发射所有脉冲所需要的一个停留(dwell)间隔加上针对附加的信号处理的大约一个停留间隔来表征，那么单个测量周期花费大约2.0个停留间隔(Tdwell)。相反，本文所述的改进的系统(系统10)花费相同的一个停留间隔来发射所有脉冲，但是仅花费大约0.4个停留间隔来后处理数据，所以在本文所述的改进的系统中的单个测量周期花费1.4个停留间隔(Tdwell)。由于样本数据积累(或收集)与执行之间的完全并行的处理增强导致的这种时间效率提高是有利的，因为距离18、距离18的改变率以及对不同物体的角度22可以使用类似的信号处理硬件更频繁且准确地确定。注意到，处理时间与脉冲持续时间(即发射脉冲并且捕获时域数据)之间的百分比关系仅对于脉冲持续时间、脉冲个数、每脉冲和每接收天线元件的采样数量、接收天线阵列元件的数量以及信号处理装置速度的特定配置是有效的。这仅是为了简化描述的示例，并且应认识到这些参数的不同配置可以导致处理时间和脉冲持续时间以及停留时间之间的不同百分比关系。
回到图1，如以下将更详细地描述，实现在性能上的改进(通过减少单个测量周期的时间来度量)，因为控制器30可操作为在第二脉冲16B的反射的接收结束之前计算第一信号28A和第二信号28B(和/或将一个或两个信号与来自其他天线的信号组合的子阵列)的第一变换34。第一变换34基于第一脉冲16A的反射来确定距离-数据36。距离-数据36包括相位成分RP和幅度成分RA。控制器30进一步配置成使得第一变换34接下来的步骤为计算或执行相位成分RP和幅度成分RA的复合非相干累积38以确定平均的距离-数据40，此平均的距离-数据40包括多普勒-相位DP和多普勒-幅度DA。
系统10，或特别是控制器30，可以进一步可操作为在计算相位成分RP和幅度成分RA的复合非相干累积38之前经由“标准化相位”42对相位成分进行标准化。跨接收天线阵列元件或子阵列执行相位校正除去或补偿由多个天线26中的每一个天线之间的相对相位差，同时保留多普勒相位项DP，所述相位差是由于多个天线26的物理分离和到物体20的角度22引起的。
系统10，或者特别是控制器30，进一步可操作为在发射一系列脉冲16后，计算第一-阶段-多普勒-FFT44(多普勒FFT#1 44)，接着是距离-多普勒-检测46，接着是第二-阶段-多普勒-FFT48(多普勒FFT#2 48)，如以下详细描述的。
如以上提出的，本文描述的系统10使用改进的信号处理算法以改进单个测量周期的测量处理时间(或更新速率)，见图3。所述改进允许更好地使用一系列脉冲16的脉冲(例如第二脉冲16B，第三脉冲16C)期间的处理空闲时间以用于跨多个天线26和/或从其衍生出的子阵列执行距离频率谱(距离FFT)的复合非相干累积38(复合NCI 38)(即实部与虚部求和)。所述改进在不损失雷达检测性能的情况下替换了现有系统所使用的基于幅度的NCI后处理算法块，并且节省了执行基于幅度的NCI算法另外需要的时间。所述改进也减少了多普勒频率变换(多普勒FFT#1 44，多普勒FFT#2 48)需要的处理时间，因为现在仅针对连续啁啾(chirp)处理距离频谱的复合NCI输出或平均的距离-数据，而不是针对所有连续啁啾和所有的多个天线26处理距离频谱。因此，系统10实现了大约30％的总体测量更新速率提高，伴随着现有信号处理的同等的检测性能。两个信号处理过程之间的每个测量周期的准确率或性能等效性是通过在减去了它们的相对相位差之后(标准化相位42)应用跨多个天线26的距离频谱的复合NCI 38(即实部和虚部求和)来实现的。
如图1所示，系统10通过以下步骤确定物体20的相对位置：由发射天线52辐射电压控制的振荡器50(VCO 50)的连续RF-啁啾信号(一系列脉冲16)；并且由多个天线26检测或接收以反射啁啾信号的形式的来自物体20的反射-信号24，所述多个天线26经由开关矩阵32和零差下变频混频器(homodyne down converter mixer)56连接到模数转换器54(A/D54)，其可以包括低噪音放大器和基带滤波器，这将由本领域技术人员认识到。由于多普勒效应造成的被发射和被接收的啁啾信号之间的时间延迟以及被接收的连续啁啾信号之间的频移被用于计算物体20相对于多个天线26的距离18和相对速度。来自天线26A，26B，26C的信号28A，28B，28C之间的相对相位差被用于通过应用不同的角度寻找技术(诸如单脉冲，数字-波束形成或超分辨率)来估计物体20的角度22。
与图2和3的各啁啾相关的N和M分别表示接收天线阵列元件的总数量和每啁啾每接收天线元件的采样的总数量。第一变换34在存储的时域数据的临时缓冲区上执行距离频率变换(即距离FFT)并且仅在雷达存储器中存储距离频谱(即N×MM)(其与应用相关)，同时将来自A/D 54的第二啁啾的采样时域数据积累在第二临时缓冲区内。也就是说，假定对于其中使用系统10的应用来说，相关距离频谱尺寸为MM＝M/2。通过在第一和第二临时缓冲区之间切换，该过程持续直到所有的K啁啾的全部时域采样已经被转换到距离频域中并被存储。累积在雷达存储器中的总距离频谱数据尺寸将等于N×MM×K。
现有系统(图2)在积累的距离频谱上执行多普勒频率变换(多普勒-FFT)，并且跨接受天线阵列元件非相干地累积距离-多普勒(RD)幅度频谱。基于幅度的非相干累积(NCI)通过抑制比信号损失更加显著的系统噪声变化(由于例如跨天线阵列元件的增益失配或多路径效应造成)来改进信噪比。得到的NCI RD-频谱(或RD-图像)被用于估计检测阈值，并且频谱的局部极大值指示对于比估计的检测阈值更大的局部极大值的可检测物体。局部极大值以及他们紧接的相邻幅度谱被使用并处理以确定检测的准确RD-坐标。检测的横向和纵向位置通过在检测波束-矢量上应用期望的角度寻找算法(即数字波束形成和/或超分辨率)来确定。波束-矢量是接收天线阵列元件的原始复合RD-频谱。
图2示出上述的现有系统信号处理流程的近似信号处理时间线，对于300MHz时钟速度，25微秒的啁啾持续时间(τchirp)，4个接收天线阵列元件，以及每啁啾每接收天线阵列元件的256个采样。这指示了这类信号处理流程(或过程)在啁啾的时域样本数据的距离频谱数据收集期间引入了显著的处理空闲时间。对于该近似值，距离频率变换(距离-FFT)仅消耗了啁啾持续时间的大约25％，并且啁啾持续时间的剩下75％是不进行处理或空闲的。另外，后续多普勒频率变换(多普勒-FFT)和基于幅度的NCI处理块消耗了大量的处理时间，因为它们必须处理数据尺寸N×MM×K的所有存储的距离频谱。它几乎等于所有啁啾(已知为停留时间或Tdwell)的总时间长度。这说明了不考虑控制器30内的信号处理装置的性能或时钟-速度，现有信号处理流程将受益于处理时间减少或测量更新速率提高，这归因于采样-数据积累(或收集)和执行的绝对(或有效的)并行处理。
由本文描述的系统10提供的改进通过新的信号处理流程技术实现，并且相关的算法修改改进了检测值处理时间，即提高了更新速率。如通过图3中的改进的信号处理时序图所示，系统10使用啁啾的时域采样数据积累期间的处理空闲时间来执行跨接收天线阵列元件(多个天线26)的距离频谱的复合NCI 38(即实部和虚部求和)。
所述改进是用带有相等的RD-检测性能代替现有信号处理时序图(图2)中的幅度NCI算法块，并且节省了处理幅度NCI所另外需要的处理时间。改进的处理也减少了通过因子N进行的多普勒频率变换(多普勒-FFT)需要的处理时间，因为仅处理在1st阶段多普勒-FFT块(多普勒FFT#1 44)中的数据尺寸MM×K的复合NCI输出。注意，现有信号处理流程中的多普勒-FFT应该处理N×MM×K的距离频谱尺寸。
如图3的处理时间线所示，总处理时间长度已经减少了约30％来执行从A/D采样数据开始到接收2nd阶段多普勒-FFT(多普勒FFT#2 48)输出的全部信号处理。注意，2nd阶段多普勒-FFT需要检索仅针对被距离-多普勒检测块识别的检测的波束-矢量。它针对所有接收天线阵列元件但仅在检测距离和多普勒频率元(bin)处使用检测的原始距离频率(或距离-FFT)频谱来执行多普勒-FFT。还注意，对于所有啁啾，所有接收天线阵列元件的原始距离频率(或距离-FFT)频谱被存储在雷达存储器(或SRAM)中。在现有系统中，每测量周期的检测的最大数量为大约128。如此，2nd阶段多普勒-FFT(多普勒FFT#2)比1st阶段多普勒-FFT处理时间需要显著少的处理时间，因为2nd阶段多普勒-FFT必须对所有接收天线阵列元件但是仅在128个检测点上执行FFT。这意味着，2nd阶段多普勒-FFT将处理N×128的最大数据，这占1st阶段多普勒-FFT数据尺寸的不到2％，所以较少的处理时间。2nd阶段FFT输出波束-矢量被用于角度寻找算法(即数字波束形成和/或超分辨率技术)以估计检测的角度位置。
如以下方程示出，在校正由于均匀线性阵列(ULA)配置的天线阵列元件的相对相位差之后，由跨天线阵列元件的距离频谱的复合NCI 38(即实部和虚部求和)获得RD检测性能等效性。使用方程1作为示例以表达采用L最大接收天线阵列元件的ULA-配置的线性频率调制连续波形(FMCW)的远场模型：
Figure BSA0000134013860000091
其中l是从1运行到L＝12的ULA-元件指数(或接收天线阵列元件)；cl(t，θ)是以ULA对准轴为参考的、对于位于方位角θ的散射中心在ULA-元件l处检测的基带信号；并且gl(θ)是位于与ULA的中心相距xl处的ULA-元件的方向性。然后
Figure BSA0000134013860000092
是传播矢量(或波数)的量级；并且
Figure BSA0000134013860000093
是光速(例如3,000,000,000m/s)和载频(例如76.5GHz)分别为c和f0的操作波长。
Figure BSA0000134013860000094
是基带信号，其中A是幅度，其有关于发射能量、散射中心的雷达-横截面、传播路径和传播损失；α是FMCW啁啾
Figure BSA0000134013860000095
Figure BSA0000134013860000096
并且
Figure BSA0000134013860000097
是从传输到散射中心以及回到相关波传播路径长度(或径向距离)r的第l天线阵列元件(或ULA-元件l)的波传播时间。如果目标是移动的，r(t)＝r0+vt，其中r0是目标在时间t＝0的径向距离，并且v是目标的径向速率。
远场模型方程1包括相位项kxl cosθ，作为由于ULA-配置导致的波传播路径长度差异的结果，其在接收天线阵列元件之间变化。跨多个天线26从方程1获得的信号的叠加将形成波束图案，其可以表达为sin(θ/θ)，通常已知为sinc-函数。在传播路径长度差异上有益的和破坏性的信号叠加分别等于整波长和半波长(即λ和
Figure BSA0000134013860000098
)的倍数。因此，波束图案具有周期最大值和最小值，其中第一最大值在目标角度位置并且第一最小值(或零)在一角度处，该角度是ULA-孔径宽度的函数，其是例如：
Figure BSA0000134013860000099
其中x≈6.3mm，L＝12，且λ＝3.92mm分别是两个邻近的ULA-元件之间的间隔，ULA-元件的总数量，以及操作波长。第一最大值表示从散射中心反射的信号，同时后续最大值被限定为单调减少的侧-波瓣，其中第一个旁瓣大约在第一最大值下方的大约13dB处。数字波束形成技术使用该信号叠加概念，以估计散射中心的角度位置；参见Alland在2009年1月6号提交的美国专利7,474,262。
图4示出被系统10执行的方法400的非限定性示例，该方法用于执行跨多个天线26的距离频谱的复合求平均(即实部和虚部求和)，具有用对应于图1使用的参考标号的多个步骤。这在ULA的中心(或θ＝0)复制信号叠加。这意味着，它将对位于不同于零(即θ≠0)的角度位置处的散射中心引入信号损失。为了解决由于复合求平均造成的信号损失问题，本文描述的系统10在执行跨ULA-元件的复合求平均之前，在ULA元件之间减去了相对相位差。这可以通过如下的对方程1进行修改得到：
Figure BSA0000134013860000101
其中xref是被选作配置的参考接收天线阵列元件的ULA-元件中的任一个的位置。
现在，执行跨接收天线阵列元件的方程2的复合求平均，等于基于幅度的非相干累积(NCI)，因为它也不包括关于ULA-元件的相位信息。这意味着所有接收天线阵列元件的瞬间复合矢量位于复合平面上的相同的线上。注意，复合求平均尽管需要保留信号的多普勒相位项以便在后来的多普勒频率变换(或多普勒-FFT)过程中使用。因此，跨接收天线阵列元件的方程2的复合求平均可以在这里限定为关于ULA-配置的复合NCI。它遵循对幅度NCI的单个接收天线阵列元件图案模拟，并且确认复合和幅度NCI均获得了相对于散射中心的角度位置的相等信号图案。信号图案遵循单个接收天线阵列元件图案并在散射中心的角度位置处汇集到零：
Figure BSA0000134013860000102
对于以上给定的示例，x≈6.3mm，L＝12，且λ＝3.92mm。
注意，在应用在距离频谱上减去ULA-元件的相对相位差并执行复合NCI之前，需要在雷达存储器(或SRAM)中存储原始距离频谱，以便在后来的后处理中使用。后处理块2nd阶段多普勒-频率变换(多普勒FFT#2)必须检索并使用这些原始距离频谱(即其中包括ULA-元件的相对相位差)以仅用于RD-检测过程估计的检测中，并且它产生了检测的波束-矢量数据。需要将检测的波束-矢量数据输入到信号处理流程的角度寻找块(或数字波束形成和超分辨率算法)。
虽然图4示出系统10的信号处理流程的非限定性示例，还构想到，复合NCI 38之后的多个步骤可以以不同顺序进行，其进一步改进了处理时间和雷达存储器(或SRAM)大小。借助示例而非限制，步骤距离-多普勒-检测46可以被重新命名为距离-检测以在啁啾时域采样数据积累期间的剩下的处理空闲时间内、刚好在复合NCI38之后被处理。对于带有适当的信噪比的啁啾或脉冲信号，距离检测执行使用平均-距离-数据40的幅度频谱分布的检测来取代处理块距离-多普勒-检测46，并且进一步改进处理时间(即增加更新速率)。
在一系列啁啾或脉冲被发射之后，距离-检测可以接下来执行单个阶段多普勒-FFT(例如48)和数字波束形成以估计物体20的距离18和方向或角度22的变化速率。因为单个阶段多普勒FFT和数字波束形成是为了执行由距离-检测处理估计的检测的原始距离频率(或距离-FFT)谱，处理时间可以进一步减少1st阶段多普勒FFT(多普勒FFT#1 44)所需要的处理时间。此外，因为系统10不必存储所有相干距离元(MM)和所有多个天线26(N)和所有啁啾(K)的原始距离频率(或距离-FFT)谱，因此需要的雷达存储器(或SRAM)尺寸减少。相反，系统10针对所有多个天线26(N)和所有啁啾(K)仅存储最多128个检测的原始距离频率频谱。
处理时间和雷达存储器尺寸的进一步减少仍是可能的，如果数字-波束形成块可以在距离-检测处理之后的处理空闲时间内进行的话。整体而言，图4所示的信号处理流程的这些可替换处理步骤顺序的实现是高度依赖于单个啁啾或脉冲的适当的信噪比。因此，在该段主张的附加的处理时间和存储器尺寸改进被系统10提供啁啾或脉冲的适当的信噪比的能力限制。
因此，提供了系统10、用于系统10的控制器30，以及操作系统10的方法。改进的信号处理流程减少了测量处理时间(即增加了更新速率)。这使得更好地使用啁啾时域采样数据积累期间的处理空闲时间以用于执行跨接受天线阵列元件的距离频率谱的复合NCI。这有助于从如Alland等在2009年12月29号提交的美国专利7,639,171所述的现有信号处理流程中消除基于幅度的NCI算法块，而不会损害雷达检测性能，并且它节省了执行幅度NCI所另外需要的处理时间。它还减少了多普勒频率变换(多普勒-FFT)需要的处理时间，因为它现在仅必须处理距离频谱的复合NCI输出。
尽管已针对其优选示例对本发明进行了描述，然而本发明不旨在如此限制，而是仅受所附权利要求书中给出的范围限制。

Claims (5)

1.一种雷达系统(10)，包括：
发射器(12)，所述发射器可操作地发射由一系列脉冲(16)表征的雷达信号(14)，其中所述雷达信号(14)包括第一脉冲(16A)和第二脉冲(16B)；
多个天线(26)，所述多个天线可操作地检测指示雷达信号(14)被物体(20)反射的反射信号(24)，所述多个天线(26)包括可操作地输出第一信号(28A)的第一天线(26A)和可操作地输出第二信号(28B)的第二天线(26B)；以及
控制器(30)，所述控制器可操作地
在对所述第一脉冲(16A)的反射进行接收期间接收所述第一信号(28A)和所述第二信号(28B)，并且
在对所述第二脉冲(16B)的反射进行接收结束之前，计算所述第一信号(28A)和所述第二信号(28B)的第一变换(34)以基于所述第一脉冲(16A)的反射确定距离数据(36)，其中所述距离数据(36)包括相位成分和幅度成分，接着所述第一变换(34)的是在对所述第二脉冲(16B)的反射进行接收结束之前，计算所述相位成分和所述幅度成分的复合非相干累积(38)以确定包括多普勒相位和多普勒幅度的平均的距离数据(40)。
2.根据权利要求1所述的系统(10)，其中所述控制器(30)进一步可操作为在计算所述相位成分和所述幅度成分的复合非相干累积(38)之前，将所述相位成分标准化。
3.根据权利要求1所述的系统(10)，其中所述控制器(30)进一步可操作为在所述一系列脉冲(16)被发射之后，计算第一阶段多普勒FFT(44)。
4.根据权利要求3所述的系统(10)，其中所述控制器(30)进一步可操作为在所述第一阶段多普勒FFT(44)被计算之后，计算距离多普勒检测(46)。
5.根据权利要求4所述的系统(10)，其中所述控制器(30)可进一步可操作为在所述距离多普勒检测(46)被计算之后，计算第二阶段多普勒FFT(48)。
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