CN106026962B - 声表面波滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种与通带的宽带化对应的低损耗的声表面波滤波器。本发明所涉及的梯型的声表面波滤波器(10)利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在该压电基板上的IDT电极，具有由该IDT电极构成的串联谐振器以及并联谐振器，表示通带的带宽的相对频带是2.5％以上，并联谐振器的体波辐射的截止频率比通带更处于高频侧。

Description

声表面波滤波器
技术领域
本发明涉及利用了漏波的声表面波滤波器。
背景技术
作为被用于通信设备等的RF(Radio Frequency，射频)电路的频带滤波器，声表面波滤波器被实用化。从将用于无线通信的频率资源有效活用的观点出发，作为移动电话的通信频带而被分配多种频带。因此，声表面波滤波器是根据多种频率规格而被设计开发的。
专利文献1中公开了一种能够应用于2GHz以上的高频频带的声表面波元件。具体来讲，作为形成在压电基板上的IDT(Interdigital Transducer，交叉指型换能器)电极的参数的适当的范围，规定了膜厚为7.5％λ～8％λ(λ是IDT电极间距)，并且线占有率(占空比)是0.55～0.65。在压电基板中使用45～46°Y切割X传播的钽酸锂单晶体。并且，通过利用漏波，从而即使是频带为2GHz以上的高频频带也能够实现通带中的低损耗性。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-102418号公报
在专利文献1公开的声表面波元件中，为了实现通带中的低损耗性，规定了作为IDT电极的参数的膜厚以及线占有率，以使得构成声表面波元件的谐振器的从谐振频率到反谐振频率的传播损耗变小。在通带宽度为2.3％左右的窄带规格的情况下，如专利文献1那样，若谐振器的谐振点～反谐振点的传播损耗变小，则能够实现声表面波滤波器的通带中的低损耗性。
但是，在通带宽度换算为相对频带(通带宽度/中心频率)是例如3％以上的宽带规格的情况下，通带整个区域的声表面波滤波器的传播性能不仅由谐振器的谐振点～反谐振点的传播损耗决定。换句话说，存在越进行通带的宽带化，就越不能仅通过减少谐振器的谐振点～反谐振点的传播损耗来确保声表面波滤波器的低损耗性的问题。
发明内容
因此，本发明为了解决上述课题而作出，其目的在于，提供一种与通带的宽带化对应的低损耗的声表面波滤波器。
为了实现上述目的，本发明的一方式所涉及的声表面波滤波器是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的串联谐振器以及并联谐振器的梯型的声表面波滤波器，表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，所述并联谐振器的体波辐射增加的截止频率比所述通带更处于高频侧。
由此，由于能够将并联谐振器的比反谐振频率更靠高频侧的体波辐射增加的截止频率偏离到比滤波器通带更靠高频侧，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，也可以所述相对频带是3.0％以上。
由此，在能够满足梯型声表面波滤波器中的谐振器的谐振Q值、反谐振Q值以及温度特性等基本特性的占空比的范围内，能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，也可以所述并联谐振器的梳形电极的膜厚相对于构成所述梳形电极的多个电极指的反复间距的比例即标准化膜厚是9.0％以上且13.0％以下，并且，所述多个电极指的线宽相对于所述多个电极指的所述线宽与空间宽度的相加值的比例即占空比是0.3以上且0.8以下。
此外，也可以所述标准化膜厚以及所述占空比处于图10所示的区域A的范围。
由于通过选择被这些规定的范围的标准化膜厚以及占空比，能够将上述截止频率偏离到比滤波器通带更靠高频侧，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，本发明的一方式所涉及的声表面波滤波器是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的串联谐振器以及并联谐振器的梯型的声表面波滤波器，其中，
表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，比所述并联谐振器的体波辐射增加的截止频率更靠高频侧的回波损耗是1.0dB以下。
由此，由于在并联谐振器的比反谐振频率更靠高频侧的频率区域，能够充分减小比体波辐射增加的截止频率更靠高频侧的回波损耗，因此即使在上述截止频率存在于通带内的情况下，也能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，也可以所述相对频带是4.0％以上。
此外，也可以所述并联谐振器的梳形电极的膜厚相对于构成所述梳形电极的多个电极指的反复间距的比例即标准化膜厚是10.3％以上且13.0％以下，并且，所述多个电极指的线宽相对于所述多个电极指的所述线宽与空间宽度的相加值的比例即占空比是0.3以上且0.8以下。
此外，也可以所述标准化膜厚以及所述占空比处于图10所示的区域B的范围。
由于通过选择被这些规定的范围的标准化膜厚以及占空比，能够充分减小比上述截止频率更靠高频侧的回波损耗，因此即使在该截止频率存在于通带内的情况下，也能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，本发明的一方式所涉及的声表面波滤波器是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的谐振器的纵耦合谐振器型的声表面波滤波器，其中，
表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，所述谐振器的体波辐射增加的截止频率比所述通带更处于高频侧。
由此，在纵耦合谐振器型的声表面波滤波器中，由于能够将比谐振器的反谐振频率更靠高频侧的体波辐射的截止频率偏离到比滤波器通带更靠高频侧，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，本发明的一方式所涉及的声表面波滤波器是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的谐振器的纵耦合谐振器型的声表面波滤波器，其中，
表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，比所述谐振器的体波辐射损耗增加的截止频率更靠高频侧的回波损耗是1.0dB以下。
由此，在纵耦合谐振器型的声表面波滤波器中，由于能够充分减小比谐振器的反谐振频率更靠高频侧的体波辐射的比截止频率更靠高频侧的回波损耗，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
根据本发明所涉及的声表面波滤波器，即使在通带被宽带化的情况下，也能够实现通带内的低损耗性。
附图说明
图1是实施例1所涉及的声表面波滤波器的电路结构图。
图2是示意性地表示实施例1所涉及的声表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。
图3是对实施例1以及比较例1所涉及的声表面波滤波器的通过特性进行比较的图表。
图4A是对实施例1以及比较例1所涉及的并联谐振器的阻抗的频率特性进行比较的图表。
图4B是对实施例1以及比较例1所涉及的并联谐振器的回波损耗(return loss)的频率特性进行比较的图表。
图5是表示标准化膜厚以及占空比与体波辐射的截止频率的相关关系的图表。
图6是实施例2所涉及的声表面波滤波器的电路构成图。
图7是表示实施例2以及比较例2所涉及的所涉及的声表面波滤波器的通过特性的图表。
图8A是对实施例2以及比较例2所涉及的并联谐振器的阻抗的频率特性进行比较的图表。
图8B是对实施例2以及比较例2所涉及的并联谐振器的回波损耗的频率特性进行比较的图表。
图9是表示标准化膜厚以及占空比与回波损耗的相关关系的图表。
图10是表示实施方式所涉及的声表面波滤波器的标准化膜厚以及占空比的适当范围的图表。
图11是实施例3所涉及的声表面波滤波器的俯视示意图。
图12是对实施例3以及比较例3所涉及的声表面波滤波器的通过特性进行比较的图表。
-符号说明-
10、20、30 声表面波滤波器
10A、10B 梯型电路
11 压电基板
12 密接层
13 主电极
14a、14b IDT电极
101、102、103、104、105、111、112、121、122 串联谐振器
201、202、203、204、211、212、213、221、222、223 并联谐振器
301、302、303、304、305 匹配电感
501、502、503、504、505 IDT
601、602 反射器
701、801、901 输入端子
702、803、902 输出端子
802 中间端子
具体实施方式
以下，使用实施例及其附图来详细说明本发明的实施方式。另外，以下所说明的实施例都表示概括的或者具体的例子。以下实施例中所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，并不是限定本发明的主旨。关于以下实施例中的构成要素之中独立权利要求中未记载的构成要素，被说明为任意的构成要素。此外，附图所示的构成要素的大小或者大小的比并不一定是严密的。
(1.实施例1)
[1-1.声表面波滤波器的基本结构]
对本发明的实施例1所涉及的声表面波滤波器的基本结构进行说明。在本实施例中，示例了被应用于TD-LTE(Time Division Long Term Evolution，分时长期演进)标准的Band41 NarrowBand-Filter(通带：2555-2655MHz，相对频带：3.84％)的带通型的声表面波滤波器。另外，在本说明书中，所谓相对频带，被定义为通带BW除以中心频率f0得到的值(Bw/f0)。
图1是实施例1所涉及的声表面波滤波器10的电路结构图。如该图所示，声表面波滤波器10具备：串联谐振器101～105、并联谐振器201～204、匹配电感301以及302、输入端子701以及输出端子702。
串联谐振器101～105在输入端子701与输出端子702之间相互串联连接。此外，并联谐振器201～204在相邻的串联谐振器101～105的各连接点与基准端子(地)之间并联连接。通过串联谐振器101～105以及并联谐振器201～204的上述连接结构，声表面波滤波器10构成梯型的带通滤波器。此外，匹配电感301以及302分别连接在输入端子701以及输出端子702与基准端子之间。
图2是示意性地表示实施例1所涉及的声表面波滤波器10的谐振器的俯视图以及剖视图。在该图中示出表示构成声表面波滤波器10的多个谐振器之中的并联谐振器201的构造的俯视示意图以及剖面示意图。另外，图2所示的并联谐振器201是用于说明上述多个谐振器的典型构造的例子，构成电极的电极指的根数或长度等并不限定于此。
声表面波滤波器10的各谐振器由压电基板11、梳形(IDT：InterDigitalTransducer)电极14a以及14b构成。
压电基板11由44.5°Y切X传播LiTaO3压电单晶体或者压电陶瓷(在以X轴为中心轴并以从Y轴起旋转44.5°的轴为法线的面切断的钽酸锂单晶体或者陶瓷，声表面波在X轴方向传播的单晶体或者陶瓷)构成。
如图2的俯视图所示，在压电基板11上形成相互对置的一对IDT电极14a以及14b。IDT电极14a由相互平行的多个电极指140a、将多个电极指140a连接的汇流条电极141a构成。此外，IDT电极14b由相互平行的多个电极指140b、将多个电极指140b连接的汇流条电极141b构成。多个电极指140a以及140b沿着与X轴方向正交的方向形成。
此外，多个电极指140a以及140b和汇流条电极141a以及141b如图2的剖视图所示，为密接层12与主电极13的层叠构造。密接层12是用于提高压电基板11与主电极13的密接性的层，作为材料，例如使用Ti。此外，作为材料，主电极13例如使用Al。另外，构成主电极13以及密接层12的材料并不限定于上述金属材料。进一步地，IDT电极14a以及14b也可以不是密接层12与主电极13的层叠构造。IDT电极14a以及14b例如也可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或者合金构成，此外，也可以由上述金属或者合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以以电极保护或者特性改善为目的，在压电基板11上形成覆盖密接层12以及主电极13的电介质膜。
本发明所涉及的声表面波滤波器的主要部分特征是，规定了即使通带被宽带化也能够确保低损耗性的IDT电极的参数的适当的范围。这里，所谓IDT电极的参数，是指标准化膜厚以及占空比。标准化膜厚在将图2所示的IDT电极14a以及14b的膜厚设为h、将IDT电极14a或者14b的间距设为λ的情况下，被定义为h/λ。此外，占空比是多个电极指140a以及140b的线宽占有率，是指该线宽相对于多个电极指140a以及140b的线宽与空间宽度的相加值的比例。更具体来讲，占空比在将构成IDT电极14a以及14b的电极指140a以及140b的线宽设为W、将相邻的电极指140a与电极指140b之间的空间宽度设为S的情况下，被定义为W/(W+S)。
另外，实施例1所涉及的声表面波滤波器10的标准化膜厚例如是h/λ＝10.3％，占空比是0.60。
表1中表示实施例1所涉及的声表面波滤波器10的串联谐振器101～105、并联谐振器201～204、和匹配电感301以及302的设计参数(电容以及波长)的详细。
【表1】
上述表1所示的各谐振器的波长由图2所示的IDT电极14a或者14b的间距λ决定。此外，表1所示的各谐振器的电容由电极指140a以及140b的长度、空间宽度S、线宽W以及压电基板11的介电常数等决定。
另外，在实施例1中，由9个谐振器构成T型的梯型滤波器，但也可以构成π型的梯型滤波器。此外，谐振器的数量不局限于9个。
[1-2.声表面波滤波器的动作原理]
接下来，说明本实施方式所涉及的梯型的声表面波滤波器的动作原理。
并联谐振器201～204分别在谐振特性方面具有谐振频率frp以及反谐振频率fap(＞frp)。此外，串联谐振器101～105分别在谐振特性方面具有谐振频率frs以及反谐振频率fas(＞frs＞frp)。另外，虽然串联谐振器101～105的谐振频率frs大致一致，但如表1所示，由于各谐振器的设计参数不同，因此也可以不一定一致。此外，对于串联谐振器101～105的反谐振频率fas、并联谐振器201～204的谐振频率frp以及并联谐振器201～204的反谐振频率fap而言也是同样的，也可以不一定一致。
在通过梯型的谐振器来构成带通滤波器时，使并联谐振器201～204的反谐振频率fap与串联谐振器101～105的谐振频率frs接近。由此，并联谐振器201～204的阻抗接近于0的谐振频率frp附近是低频侧阻止区域。此外，由此，若频率增加，则在反谐振频率fap附近，并联谐振器201～204的阻抗变高，并且，在谐振频率frs附近，串联谐振器101～105的阻抗接近于0。由此，在反谐振频率fap～谐振频率frs的附近，在从输入端子701到输出端子702的信号路线为信号通过区域。进一步地，若频率变高，成为反谐振频率fas附近，则串联谐振器101～105的阻抗变高，成为高频侧阻止区域。
在具有图1以及图2所示的上述构造以及上述动作原理的声表面波滤波器10中，若从输入端子701输入高频信号，则在输入端子701与基准端子之间产生电位差，由此，由于压电基板11变形导致产生在X方向传播的声表面波。这里，通过使IDT电极14a以及14b的间距λ与通带的波长大致一致，从而仅具有希望使其通过的频率成分的高频信号通过声表面波滤波器10。
[1-3.声表面波滤波器的通过特性]
图3是对实施例1以及比较例1所涉及的声表面波滤波器的通过特性进行比较的图表。在该图的图表中，表示针对实施例1所涉及的声表面波滤波器10(标准化膜厚h/λ＝10.2％)以及比较例1所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.6％)的插入损耗的频率特性。另外，所谓本实施例中的插入损耗，是指对输出端子702中的输出功率相对于输入端子701中的输入功率的比进行分贝显示的参数。根据图3的通过特性可知，与比较例1所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.6％)相比，实施例1所涉及的声表面波滤波器10(标准化膜厚h/λ＝10.2％)在通带内的高频侧更能够实现低损耗化。使用图4A以及图4B来说明其原因。
图4A是对实施例1以及比较例1所涉及的并联谐振器201的阻抗的频率特性进行比较的图表。此外，图4B是对实施例1以及比较例1所涉及的并联谐振器201的回波损耗的频率特性进行比较的图表。在图4A以及图4B中，对关于构成比较例1所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.6％)的并联谐振器以及构成实施例1所涉及的声表面波滤波器10(标准化膜厚h/λ＝10.2％)的并联谐振器201的、阻抗(＝20log|Z|)以及回波损耗(dB)进行比较。另外，所谓本实施例中的回波损耗(反射损耗)，是指对来自并联谐振器201的反射功率相对于向并联谐振器201的输入功率之比进行分贝显示的参数。
根据图4A以及图4B，在谐振频率frp(阻抗极小)～反谐振频率fap(阻抗极大)附近，在比较例1(标准化膜厚h/λ＝9.6％)以及实施例1(标准化膜厚h/λ＝10.2％)的任意情况下，回波损耗都是大约0.6dB以下，为良好的反射特性。
另一方面，可知在从通带的高频端附近即2.66GHz附近起高频侧的频率区域，相比于比较例1，实施例1的回波损耗更良好。从该高频端附近起高频侧的频率区域中的回波损耗的差较大地影响通带内的高频侧的插入损耗的差。
比反谐振频率fap更靠高频侧的回波损耗的恶化是由于表面波向压电基板内部的泄漏成分(体波辐射)增加所导致的。发明人发现，标准化膜厚h/λ越变大，体波辐射的截止频率(以下，记为fBR)越向高频侧移动，并且，体波辐射的电平也变小。这里，所谓体波辐射的截止频率fBR，被定义为表面波的声速超过体波的声速，体波所导致的损耗开始增加的频率。
另外，实施例1中的截止频率fBR是2.73GHz，比较例1中的截止频率是2.72GHz。
[1-4.IDT电极参数的最佳化]
在现有的一般的窄带的声表面波滤波器(相对频带为2.3％以下)中，体波辐射损耗的截止频率fBR比滤波器通带更充分靠近高频侧的衰减区域。因此，滤波器的插入损耗由构成该滤波器的谐振器的谐振频率～反谐振频率的损耗决定，标准化膜厚h/λ的适当范围是7.5～8.0％，并且，占空比的适当范围处于0.55～0.65(例如，专利文献1)。
但是，随着声表面波滤波器被宽带化，体波辐射的截止频率fBR存在于通带内，由此，通带中的插入损耗恶化。
从该观点出发，为了减少声表面波滤波器的通带中的插入损耗，除了谐振器的谐振频率～反谐振频率中的传播损耗的减少，特别地，还需要进行考虑了并联谐振器中的体波辐射的影响的标准化膜厚以及占空比的设定。
图5是表示标准化膜厚以及占空比与体波辐射的截止频率fBR的相关关系的图表。具体来讲，图5的图表表示在使标准化膜厚以及占空比变化的情况下，通过有限元方法模拟来解析体波辐射的截止频率fBR与并联谐振器201的反谐振频率fap的频率间隔(fBR-fap)如何变化的结果。
如图5所示，在使占空比(0.30～0.80)恒定来观察图表的情况下，标准化膜厚h/λ越大，频率间隔(fBR-fap)越宽。此外，在使标准化膜厚h/λ(8.0～14.2)恒定来观察的情况下，占空比越大，频率间隔(fBR-fap)越宽。由此可知，占空比以及标准化膜厚h/λ越大，体波辐射的截止频率fBR越向高频侧偏移。
另外，在实施例1所涉及的声表面波滤波器10(相对频带为3.84％)的情况下，能够使体波辐射的截止频率fBR偏离到比通带更靠高频侧的衰减区域的频率间隔(fBR-fap)是130MHz以上。该频率间隔(fBR-fap)根据声表面波滤波器10的相对频带而变化。例如，相对频带是4％的声表面波滤波器的频率间隔(fBR-fap)大约是155MHz，在相对频带是5％的情况下，大约是195MHz，在相对频带是6％的情况下，大约是235MHz。换句话说，需要随着声表面波滤波器的带宽BW变宽而将频率间隔(fBR-fap)设定为较宽。
另外，图5的图表中表示了标绘实施例1所涉及的声表面波滤波器10(标准化膜厚h/λ＝10.2％)的点(双重圆圈)以及标绘比较例1所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.6％)的点(双重三角)。
此外，如上所述，虽然通过增大标准化膜厚或占空比，通带内的体波辐射导致的损耗的影响能够变小，但另一方面，存在各谐振器的谐振Q值、反谐振Q值以及温度特性恶化的趋势。进一步地，为了确保制造工序中的IDT电极的加工精度，标准化膜厚以及占空比被设定了上限以及下限。从这些观点出发，优选实施例1所涉及的声表面波滤波器10的标准化膜厚h/λ被设定为8％以上并且14％以下，此外，占空比被设定为0.30以上并且0.80以下。
以上，声表面波滤波器的相对频带越比2.3％左右宽，通带的插入损耗就越不只是由谐振器的谐振频率～反谐振频率的传播损耗决定，比反谐振频率更靠高频侧的体波辐射导致的损耗越较大地影响。
对此，本实施例所涉及的梯型的声表面波滤波器10的特征在于，利用由44.5°Y切X传播LiTaO3单晶体构成的压电基板11中传播的漏波，在压电基板11上具有使2个IDT电极14a以及14b对置形成的串联谐振器101～105以及并联谐振器201～204，相对频带为2.5％以上，并联谐振器201的体波辐射的截止频率fBR比通带更靠高频侧。
由此，由于能够使比并联谐振器201的反谐振频率fap更靠高频侧的体波辐射的截止频率fBR偏离到比滤波器通带更靠高频侧，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
另外，本实施例所涉及的压电基板11是使用了44.5°Y切X传播LiTaO3单晶体的基板，但单晶体材料的切断角并不限定于此。换句话说，将LiTaO3基板用作为压电基板，利用漏声表面波，在2.5％以上的相对频带，并联谐振器的体波辐射的截止频率fBR比通带更靠高频侧的声表面波滤波器的压电基板的切断角并不限定于44.5°Y。即使是使用了具有上述以外的切断角的LiTaO3压电基板的声表面波滤波器，也能够起到同样的效果。
(2.实施例2)
在本实施例中，与实施例1进行比较，来说明相对频带比实施例1更大的声表面波滤波器的标准化膜厚以及占空比的优化条件。
[2-1.声表面波滤波器的基本结构]
对本发明的实施例2所涉及的声表面波滤波器的基本结构进行说明。在本实施例中，示例了被应用于TD-LTE标准的Band41 FullBand-Filter(通带：2496-2690MHz，相对频带：7.46％)的带通型的声表面波滤波器。
图6是实施例2所涉及的声表面波滤波器20的电路结构图。如该图所示，声表面波滤波器20具备：梯型电路10A、梯型电路10B、匹配电感303、304以及305、输入端子801、中间端子802以及输出端子803。梯型电路10A具备：串联谐振器111以及112、并联谐振器211～213。梯型电路10B具备：串联谐振器121以及122、并联谐振器221～223。
梯型电路10A与梯型电路10B经由中间端子802而串联连接。串联谐振器111、112、121以及122在输入端子801与输出端子803之间相互串联连接。此外，并联谐振器211、212、213、221、222以及223在输入端子801、中间端子802、输出端子803、串联谐振器111、112、121以及122的连接点与基准端子(地)之间并联连接。通过本连接结构，声表面波滤波器20构成梯型的带通滤波器。此外，匹配电感303～305分别连接在输入端子801、中间端子802以及输出端子803与基准端子之间。
构成各谐振器的IDT电极以及压电基板的基本结构与图1所示的相同。具体来讲，在压电基板11上形成相互对置的一对IDT电极14a以及14b。压电基板11由44.5°Y切X传播LiTaO3压电单晶体或者压电陶瓷构成。此外，IDT电极的层叠构造与实施例1相同。
另外，实施例2所涉及的声表面波滤波器20的标准化膜厚例如是h/λ＝10.5％(实施例2A)以及11.5％(实施例2B)，占空比是0.60。
表2中表示了实施例2所涉及的声表面波滤波器20的串联谐振器111、112、121以及122、并联谐振器211、212、213、221、222以及223、和匹配电感303、304以及305的设计参数(电容以及波长)的详细。
【表2】
上述表2所示的各谐振器的波长由图2所示的IDT电极14a或者14b的间距λ决定。此外，表2所示的各谐振器的电容由电极指140a以及140b的长度、空间宽度S、线宽W以及压电基板11的介电常数等决定。
另外，在实施例2中，梯型电路10A以及梯型电路10B构成π型的梯型电路，但也可以构成T型的梯型电路。此外，也可以连接3级以上的梯型电路。
[2-2.声表面波滤波器的动作原理]
由于本实施例所涉及的梯型的声表面波滤波器的动作原理与实施例1所涉及的梯型的声表面波滤波器的动作原理相同，因此省略说明。
在具有图6所示的结构的声表面波滤波器20中，若从输入端子801输入高频信号，则在输入端子801与基准端子之间产生电位差，由此，由于压电基板11变形导致产生在X方向传播的声表面波。这里，通过使IDT电极14a以及14b的间距λ与通带的波长大致一致，从而仅具有希望使其通过的频率成分的高频信号通过声表面波滤波器20。
[2-3.声表面波滤波器的通过特性]
图7是对实施例2以及比较例2所涉及的声表面波滤波器的通过特性进行比较的图表。在该图的图表中，实施例2A所涉及的声表面波滤波器20(标准化膜厚h/λ＝10.5％)、实施例2B所涉及的声表面波滤波器20(标准化膜厚h/λ＝11.5％)、以及比较例2所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.5％)的插入损耗的频率特性被进行比较。另外，所谓本实施例中的插入损耗，是指对输出端子803中的输出功率相对于输入端子801中的输入功率之比进行分贝显示的参数。根据图7的通过特性可知，与比较例2所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.5％)相比，实施例2A以及实施例2B所涉及的声表面波滤波器20(标准化膜厚h/λ为10.5％以上)更能够在通带内的高频侧实现低损耗化。使用图8A以及图8B来说明其原因。
图8A是对实施例2以及比较例2所涉及的并联谐振器211的阻抗的频率特性进行比较的图表。此外，图8B是对实施例2以及比较例2所涉及的并联谐振器211的回波损耗的频率特性进行比较的图表。在图8A以及图8B中，对针对构成比较例2所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.5％)的并联谐振器、构成实施例2A所涉及的声表面波滤波器20(标准化膜厚h/λ＝10.5％)的并联谐振器211、以及构成实施例2B所涉及的声表面波滤波器20(标准化膜厚h/λ＝11.5％)的并联谐振器211的阻抗(＝20log|Z|)以及回波损耗(dB)进行比较。另外，所谓本实施例中的回波损耗(反射损耗)，是指对来自并联谐振器211的反射功率相对于向并联谐振器211的输入功率之比进行分贝显示的参数。
如图8B所示，可知不仅随着标准化膜厚h/λ变大，体波辐射的截止频率fBR向高频侧移动，而且随着标准化膜厚h/λ变大，比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗有所改善。
本实施例所涉及的声表面波滤波器20的相对频带是7.46％，与实施例1所涉及的声表面波滤波器10(相对频带3.84％)相比，被进一步宽带化。因此，为了将并联谐振器211的体波辐射的截止频率fBR偏移到通带的高频侧，该截止频率fBR与并联谐振器211的反谐振频率fap的频率间隔(fBR-fap)需要是大约310MHz。难以获取到用于确保该频率间隔的标准化膜厚以及占空比的适当条件。
但是，在本实施例所涉及的声表面波滤波器20中，通过减少比体波辐射的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗，从而即使截止频率fBR处于通带内，也能够减少通带的插入损耗。
另外，实施例2A中的截止频率fBR是2.62GHz，实施例2B中的截止频率fBR是2.64GHz，比较例2中的截止频率是2.60GHz。
[2-4.IDT电极参数的最佳化]
在现有的一般的窄带的声表面波滤波器(相对频带为2.3％以下)中，体波辐射的截止频率fBR比滤波器通带更充分靠近高频侧的衰减区域。因此，滤波器的插入损耗几乎由构成该滤波器的谐振器的谐振频率～反谐振频率的损耗决定，标准化膜厚h/λ的适当范围是7.5～8.0％，并且，占空比的适当范围处于0.55～0.65(例如，专利文献1)。
但是，随着声表面波滤波器被宽带化，体波辐射的截止频率fBR存在于通带内，由此，通带中的插入损耗恶化。
从该观点出发，为了减少声表面波滤波器的通带中的插入损耗，除了谐振器的谐振频率～反谐振频率中的传播损耗的减少，还需要进行考虑了体波辐射所导致的损耗的影响的标准化膜厚以及占空比的优化。
图9是表示标准化膜厚以及占空比与回波损耗的相关关系的图表。具体来讲，图9的图表表示在使标准化膜厚以及占空比变化的情况下，通过有限元方法模拟来解析并联谐振器211的比体波辐射的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗如何变化的结果。
如图9所示，在将占空比(0.30～0.80)设为恒定来观察图表的情况下，标准化膜厚h/λ越大，比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗越小。此外，在将标准化膜厚h/λ(8.0～14.2)设为恒定来观察的情况下，占空比越大，比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗越小。由此，占空比以及标准化膜厚h/λ越大，越能够减少比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗。
另外，在图9的图表中，表示了标绘实施例2A以及2B所涉及的声表面波滤波器20(标准化膜厚h/λ＝10.5％以及11.5％)的点(双重圆圈)、以及标绘比较例2所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.5％)的点(双重三角)。
另外，如上所述，虽然通过增大标准化膜厚或占空比，能够减小通带内的体波辐射所导致的损耗的影响，但在本实施例中，也从与实施例1同样的观点出发，标准化膜厚以及占空比被设定了上限以及下限。换句话说，实施例2所涉及的声表面波滤波器20的标准化膜厚h/λ优选被设定为8％以上并且14％以下，此外，占空比优选被设定为0.30以上并且0.80以下。
以上，声表面波滤波器的相对频带越比2.3％左右宽，通带的插入损耗就越不只是由谐振器的谐振频率～反谐振频率的传播损耗决定，比反谐振频率更靠高频侧的体波辐射所导致的损耗越较大地影响。
对此，本实施例所涉及的梯型的声表面波滤波器20的特征在于，利用由44.5°Y切X传播LiTaO3单晶体构成的压电基板11中传播的漏波，在压电基板11上具有对置形成了2个IDT电极14a以及14b的串联谐振器111、112、121以及122和并联谐振器211～213以及221～223，相对频带为2.5％以上，并联谐振器211的比体波辐射的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗是1dB以下。
由此，由于比截止频率fBR更靠高频侧的体波辐射所导致的损耗减少，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
另外，本实施例所涉及的压电基板11使用了44.5°Y切X传播LiTaO3单晶体，但单晶体材料的切断角并不局限于此。换句话说，将LiTaO3基板用作为压电基板，利用漏声表面波，在2.5％以上的相对频带，并联谐振器的比体波辐射的截止频率更靠高频侧的回波损耗为1dB以下的声表面波滤波器的压电基板的切断角并不限定于44.5°Y。即使是使用了具有上述以外的切断角的LiTaO3压电基板的声表面波滤波器，也能够起到同样的效果。
(3.概括了实施例1以及实施例2时的IDT电极参数的最佳化)
详细说明概括了实施例1所涉及的声表面波滤波器10的标准化膜厚以及占空比的适当范围与实施例2所涉及的声表面波滤波器20的标准化膜厚以及占空比的适当范围的情况下的优化条件。
图10是表示实施方式所涉及的声表面波滤波器的标准化膜厚以及占空比的适当范围的图表。在该图中，表示了为了对应于宽带化而减少体波辐射的影响的声表面波滤波器的IDT电极的标准化膜厚以及占空比的适当范围。图10的横轴表示声表面波滤波器的相对频带，纵轴表示使占空比变化的情况下的标准化膜厚。
如图10所示，根据声表面波滤波器的相对频带的大小，标准化膜厚的适当值不同，标准化膜厚以及占空比的适当范围被粗略规定为3个相对频带范围(范围1～范围3)。
范围1是声表面波滤波器的相对频带较小(小于2.5％)的情况。在该情况下，是频率间隔(fBR-fap)相对于带宽BW而充分宽的状态，通过现有的手法来考虑谐振器的谐振频率～反谐振频率的传播损耗的影响即可。如图10所示，在使用了42～46°Y切X传播LiTaO3压电基板的情况下，标准化膜厚h/λ在大约9％具有适当值。
范围2是声表面波滤波器的相对频带处于2.5～4.0％的范围的情况。该情况与实施例1相对应，除了谐振器的谐振频率～反谐振频率的传播损耗的影响，还可能将体波辐射的截止频率fBR偏离到比滤波器通带更靠高频侧。在该情况下，根据相对频带，标准化膜厚的适当范围进行变化，与相对频带相应的标准化膜厚以及占空比处于图10所示的区域A的范围。换句话说，标准化膜厚是9.0％以上13.0％以下，并且，占空比是0.3以上0.8以下。
另外，区域A也可以通过被表示为(相对频带，标准化膜厚)的坐标A1-A4来规定。换句话说，区域A是由连结A1(2.5，9.0)与A2(3.3，9.0)的直线、连结A2(3.3，9.0)与A3(4.0，10.3)的占空比为0.80的线、连结A3(4.0，10.3)与A4(4.0，13.0)的直线、以及连结A4(4.0，13.0)与A1(2.5，9.0)的占空比为0.30的线围起的区域。
进一步地，更优选将占空比设定为0.40～0.70的范围。作为其理由，是因为能够将各谐振器的谐振Q值、反谐振Q值、以及温度特性维持在规定性能，能够缩小基于工序的加工精度的频率偏差等。此时的区域A为相对频带3.2％以上的范围。
范围3是声表面波滤波器的相对频带为4.0％以上的情况。该情况与实施例2相对应，是比体波辐射的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗为1.0dB以下的范围。该情况下的适当的标准化膜厚以及占空比处于图10所示的区域B的范围。换句话说，标准化膜厚是10.3％以上13.0％以下，并且，相对频带是4.0％以上15.6％以下的范围。另外，优选占空比是0.3以上0.8以下。
此外，将标准化膜厚设为13.0％以下是由于以下的理由。也就是说，若使标准化膜厚大于13％，则声表面波滤波器的基本特性即谐振器的谐振频率～反谐振频率的传播损耗恶化，通带的插入损耗相反地恶化。
另外，虽然实现了比体波辐射的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗为1.0dB以下这一实施例2的特征的标准化膜厚以及占空比是图10中的区域B，但并不局限于此。例如，在相对频带是2.5～4.0％的范围2，也通过应用比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗为1.0dB以下的条件，来减少通带的插入损耗。换句话说，实施例2所涉及的声表面波滤波器20的适当的标准化膜厚也可以为10.3％以上13.0％以下，并且，适当的占空比为0.30以上0.80以下，相对频带为2.5％以上15.6％以下。
由此，由于比截止频率fBR更靠高频侧的体波辐射减少，因此即使在截止频率fBR存在于通带外的情况下，也能够进一步减少通带内的高频侧的插入损耗。
以上，根据本发明所涉及的声表面波滤波器，在相对频带为4％以下的情况下，通过应用区域A中的标准化膜厚以及占空比，能够将比并联谐振器的反谐振频率fap更靠高频侧的体波辐射的截止频率fBR偏离到比滤波器通带更靠高频侧，因此能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
此外，在相对频带为4％以上的情况下，由于并联谐振器的比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗为1dB以下，体波辐射减少，因此即使在截止频率fBR存在于通带内的情况下，也能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
(4.实施例3)
在本实施例中，对纵耦合型的声表面波滤波器的低损耗化进行说明。
[4-1.声表面波滤波器的基本结构]
对本发明的实施例3所涉及的声表面波滤波器的基本结构进行说明。在本实施例中，示例了被应用于Band28(通带：758-803MHz，相对频带：5.76％)的带通型的声表面波滤波器。
图11是实施例3所涉及的声表面波滤波器30的俯视示意图。如该图所示，声表面波滤波器30具备：IDT501～505、反射器601以及602、输入端子901以及输出端子902。
IDT501～505分别由相互对置的一对IDT电极构成。IDT502以及504被配置为在X轴方向夹着IDT503，IDT501以及505被配置为在X轴方向夹着IDT502、503以及504。反射器601以及602被配置为在X轴方向夹着IDT501～505。此外，IDT502以及504在输入端子901与基准端子(地)之间并联连接，IDT501、503以及505在输出端子902与基准端子之间并联连接。
IDT501～505以及压电基板的基本结构与图2所示的相同。具体来讲，在压电基板上形成相互对置的一对IDT电极14a以及14b。压电基板由42.0°Y切X传播LiTaO3压电单晶体或者压电陶瓷构成。此外，IDT电极的层叠构造与实施例1以及实施例2相同。
此外，实施例3所涉及的声表面波滤波器30的标准化膜厚是h/λ＝10.9％，占空比是0.70。
表3中表示实施例3所涉及的声表面波滤波器30的IDT501～505(以及反射器601以及602)的设计参数(电容以及波长)的详细。
【表3】
[4-2.声表面波滤波器的通过特性]
图12是对实施例3以及比较例3所涉及的声表面波滤波器的通过特性进行比较的图表。该图的图表中，对关于实施例3所涉及的声表面波滤波器30(标准化膜厚h/λ＝10.9％)以及比较例3所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.0％)的插入损耗的频率特性进行比较。根据图12的通过特性可知，与比较例3所涉及的声表面波滤波器(标准化膜厚h/λ＝9.0％)相比，实施例3所涉及的声表面波滤波器30(标准化膜厚h/λ＝10.9％)更能够在通带的高频侧实现低损耗化。
纵耦合型的声表面波滤波器的相对频带越比现有的2.3％左右宽，通带的插入损耗就越不只由谐振器的谐振频率～反谐振频率的传播损耗决定，比反谐振频率更靠高频侧的体波辐射所导致的损耗越较大地影响。
对此，实施例3所涉及的纵耦合型的声表面波滤波器30的特征在于，利用由42.0°Y切X传播LiTaO3单晶体构成的压电基板中传播的漏波，在压电基板上具有IDT501～505，相对频带为2.5％以上，由IDT501～IDT505以及压电基板构成的谐振器的体波辐射的截止频率fBR比通带更处于高频侧。
由此，能够将体波辐射的截止频率fBR偏离到比滤波器通带更靠高频侧，因此能够减少通带的高频端的插入损耗。
此外，本实施例所涉及的声表面波滤波器30的比上述谐振器的体波辐射损耗的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗也可以是1dB以下。
由此，由于比截止频率fBR更靠高频侧的体波辐射损耗减少，因此即使在截止频率fBR存在于通带内的情况下，也能够减少通带内的高频侧的插入损耗。
另外，本实施例所涉及的压电基板11使用了42.0°Y切X传播LiTaO3单晶体，但单晶体材料的切断角并不限定于此。换句话说，将LiTaO3基板用作为压电基板，利用漏声表面波，在2.5％以上的相对频带，谐振器的体波辐射的截止频率fBR比通带更处于高频侧的声表面波滤波器的压电基板的切断角并不限定于42.0°Y。此外，将LiTaO3基板用作为压电基板，利用漏声表面波，在2.5％以上的相对频带，谐振器的比体波辐射损耗的截止频率更靠高频侧的体波辐射损耗为1dB以下的声表面波滤波器的压电基板的切断角并不限定于42.0°Y。即使是使用了具有上述以外的切断角的LiTaO3压电基板的声表面波滤波器，也能够起到同样的效果。
(5.其它的变形例等)
以上，举例实施例1～3来说明了本发明的实施方式所涉及的声表面波滤波器，但本发明并不限定于各个实施例。例如，对上述各实施例实施了如下变形的方式也能够包含于本发明。
例如，在实施例1中，提取了多个并联谐振器之中最接近于输入端子701的并联谐振器201的体波辐射的截止频率fBR，但并不局限于此。换句话说，也可以通过提取并联谐振器202～204的至少一个的截止频率fBR，来规定该并联谐振器的标准化膜厚以及占空比。
此外，例如，在实施例2中，提取了多个并联谐振器之中最接近于输入端子801的并联谐振器211的比体波辐射的截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗，但并不局限于此。换句话说，也可以通过提取并联谐振器212、213、221、222以及223的至少一个的比截止频率fBR更靠高频侧的回波损耗，来规定该并联谐振器的标准化膜厚以及占空比。
-工业可用性-
本发明能够作为相对频带较宽的低损耗的声表面波滤波器，广泛应用于移动电话等通信设备。

Claims (5)

1.一种声表面波滤波器，其是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的串联谐振器以及多个并联谐振器的梯型的声表面波滤波器，其中，
所述串联谐振器连接于输入端子与输出端子之间，多个所述并联谐振器分别连接于所述输入端子、所述串联谐振器及所述输出端子的各连接点与接地之间，或者多个所述并联谐振器分别连接于相邻的所述串联谐振器的各连接点与接地之间，
表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，多个所述并联谐振器之中最接近于所述输入端子的并联谐振器的体波辐射增加的截止频率比所述通带更处于高频侧，
最接近于所述输入端子的并联谐振器的所述IDT电极的膜厚相对于构成所述IDT电极的多个电极指的反复间距的比例即标准化膜厚是9.0％以上且13.0％以下，并且，所述多个电极指的线宽相对于所述多个电极指的所述线宽与空间宽度的相加值的比例即占空比是0.3以上且0.8以下。
2.根据权利要求1所述的声表面波滤波器，其中，
所述相对频带是3.0％以上。
3.一种声表面波滤波器，其是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的串联谐振器以及并联谐振器的梯型的声表面波滤波器，其中，
表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，比所述并联谐振器的体波辐射增加的截止频率更靠高频侧的回波损耗是1.0dB以下，
所述并联谐振器的IDT电极的膜厚相对于构成所述IDT电极的多个电极指的反复间距的比例即标准化膜厚是10.3％以上且13.0％以下，并且，所述多个电极指的线宽相对于所述多个电极指的所述线宽与空间宽度的相加值的比例即占空比是0.3以上且0.8以下。
4.根据权利要求3所述的声表面波滤波器，其中，
所述相对频带是4.0％以上。
5.一种声表面波滤波器，其是利用LiTaO3压电基板中传播的漏波，具备形成在所述LiTaO3压电基板上的IDT电极，且具有由该IDT电极构成的谐振器的纵耦合谐振器型的声表面波滤波器，其中，
表示所述声表面波滤波器的通带的带宽的相对频带是2.5％以上，比所述谐振器的体波辐射损耗增加的截止频率更靠高频侧的回波损耗是1.0dB以下，
所述谐振器的IDT电极的膜厚相对于构成所述IDT电极的多个电极指的反复间距的比例即标准化膜厚是10.3％以上且13.0％以下，并且，所述多个电极指的线宽相对于所述多个电极指的所述线宽与空间宽度的相加值的比例即占空比是0.3以上且0.8以下。
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