CN109417380A - 多工器、高频前端电路及通信装置 - Google Patents

多工器、高频前端电路及通信装置 Download PDF

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Abstract

四工器(1)具备：滤波器(12)和通带的频率比滤波器(12)高的滤波器(22)，滤波器(12)具有由被配置在第1路径上的串联谐振器(121s～125s)、及被配置在将第1路径与地线连结的路径上的并联谐振器(121p～124p)构成的梯型的滤波器构造，串联谐振器(121s～125s)之中最接近于共用端子(Port1)的串联谐振器(121s)具有：激发弹性波的IDT电极(32a及32b)、和对被IDT电极(32a及32b)激发的弹性波进行反射的反射器(32c)，在将由IDT电极(32a及32b)的电极周期规定的弹性波的波长设为λ时，IDT电极(32a及32b)与反射器(32c)的距离为0.44λ以上且小于0.5λ。

Description

多工器、高频前端电路及通信装置
技术领域
本发明涉及多工器、高频前端电路及通信装置。
背景技术
近年来，针对便携电话终端等通信装置，为了在一个终端对应于多个频带及多个无线方式、所谓的多频带化及多模式化，按照每个频带将高频信号分离(分波)的分波器被广泛使用。作为这种分波器，提出一种通过将分别包含发送滤波器及接收滤波器的两个双工器组合从而四工器化的结构(例如，参照专利文献1)。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2012-028896号公报
发明内容
发明要解决的课题
在这样构成的四工器等多工器中，由于经由各滤波器的路径彼此被相互连接，因此一个滤波器的特性可能影响其他滤波器的特性。因此，一个滤波器的特性且对该一个滤波器自身不成为问题的特性可能成为使其他滤波器的特性劣化的重要因素。具体而言，一个滤波器的阻带纹波(在阻带产生的纹波)不会影响一个滤波器自身的通带内的特性。但是，在产生该阻带纹波的频率位于其他滤波器的通带内的情况下，成为导致其他滤波器的通带中的纹波(通带纹波)增大的重要因素。
本发明正是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制通带内的纹波的多工器、高频前端电路及通信装置。
用于解决课题的手段
为了实现上述目的，本发明的一方式所涉及的多工器具备：共用端子；第1端子及第2端子；第1滤波器，被配置在将所述共用端子与所述第1端子连结的第1路径上；和第2滤波器，被配置在将所述共用端子与所述第2端子连结的第2路径上，通带的频率高于所述第1滤波器，所述第1滤波器具有由被配置在所述第1路径上的一个以上的串联谐振器、及被配置在将所述第1路径与地线连结的路径上的一个以上的并联谐振器构成的梯型的滤波器构造，所述一个以上的串联谐振器之中最接近于所述共用端子的串联谐振器具有：IDT电极，激发弹性波；和反射器，对被所述IDT电极激发的弹性波进行反射，在将由所述IDT电极的电极周期规定的弹性波的波长设为λ时，所述IDT电极与所述反射器的距离为0.44λ以上且小于0.5λ。
即，本申请发明人通过认真研究的结果，发现针对第1滤波器的最接近于共用端子的串联谐振器，在将IDT电极与反射器的距离设为0.44λ以上且小于0.5λ的情况下，能够抑制通带内的纹波。具体而言，若使IDT电极与反射器的距离过小，则第1滤波器的通带内的纹波增大。此外，若使IDT电极与反射器的距离过大，则第2滤波器的通带内的纹波增大。因此，通过将IDT电极与反射器的距离收敛于适当范围，从而针对第1及第2滤波器的任意一个都能够抑制通带内的纹波。
此外，也可以所述一个以上的串联谐振器之中最接近于所述共用端子的串联谐振器的所述IDT电极与所述反射器的距离为0.48λ以下。
即，本申请发明人通过认真研究的结果，发现在将IDT电极与反射器的距离设为0.48λ以下的情况下，能够更加可靠地抑制第2滤波器的通带中的纹波的增大。具体而言，若增大IDT电极与反射器的距离并接近于0.5λ，则第2滤波器的通带内的纹波有时会增大。因此，通过将IDT电极与反射器的距离设为0.48λ以下，从而能够更加可靠地抑制第2滤波器中的纹波。
此外，也可以所述反射器相对于所述IDT电极被配置于所述弹性波的传播方向。
由此，由于能够效率良好地限制被IDT电极激励的弹性波，因此能够抑制弹性波向外部的泄漏。因此，能够提高第1滤波器的滤波器特性。
此外，也可以所述第1滤波器具有多级所述梯型的滤波器构造。
由此，能够细微地调整第1滤波器整体的通过特性。
此外，也可以所述第1滤波器还具有被配置在所述第1路径上的纵耦合型的滤波器构造。
由此，能够适应于衰减强化等所要求的滤波器特性。
此外，也可以还具备：压电膜，在主面上配置有所述IDT电极及所述反射器；高声速支承基板，传播的体波声速与在所述压电膜中传播的弹性波声速相比为高速；和低声速膜，被配置在所述高声速支承基板与所述压电膜之间，传播的体波声速与在所述压电膜中传播的体波声速相比为低速。
由此，能够将包含IDT电极的各谐振器的Q值维持为较高的值。
此外，也可以由第1双工器及第2双工器构成，所述第1双工器具备包含所述第1滤波器的两个滤波器，所述第2双工器具备包含所述第2滤波器的两个滤波器。
由此，针对具备多个双工器的多工器，能够抑制通带内的纹波。
此外，也可以所述第1滤波器的通带是Band3中的上行频带，所述第2滤波器的通带是Band1中的上行频带。
在第1滤波器的通带是Band3中的上行频带且第2滤波器的通带是Band1中的上行频带的情况下，第2滤波器的通带内的纹波容易增大。因此，通过将第1滤波器的最接近于共用端子的串联谐振器构成为满足上述的条件，从而能够有效地抑制该纹波的增大。
此外，本发明的一方式所涉及的高频前端电路具备：上述的任意一种多工器；和与所述多工器连接的放大电路。
由此，能够提供一种能够抑制通带内的纹波的高频前端电路。
此外，本发明的一方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和上述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提供一种能够抑制通带内的纹波的通信装置。
发明效果
通过本发明所涉及的多工器等，能够抑制通带内的纹波。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的四工器的结构图。
图2是对被分配给Band1及Band3的频带进行说明的图。
图3是实施方式1所涉及的滤波器的电路结构图。
图4是示意性地表示实施方式所涉及的滤波器的谐振器的俯视图及剖视图。
图5是表示在比较例1中产生的问题的图。
图6是将实施例所涉及的四工器的通过特性与比较例1相比来进行表示的图表。
图7是概念性地表示在比较例1中在通带内产生纹波的重要因素的图。
图8是将实施例所涉及的四工器的反射特性与比较例1相比来进行表示的图表。
图9是表示比较例2中的谐振器的阻抗特性的图表。
图10是表示使IDT-反射器间隔变化时的滤波器的通过特性的图表。
图11是实施方式1的变形例所涉及的滤波器的电路结构图。
图12是实施方式2所涉及的高频前端电路的结构图。
具体实施方式
以下，使用实施例及附图来对本发明的实施方式详细地进行说明。另外，以下说明的实施方式均表示包括性的或者具体性的例子。以下的实施方式中所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置及连接方式等是一个例子，并不是限定本发明的主旨。以下的实施方式中的结构要素之中，关于独立权利要求中未记载的结构要素，被说明为任意的结构要素。此外，附图所示的结构要素的大小或者大小的比例不一定是严格的。此外，在各图中，针对实质相同的结构，赋予相同的符号，有时会省略或者简化重复的说明。此外，在以下的实施方式中，“连接”不仅是直接连接的情况，也包含经由其他元件等来电连接的情况。
(实施方式1)
在本实施方式中，作为多工器，以四工器为例来进行说明。
[1.多工器的基本结构]
图1是本实施方式所涉及的四工器1的结构图。另外，该图中，也图示了与四工器1的共用端子Port1连接的天线元件2。
四工器1是具备通带相互不同的多个滤波器(在此为四个滤波器11、12、21及22)，且这些多个滤波器的天线侧的端子被收束于共用端子Port1的多工器(分波器)。换句话说，多个滤波器各自的一个端子连接在共用端子Port1。
在本实施方式中，四工器1对应于LTE(Long Term Evolution，长期演进)，使由3GPP(Third Generation Partnership Project，第三代合作伙伴计划)规定的后述的Band的高频信号通过。
具体而言，如图1所示，四工器1具有：共用端子Port1、四个独立端子Port11、Port12、Port21及Port22、和四个滤波器11、12、21及22。
共用端子Port1被共用地设置于四个滤波器11、12、21及22，在四工器1的内部与这些滤波器11、12、21及22连接。此外，共用端子Port1在四工器1的外部与天线元件2连接。换句话说，共用端子Port1也是四工器1的天线端子。
独立端子Port11、Port12、Port21及Port22按照此顺序而被独立地对应设置于四个滤波器11、12、21及22，在四工器1的内部与对应的滤波器连接。此外，独立端子Port11、Port12、Port21及Port22在四工器1的外部，经由放大电路等(未图示)而与RF信号处理电路(RFIC：Radio Frequency Integrated Circuit(射频集成电路)，未图示)连接。
滤波器11被配置在将共用端子Port1与独立端子Port11连结的路径上，在本实施方式中，是将Band3中的下行频带(接收频带)设为通带的接收滤波器。
滤波器12被配置在将共用端子Port1与独立端子Port12连结的路径上，在本实施方式中，是将Band3中的上行频带(发送频带)设为通带的发送滤波器。在本实施方式中，滤波器12相当于被配置在将共用端子Port1与第1端子(在此为独立端子Port12)连结的第1路径上的第1滤波器。
滤波器21被配置在将共用端子Port1与独立端子Port21连结的路径上，在本实施方式中，是将Band1中的下行频带(接收频带)设为通带的接收滤波器。
滤波器22被配置在将共用端子Port1与独立端子Port22连结的路径上，在本实施方式中，是将Band1中的上行频带(发送频带)设为通带的发送滤波器。在本实施方式中，滤波器22相当于被配置在将共用端子Port1与第2端子(在此为独立端子Port22)连结的第2路径上的第2滤波器。
这些滤波器11和滤波器12构成将Band3设为通带的非平衡型的双工器10(第1双工器)。此外，滤波器21和滤波器22构成将Band1设为通带的非平衡型的双工器20(第2双工器)。换句话说，本实施方式所涉及的四工器1是将Band3设为通带的双工器10的共用端子(天线端子)与将Band1设为通带的双工器20的共用端子(天线端子)在共用端子Port1被共用化的结构。在本实施方式中，通过双工器10的信号路径与通过双工器20的信号路径在节点N被连接。换句话说，节点N是将这两个信号路径收束的点，是该两个信号路径的共用连接点。
在此，对被分配给本实施方式所涉及的四工器1的通带即Band1及Band3的频带进行说明。另外，以下，针对频带的范围，将表示A以上且B以下的数值范围简化记载为A～B。
图2是对分配给Band1及Band3的频带进行说明的图。另外，以后，有时将各Band的接收频带(Rx)及发送频带(Tx)，例如针对Band1的接收频带(Rx)，如“Band1Rx频带”那样，通过频带名和附加于其末尾的表示接收频带或者发送频带的文字来简化记载。
如该图所示，Band1对发送频带分配1920～1980MHz，对接收频带分配2110～2170MHz。Band3对发送频带分配1710～1785MHz，对接收频带分配1805～1880MHz。因此，作为滤波器11、12、21及22的滤波器特性，要求如该图的实线所示那样的、使对应的Band的发送频带或者接收频带通过并使其他频带衰减的特性。
如以上那样，四工器1具备：滤波器12(第1滤波器)、和通带的频率比滤波器12高的滤波器22(第2滤波器)。此外，四工器1由具备包含滤波器12的两个滤波器(在本实施方式中为滤波器11及12)的双工器10(第1双工器)、及具备包含滤波器22的两个滤波器(在本实施方式中为滤波器21及22)的双工器20(第2双工器)构成。
另外，两个双工器10及20的通带并不局限于Band3及Band1的组合，例如，也可以是Band25及Band66的组合、或者Band3及Band7的组合。此外，在四工器1中，也可以在将各滤波器11、12、21及21与节点N连结的路径上、或者将节点N与共用端子Port1连结的路径上等，连接阻抗匹配用的电感器等的阻抗元件。
[2.滤波器的基本结构]
接下来，以将Band3Tx设为通带的滤波器12(第1滤波器)的基本结构为例，对各滤波器11、12、21及21的基本结构进行说明。
图3是滤波器12的电路结构图。如该图所示，滤波器12具备：串联谐振器121s～125s、并联谐振器121p～124p、和电感器121L。
串联谐振器121s～125s在将共用端子Port1与独立端子Port12连结的第1路径(串联臂)上，从共用端子Port1侧起依次相互串联连接。此外，并联谐振器121p～124p在将串联谐振器121s～125s的各连接点与基准端子(地线)连结的路径(并联臂)上相互并联连接。具体而言，并联谐振器121p～123p经由电感器121L而与基准端子连接，并联谐振器124p与基准端子直接连接。通过串联谐振器121s～125s及并联谐振器121p～124p的上述连接结构，滤波器12构成了梯型的带通滤波器。
这样，滤波器12(第1滤波器)具有由被配置在第1路径上的一个以上的串联谐振器(在本实施方式中为五个串联谐振器121s～125s)、及被配置在将第1路径与基准端子(地线)连结的路径上的一个以上的并联谐振器(在本实施方式中为四个并联谐振器121p～124p)构成的梯型的滤波器构造。具体而言，滤波器12具有多级(在本实施方式中为四级)梯型的滤波器构造。由此，能够细微地调整滤波器12整体的通过特性。
另外，滤波器12的串联谐振器及并联谐振器的数量并不分别限定于五个及四个，只要串联谐振器具有一个以上并且并联谐振器具有一个以上即可。换句话说，滤波器12只要具有一级以上的梯型的滤波器构造即可。
此外，并联谐振器121p～123p也可以在不经由电感器121L的情况下与基准端子直接连接，并联谐振器124p也可以经由电感器而与基准端子连接。此外，也可以在串联臂上或者并联臂上，插入或者连接电感器及电容器等的阻抗元件。
此外，在图3中，并联谐振器121p～123p所连接的基准端子(地线)被共用化，并联谐振器124p所连接的基准端子被独立化，但被共用化的基准端子及被独立化的基准端子并不局限于此，例如能够根据滤波器12的安装布局的制约等来适当地选择。
此外，也可以在构成梯型的滤波器构造的串联谐振器121s～125s之中最接近于共用端子Port1的串联谐振器121s的共用端子Port1侧的节点、或者最接近于独立端子Port12的串联谐振器125s的独立端子Port12侧的节点，连接并联谐振器。
[3.谐振器构造]
接下来，对构成滤波器12(第1滤波器)的各谐振器(串联谐振器及并联谐振器)的构造进行说明。在本实施方式中，该谐振器是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器。
另外，其他滤波器11、21及22并不限定于上述的结构，能够根据要求的滤波器特性等来适当地设计。具体而言，滤波器11、21及22也可以不具有梯型的滤波器构造，例如也可以是纵耦合型的滤波器构造。此外，构成滤波器11、21及22的各谐振器并不局限于SAW谐振器，例如也可以是BAW(Bulk Acoustic Wave，体声波)谐振器。进一步地，滤波器11、21及22也可以不使用谐振器来构成，例如也可以是LC谐振滤波器或者电介质滤波器。
图4是示意性地表示本实施方式所涉及的滤波器12的谐振器的俯视图及剖视图。在该图中，示例了构成滤波器12的多个谐振器之中表示串联谐振器121s的构造的平面示意图及剖面示意图。另外，图4所示的串联谐振器121s用于对上述多个谐振器的典型构造进行说明，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。
如图4的俯视图所示，串联谐振器121s具有：激发弹性波的IDT电极(InterDigitalTransducer，叉指换能器)电极32a及32b、和对被IDT电极32a及32b激发的弹性波进行反射的反射器32c。反射器32c相对于IDT电极32a及32b被配置于弹性波的传播方向。因此，能够效率良好地限制被IDT电极32a及32b激励的弹性波，因此能够抑制弹性波向外部的泄漏。因此，能够提高滤波器12的滤波器特性。具体而言，串联谐振器121s由相互对置的一对IDT电极32a及32b、和一对反射器32c构成。另外，根据安装布局的制约等，也可以不配置一对反射器32c之中的一个。
IDT电极32a被配置为梳形形状，由相互平行的多个电极指322a、和将多个电极指322a连接的汇流条电极321a构成。此外，IDT电极32b被配置为梳形形状，由相互平行的多个电极指322b、和将多个电极指322b连接的汇流条电极321b构成。多个电极指322a及322b沿着与X轴方向正交的方向而形成。
一对反射器32c相对于IDT电极32a及32b被配置于弹性波的传播方向(X轴方向)。具体而言，一对反射器32c被配置为在弹性波的传播方向上夹着IDT电极32a及32b。各反射器32c由相互平行的多个反射电极指322c、和一对汇流条电极321c构成，一对汇流条电极321c由将多个反射电极指322c的一个端部连接的汇流条电极及将多个反射电极指322c的另一个端部连接的汇流条电极构成。多个反射电极指322c与多个电极指322a及322b同样地，沿着与X轴方向正交的方向而形成。
这样构成的一对反射器32c能够在不会泄漏到谐振器(这里为串联谐振器121s)的外部的情况下限制传播的弹性波的驻波。由此，该谐振器能够以低损耗来传播由IDT电极32a及32b的电极间距、对数及交叉宽度等规定的通带的高频信号，使通带外的高频信号高衰减。
此外，由多个电极指322a及322b、以及汇流条电极321a及321b构成的IDT电极32a及32b如图4的剖视图所示，成为密接层323与主电极层324的层叠构造。此外，由于反射器32c的剖面构造与IDT电极32a及32b的剖面构造相同，因此以下省略其说明。
密接层323是用于使压电体层327与主电极层324的密接性提高的层，作为材料，例如使用Ti。密接层323的膜厚例如是12nm。
主电极层324作为材料，例如使用含有1％的Cu的Al。主电极层324的膜厚例如是162nm。
保护层325形成为覆盖IDT电极32a及32b。保护层325是以使主电极层324从外部环境得到保护、调整频率温度特性、及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。保护层325的膜厚例如是25nm。
另外，构成密接层323、主电极层324及保护层325的材料并不限定于上述的材料。进一步地，IDT电极32a及32b也可以不是上述层叠构造。IDT电极32a及32b例如也可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或者合金构成，此外，也可以通过由上述的金属或者合金构成的多个层叠体来构成。此外，也可以不形成保护层325。
这种IDT电极32a及32b以及反射器32c被配置于接下来说明的基板320的主面上。以下，对基板320的层叠构造进行说明。
如图4的下段所示，基板320具备高声速支承基板328、低声速膜326和压电体层327，并具有高声速支承基板328、低声速膜326及压电体层327按照此顺序被层叠的构造。
压电体层327是在主面上配置有IDT电极32a及32b以及反射器32c的压电膜。压电体层327例如由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或者压电陶瓷(是以将x轴作为中心轴从Y轴旋转了50°的轴设为法线的面进行切断后的钽酸锂单晶或者陶瓷，是声表面波在X轴方向上传播的单晶或者陶瓷)构成。在将由IDT电极32a及32b的电极间距(电极周期)规定的弹性波的波长设为λ的情况下，压电体层327的厚度为3.5λ以下，例如厚度是600nm。
高声速支承基板328是对低声速膜326、压电体层327以及IDT电极32a及32b进行支承的基板。高声速支承基板328进一步是与在压电体层327中传播的表面波、边界波的弹性波相比高声速支承基板328中的体波(Bulk wave)的声速成为高速的基板，发挥作用以使得将声表面波限制在压电体层327及低声速膜326被层叠的部分，不会从高声速支承基板328向下方泄漏。高声速支承基板328例如是硅基板，厚度例如是125μm。另外，高声速支承基板328也可以由(1)氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、硅、蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂或者石英等压电体、(2)矾土、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石或者镁橄榄石等各种陶瓷、(3)氧化镁金刚石、(4)以上述各材料为主成分的材料、以及(5)以上述各材料的混合物为主成分的材料、的任一种构成。
低声速膜326是与在压电体层327中传播的弹性波的声速相比低声速膜326中的体波的声速成为低速的膜，被配置在压电体层327与高声速支承基板328之间。通过该构造和弹性波本质上能量集中于低声速的介质这一性质，可抑制声表面波能量向IDT电极外的泄漏。低声速膜326例如是以二氧化硅为主成分的膜。在将由IDT电极32的电极间距规定的弹性波的波长设为λ的情况下，低声速膜326的厚度为2λ以下，厚度例如为670nm。
通过基板320的上述层叠构造，相比于以单层使用压电基板的现有的构造，能够大幅提高谐振频率及反谐振频率下的Q值。即，能够构成Q值高的声表面波谐振器，因此能够使用该声表面波谐振器来构成插入损耗小的滤波器。
另外，高声速支承基板328也可以具有支承基板、和与在压电体层327中传播的表面波、边界波的弹性波相比所传播的体波的声速成为高速的高声速膜层叠的构造。在该情况下，支承基板能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或者硅、氮化镓等半导体及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或者金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种高声速材料。
另外，在本实施方式中，示出了构成滤波器12的IDT电极32a及32b形成在具有压电体层327的基板320上的例子，但形成IDT电极32a及32b的基板也可以是由压电体层327的单层构成的压电基板。该情况下的压电基板例如由LiTaO3的压电单晶或者LiNbO3等的其他压电单晶构成。
此外，形成IDT电极32a及32b的基板只要具有压电体层，除了整体由压电体层构成的构造之外，也可以使用在支承基板上层叠压电体层的构造。
此外，上述本实施方式所涉及的压电体层327使用了50°Y切割X传播LiTaO3单晶，但单晶材料的切割角并不限定于此。换句话说，也可以根据弹性波滤波器装置的要求通过特性等来适当地变更层叠构造、材料及厚度，即使是使用了具有上述以外的切割角的LiTaO3压电基板或者LiNbO3压电基板等的声表面波滤波器，也能够起到同样的效果。
在此，对谐振器的设计参数进行说明。
首先，对与IDT电极32a及32b有关的设计参数进行叙述。
声表面波谐振器的波长由图4的中段所示的构成IDT电极32a及32b的多个电极指322a或者322b的重复周期即波长λIDT(以后记为IDT波长λIDT)来规定。此外，电极间距(电极周期)是IDT波长λIDT的1/2，在将构成IDT电极32a及32b的电极指322a及322b的线宽设为W、将相邻的电极指322a与电极指322b之间的空间宽度设为S的情况下，由(W+S)来定义。此外，IDT电极32a及32b的交叉宽度L如图4的上段所示，是IDT电极32a的电极指322a与IDT电极32b的电极指322b的从X轴方向观察的情况下的重复的电极指长度。此外，各谐振器的电极占空比是多个电极指322a及322b的线宽占有率，是相对于多个电极指322a及322b的线宽与空间宽度的相加值的该线宽的比例，由W/(W+S)来定义。
接下来，对与反射器32c有关的设计参数进行叙述。
反射器32c的波长λREF(以后记为REF波长λREF)是构成反射器32c的多个反射电极指322c的重复周期的2倍，具体而言，是被相邻配置的两个反射电极指322c的中心间距离的2倍。
最后，对IDT电极32a及32b与反射器32c的相对配置有关的参数进行叙述。
IDT电极32a及32b与反射器32c之间的距离(以后记为IDT-反射器间隔λga)是IDT电极32a及32b与反射器32c之间的距离相对于IDT波长λIDT的比率。具体而言，IDT-反射器间隔λga是(i)构成IDT电极32a及32b的多个电极指322a及322b之中最靠反射器32c侧的电极指与(ii)构成反射器32c的多个反射电极指322c之中最靠IDT电极32a及32b侧的反射电极指322c的中心间距离。换句话说，IDT-反射器间隔λga是在弹性波的传播方向上相邻的电极指与反射电极指322c的中心间距离。
[4.IDT-反射器间隔]
一般地，为了使弹性波的传播相互连接，IDT-反射器间隔λga由与多个电极指322a及322b的重复周期以及多个反射电极指322c的重复周期同等的间隔来设计，因此例如是0.5λ左右。但是，本申请发明人们注意到在将多个滤波器收束的多工器(在本实施方式中为四工器1)中，这成为重要因素，如图5所示，在通带内产生纹波这一问题。
图5是表示在后述的比较例1中产生的问题的图。具体而言，该图中，示出将IDT-反射器间隔λga设为0.5λ的情况下的经由滤波器22(Band1Tx用滤波器)的路径的通过特性，更具体而言，示出相对于输入到独立端子Port22及共用端子Port1的一方的信号的强度的、从另一方输出的信号的强度比即插入损耗(Insertion Loss)。
如该图所示，在将IDT-反射器间隔λga设为一般的0.5λ的情况下，在Band1 Tx频带内(即，滤波器22的通带内)产生纹波(图中的“通带内纹波”部分)。
对此，本申请发明人发现以下见解：在这种多工器中，通过将最接近于共用端子侧的串联谐振器的IDT-反射器间隔λga设为0.44λ以上且小于0.5λ，从而能够抑制在上述的通带内产生的纹波。
因此，以下，针对本实施方式所涉及的四工器1的典型例，边与比较例1相比边以实施例为例来进行说明。比较例1所涉及的四工器除了串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga为0.5λ这一点以外，具有与实施例所涉及的四工器1相同的结构。
在表1中示出构成本实施例所涉及的滤波器12的串联谐振器121s～125s、并联谐振器121p～124p的设计参数(IDT波长λIDT(电极间距×2)、REF波长λREF(电极间距×2)、交叉宽度L、IDT对数NIDT、反射电极指根数NREF、IDT-反射器间隔λga、电极占空比D)的详细。
[表1]
如上述表1所示，在串联谐振器121s～124s之中最接近于共用端子Port1的串联谐振器121中，IDT-反射器间隔λga为0.45。换句话说，在串联谐振器121中，IDT-反射器间隔λga为0.45×λIDT(μm)。以后，有时将λIDT简记为λ。
以下，针对通过这样构成的实施例所涉及的四工器1而实现的效果，边与比较例1所涉及的四工器相比边进行说明。
图6是将实施例所涉及的四工器1的通过特性与比较例1相比来进行表示的图表。具体而言，该图中，示出经由滤波器22(Band1Tx用滤波器)的路径的通过特性，更具体而言，示出相对于输入到独立端子Port22的信号的强度的、从共用端子Port1输出的信号的强度比即插入损耗。
如该图明确的那样，实施例与比较例1相比，可抑制通带内(这里为Band1Tx频带内)的纹波(图中的基于虚线的包围部分)。
这是由于如下理由。
图7是概念性地表示在比较例1中在通带内产生纹波的重要因素的图。该图的(a)是示意性地表示构成谐振器的反射器32c的反射特性的图表，具体而言，表示该反射系数的频率特性。该图的(b)是示意性地表示谐振器的谐振特性的图表，具体而言，表示谐振器的阻抗的频率特性(所谓的阻抗特性)。该图的(c)与图2同样地是对Band1及Band3的频率关系进行说明的图，由实线来示意性地表示各滤波器11、12、21及22所要求的滤波器特性。
反射器32c为了在不会泄漏到外部的情况下限制传播的声表面波，而设计为在包含谐振器的谐振频率的规定的频带具有高的反射系数。
此时，如图7的(a)所示，在反射系数高的规定的频带的周边频带，产生反射系数反复变大或变小的反射系数的反弹(该图的A部分)。
在SAW谐振器中，由于该反射系数的反弹，如图7的(b)所示，在频率比谐振特性高的一侧(即，比谐振频率fr及反谐振频率fa的任意更靠高频侧)，阻抗特性产生纹波(该图的B部分)。
一般地，在具有梯型的滤波器构造的滤波器中，通过使串联谐振器的谐振频率frs与并联谐振器的反谐振频率fap大致一致，由此构成以frs及fap为通带的中心频率的带通型滤波器。因此，若在梯型的滤波器构造中将SAW谐振器作为串联谐振器来使用，则在带通型滤波器的高频侧的阻带，产生上述的纹波所导致的阻带纹波(在阻带产生的纹波)。
这种阻带纹波在滤波器单体中几乎不成为问题。但是，该阻带纹波在具备多个滤波器的多工器中，在一个滤波器的产生阻带纹波的频率位于其他滤波器的通带内的情况下，成为导致其他滤波器的通带中的纹波(通带纹波)增大的重要因素。
此时，在将Band3的双工器10与Band1的双工器20组合的多工器中，如比较例1那样，在将Band3Tx频带用的滤波器12的串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga设为0.5λ的情况下，由串联谐振器121s产生的纹波位于Band1Tx频带(参照图7的(b)及(c))。因此，在比较例1中，在经由滤波器22(Band1Tx用滤波器)的路径，在通带内产生纹波。
与此相对地，在实施例中，通过将Band3Tx频带用的滤波器12的串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga设为0.45λ，从而在经由滤波器22(Band1Tx用滤波器)的路径，能够抑制通带内的纹波。
使用图8来对此进行说明。
图8是将实施例所涉及的四工器1的反射特性与比较例1相比来进行表示的图表。具体而言，在该图中，示出经由滤波器12(Band3Tx用的滤波器)的路径的反射特性，更具体而言，示出相对于从共用端子Port1输入到该路径的信号的强度的、从该路径向共用端子Port1输出的信号的强度比即反射损耗(Return Loss)。
如该图明确的那样，实施例与比较例1相比，在经由Band3Tx用的滤波器的路径，在Band1Tx频带产生的阻带纹波的水平变小。这是基于在实施例中，通过将IDT-反射器间隔λga从比较例1的0.5λ减小到0.45λ，从而经由Band3Tx用的滤波器的路径中的阻带的特性(这里为Band3Tx用的滤波器的阻带中的通过特性)发生了变化。
这里，若将多个滤波器(在本实施方式中为滤波器11、12、21及22)收束来多工器化，则一个滤波器的最接近于共用端子Port1侧的串联谐振器的特性(在本实施方式中为Band3Tx用滤波器的串联谐振器121s的特性)会影响其他滤波器(在本实施方式中为Band3Rx用滤波器、Band1Tx用滤波器及Band1Rx用滤波器)的特性。
具体而言，在比较例1中，通过将串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga设为0.5λ，从而滤波器12(Band3Tx用的滤波器)的产生阻带纹波的频率的位置会与滤波器22(Band1Tx用的滤波器)的频带一致，Band1Tx滤波器的通带内特性产生了纹波。与此相对地，在实施例中，通过减小串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga(在实施例中为0.45λ)，从而能够减小滤波器22的阻带纹波。因此，实施例与比较例1相比，能够抑制在滤波器22(Band1Tx用的滤波器)的通带中产生的纹波。
这样，本申请发明人发现如下的第1见解：通过使滤波器12(Band3Tx用的滤波器)的最接近于共用端子Port1侧的串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga小于0.5λ，从而能够抑制在滤波器22(Band1Tx用的滤波器)的通带内产生的纹波。
接下来，对本申请发明人发现的第2见解进行说明。
图9是表示比较例2中的谐振器的阻抗特性的图表。
比较例2中的谐振器是除了IDT-反射器间隔λga为0.4λ这一点之外具有与实施例及比较例1中的串联谐振器121s相同的结构的1端口谐振器。
如该图所示，在这样构成的谐振器中，在谐振点与反谐振点之间的频带(即，谐振频率fr与反谐振频率fa之间的频带)，阻抗特性产生了纹波。如上所述，一般地，在具有梯型的滤波器构造的滤波器中，通过使串联谐振器的谐振频率frs与并联谐振器的反谐振频率fap大致一致，从而构成将frs及fap设为通带的中心频率的带通型滤波器。因此，若将在谐振点与反谐振点之间产生纹波的谐振器作为串联谐振器来使用，则在带通型滤波器的通带可能产生该纹波所导致的纹波。
即，若意图抑制在滤波器22(Band1Tx用的滤波器)的通带内产生的纹波，而使滤波器12(Band3Tx用的滤波器)的最接近于共用端子Port1侧的串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga过小，则会产生在滤波器12自身的通带内可能产生纹波的另一问题。
图10是表示使串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga从0.40λ到0.50λ以0.02λ间隔变化时的滤波器12的通过特性的图表。具体而言，在该图中，示出经由滤波器12(Band3Tx用滤波器)的路径的通过特性，更具体而言，示出相对于输入到独立端子Port12的信号的强度的、从共用端子Port1输出的信号的强度比即插入损耗。
如该图可知，若使IDT-反射器间隔λga小到0.42λ，则在滤波器12的通带内会产生纹波，但在0.44λ时却几乎不产生该纹波(图中的基于虚线的包围部分)。
这样，本申请发明人发现如下的第2见解：通过将滤波器12(Band3Tx用的滤波器)的最接近于共用端子Port1侧的串联谐振器121s的IDT-反射器间隔λga设为0.44λ以上，从而能够抑制产生在滤波器12(Band3Tx用的滤波器)的通带内产生的纹波。
[5.总结]
如以上那样，本申请发明人经过认真研究的结果，发现针对第1滤波器(在本实施方式中为滤波器12)的最接近于共用端子Port1的串联谐振器(在本实施方式中为串联谐振器121s)，在将IDT电极32a及32b与反射器32c的距离(本实施方式中的IDT-反射器间隔λga)设为0.44λ以上且小于0.5λ的情况下，能够抑制通带内的纹波。具体而言，若使IDT电极32a及32b与反射器32c的距离过小，则第1滤波器的通带内(在本实施方式中为Band3Tx频带)的纹波会增大。此外，若使IDT电极32a及32b与反射器32c的距离过大，则第2滤波器(在本实施方式中为滤波器22)的通带内(在本实施方式中为Band1Tx频带)的纹波会增大。因此，通过将IDT电极32a及32b与反射器32c的距离收敛于适当范围，从而针对第1及第2滤波器的任意一个都能够抑制通带内的纹波。
此外，本申请发明人经过认真研究的结果，发现在将IDT电极32a及32b与反射器32c的距离设为0.48λ以下的情况下，能够更加可靠地抑制第2滤波器的通带中的纹波的增大。具体而言，若增大IDT电极32a及32b与反射器32c的距离并接近0.5λ，则第2滤波器的通带内的纹波有时会增大。因此，通过将IDT电极32a及32b与反射器32c的距离设为0.48λ以下，从而能够更加可靠地抑制第2滤波器中的纹波。
(实施方式1的变形例)
在上述实施方式1中，针对第1滤波器(在实施方式1中为滤波器12)，以仅具有梯型的滤波器构造的结构为例进行了说明。但是，第1滤波器除了梯型的滤波器构造之外，也可以还具有纵耦合型的滤波器构造。因此，在本变形例中，对具备具有这种滤波器构造的第1滤波器的四工器进行说明。另外，关于四工器所具备的多个滤波器之中第1滤波器以外的滤波器，由于具有与实施方式1相同的结构，因此省略说明。
图11是实施方式1的变形例所涉及的滤波器12A(第1滤波器)的电路结构图。
如该图所示，滤波器12A具备：串联谐振器121s及122s、并联谐振器121p及122p、和纵耦合谐振器150。换句话说，滤波器12A是对于梯型的滤波器构造附加了纵耦合谐振器150的滤波器。
纵耦合谐振器150具有被配置在共用端子Port1与独立端子Port12之间的纵耦合型的滤波器构造。在本实施方式中，纵耦合谐振器150被配置在串联谐振器122s的独立端子Port12侧，由九个IDT和被配置于其两端的反射器构成。另外，配置纵耦合谐振器150的位置并不限定于此，例如也可以是串联谐振器121s与串联谐振器122s之间、或者串联谐振器121s的共用端子Port1侧。
即使是具备如以上那样构成的第1滤波器(在本变形例中为滤波器12A)的四工器，也与实施方式1同样地，针对最接近于共用端子Port1的串联谐振器(在本实施方式中为串联谐振器121s)，通过将IDT电极32a及32b与反射器32c的距离设为0.44λ以上且小于0.5λ，从而能够抑制通带内的纹波。
此外，根据本实施方式所涉及的滤波器12A，通过具有纵耦合型的滤波器构造，从而能够适应于衰减强化等所要求的滤波器特性。
(实施方式2)
上述实施方式1及其变形例所涉及的四工器也能够应用于高频前端电路、进而具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这种高频前端电路及通信装置进行说明。
图12是实施方式2所涉及的高频前端电路30的结构图。另外，在该图中，也一并图示了与高频前端电路30连接的各结构要素(天线元件2、RF信号处理电路(RFIC)3、及基带信号处理电路(BBIC)4)。高频前端电路30、RF信号处理电路3和基带信号处理电路4构成了通信装置40。
高频前端电路30具备：实施方式1所涉及的四工器1、接收侧开关13及发送侧开关23、低噪声放大器电路14、和功率放大器电路24。
接收侧开关13是具有与作为四工器1的接收端子的独立端子Port11及Port21独立连接的两个选择端子、以及与低噪声放大器电路14连接的共用端子的开关电路。
发送侧开关23是具有与作为四工器1的发送端子的独立端子Port12及Port22独立连接的两个选择端子、以及与功率放大器电路24连接的共用端子的开关电路。
这些接收侧开关13及发送侧开关23分别根据来自控制部(未图示)的控制信号，将共用端子与规定的频带所对应的信号路径进行连接，例如由SPDT(Single Pole DoubleThrow，单刀双掷)型的开关构成。另外，与共用端子连接的选择端子并不局限于一个，也可以是多个。换句话说，高频前端电路30也可以对应于载波聚合。
低噪声放大器电路14是对经由了天线元件2、四工器1及接收侧开关13的高频信号(在此为高频接收信号)进行放大并输出到RF信号处理电路3的接收放大电路。
功率放大器电路24是对从RF信号处理电路3输出的高频信号(在此为高频发送信号)进行放大并经由发送侧开关23及四工器1而输出到天线元件2的发送放大电路。
RF信号处理电路3通过下转换等来对经由接收信号路径而从天线元件2输入的高频接收信号进行信号处理，将进行该信号处理而生成的接收信号输出到基带信号处理电路4。此外，RF信号处理电路3通过上转换等来对从基带信号处理电路4输入的发送信号进行信号处理，将进行该信号处理而生成的高频发送信号输出到功率放大器电路24。RF信号处理电路3例如是RFIC。
由基带信号处理电路4处理后的信号例如作为图像信号而被用于图像显示或者作为声音信号而被用于通话。
另外，高频前端电路30也可以在上述的各结构要素之间具备其他电路元件。
根据如以上那样构成的高频前端电路30及通信装置40，通过具备上述实施方式1所涉及的四工器1，从而能够抑制通带内的纹波。
另外，高频前端电路30也可以取代实施方式1所涉及的四工器1而具备实施方式1的变形例所涉及的四工器。
此外，通信装置40也可以根据高频信号的处理方式而不具备基带信号处理电路(BBIC)4。
(其他实施方式)
以上，针对本发明的实施方式所涉及的多工器、高频前端电路及通信装置，举出实施方式及其变形例来进行了说明，但本发明中，将上述实施方式及变形例中的任意的结构要素组合而实现的其它实施方式、对于上述实施方式在不脱离本发明的主旨的范围内实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置有本发明所涉及的多工器、高频前端电路及通信装置的各种设备也包含于本发明。
例如，在上述说明中，作为多工器，以四工器为例进行了说明，但本发明例如关于三个滤波器的天线端子被共用化的三工器、六个滤波器的天线端子被共用化的六工器也能够应用。换句话说，多工器只要具备两个以上的滤波器即可。
进一步地，多工器并不局限于具备发送滤波器及接收滤波器双方的结构，也可以是仅具备发送滤波器或者仅具备接收滤波器的结构。
此外，在上述实施方式1中，作为滤波器12相当于第1滤波器，滤波器22相当于第2滤波器的情况进行了说明。换句话说，在上述实施方式1中，第1及第2滤波器双方为发送滤波器。但是，本发明只要是在第1滤波器的最接近于共用端子的串联谐振器中将IDT电极与反射器的距离设为一般的0.5λ的情况下第1滤波器的阻带纹波位于第2滤波器的通带内的多工器，则能够在不限定于第1及第2滤波器的用途等的情况下进行应用。因此，第1及第2滤波器也可以至少一方是接收滤波器。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频带系统的多工器、前端电路及通信装置，能够广泛利用于便携电话等通信设备。
符号说明
1 四工器；
2 天线元件；
3 RF信号处理电路(RFIC)；
4 基带信号处理电路(BBIC)；
10、20 双工器；
11、12、12A、21、22 滤波器；
13 接收侧开关；
14 低噪声放大器电路；
23 发送侧开关；
24 功率放大器电路；
30 高频前端电路；
32a、32b IDT电极；
32c 反射器；
40 通信装置；
121s～125s 串联谐振器；
121p～124p 并联谐振器；
121L 电感器；
150 纵耦合谐振器；
320 基板；
321a、321b、321c 汇流条电极；
322a、322b 电极指；
322c 反射电极指；
323 密接层；
324 主电极层；
325 保护层；
326 低声速膜；
327 压电体层；
328 高声速支承基板；
Port1 共用端子；
Port11、Port12、Port21、Port22 独立端子。

Claims (10)

1.一种多工器，具备：
共用端子；
第1端子及第2端子；
第1滤波器，被配置在将所述共用端子与所述第1端子连结的第1路径上；和
第2滤波器，被配置在将所述共用端子与所述第2端子连结的第2路径上，通带的频率高于所述第1滤波器，
所述第1滤波器具有由被配置在所述第1路径上的一个以上的串联谐振器、及被配置在将所述第1路径与地线连结的路径上的一个以上的并联谐振器构成的梯型的滤波器构造，
所述一个以上的串联谐振器之中最接近于所述共用端子的串联谐振器具有：
IDT电极，激发弹性波；和
反射器，对被所述IDT电极激发的弹性波进行反射，
在将由所述IDT电极的电极周期规定的弹性波的波长设为λ时，所述IDT电极与所述反射器的距离为0.44λ以上且小于0.5λ。
2.根据权利要求1所述的多工器，其中，
所述一个以上的串联谐振器之中最接近于所述共用端子的串联谐振器的所述IDT电极与所述反射器的距离为0.48λ以下。
3.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
所述反射器相对于所述IDT电极被配置于所述弹性波的传播方向。
4.根据权利要求1～3的任意一项所述的多工器，其中，
所述第1滤波器具有多级所述梯型的滤波器构造。
5.根据权利要求1～4的任意一项所述的多工器，其中，
所述第1滤波器还具有被配置在所述第1路径上的纵耦合型的滤波器构造。
6.根据权利要求1～5的任意一项所述的多工器，其中，
所述多工器还具备：
压电膜，在主面上配置有所述IDT电极及所述反射器；
高声速支承基板，传播的体波声速与在所述压电膜中传播的弹性波声速相比为高速；和
低声速膜，被配置在所述高声速支承基板与所述压电膜之间，传播的体波声速与在所述压电膜中传播的体波声速相比为低速。
7.根据权利要求1～6的任意一项所述的多工器，其中，
所述多工器由第1双工器及第2双工器构成，所述第1双工器具备包含所述第1滤波器的两个滤波器，所述第2双工器具备包含所述第2滤波器的两个滤波器。
8.根据权利要求1～7的任意一项所述的多工器，其中，
所述第1滤波器的通带是Band3中的上行频带，
所述第2滤波器的通带是Band1中的上行频带。
9.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～8的任意一项所述的多工器；和
放大电路，与所述多工器连接。
10.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和
权利要求9所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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