WO2020262023A1 - 複合フィルタ装置 - Google Patents

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三村　昌和
大志 村中
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a composite filter device in which one ends of a plurality of filters are commonly connected to each other.
  • a composite filter device using an elastic wave filter is widely used.
  • the first filter consists of a ladder type filter.
  • This ladder type filter has a plurality of series arm resonators composed of elastic wave resonators and a plurality of parallel arm resonators composed of elastic wave resonators.
  • the bulk wave radiation frequency of the series arm resonator closest to the antenna terminal is set higher than the pass band of the second filter. As a result, the insertion loss of the second filter is reduced.
  • An object of the present invention is to provide a composite filter device having first and second filters, which can further reduce the insertion loss in the second filter having a high relative pass band. There is.
  • the composite filter device includes a piezoelectric substrate which is a LiNbO 3 substrate, a first filter which is configured on the piezoelectric substrate and includes a plurality of resonators each of which is an elastic wave resonator, and the first filter.
  • a first filter and a second filter having one end connected in common are provided, and the pass band of the second filter is in a frequency band higher than the pass band of the first filter, and the first filter is provided.
  • This is a composite filter device in which the bulk wave emission frequencies of all the resonators constituting the filter are higher than the pass band of the second filter.
  • the insertion loss in the pass band of the second filter which has a higher pass band than the first filter, can be further reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device as an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a front sectional view for explaining an elastic wave resonator used in one embodiment of the present invention.
  • 3 (a) and 3 (b) are diagrams showing impedance characteristics and phase characteristics of a general elastic wave resonator using LiNbO 3 of rotational Y-cut X propagation.
  • FIG. 4 is a diagram showing each filter characteristic of Examples, Comparative Examples, and a single filter.
  • 5 (a) and 5 (b) are diagrams showing impedance characteristics and phase characteristics of the elastic wave resonator according to the reference example.
  • FIG. 6 (a) and 6 (b) are diagrams showing impedance characteristics and phase characteristics of the elastic wave resonator used in one embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the film thickness of the electrode layer made of Pt of the IDT electrode, that is, the Pt film thickness and the frequency ratio.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the film thickness of the electrode layer made of Au of the IDT electrode, that is, the Au film thickness and the frequency ratio.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the film thickness of the electrode layer made of W of the IDT electrode, that is, the W film thickness and the frequency ratio.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the film thickness of the electrode layer made of Pt of the IDT electrode, that is, the Pt film thickness and the frequency ratio.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the film thickness of the electrode layer made of Au of the IDT electrode, that is, the Au film thickness and the frequency ratio.
  • FIG. 9 is
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the film thickness of the electrode layer made of Ir of the IDT electrode, that is, the Ir film thickness and the frequency ratio.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the cut angle of the Y-cut X propagation LiNbO 3 substrate and the electromechanical coupling coefficient of the unwanted wave.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device as an embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 1 is used as a multiplexer in the RF stage of a smartphone, for example.
  • the number of a plurality of filters connected to the antenna terminal ANT is not particularly limited as long as the first filter 2 and the second filter 3 are included. That is, the number of the plurality of filters may be 2 or 3, or 5 or more.
  • the first to fourth filters 2 to 5 are bandpass type filters.
  • the pass band of the second filter 3 is higher than the pass band of the first filter 2.
  • the first filter 2 is a ladder type filter having a plurality of elastic wave resonators.
  • the first filter 2 is, for example, a transmission filter having a transmission terminal 10.
  • a plurality of series arm resonators S11 to S14 are provided on the series arm connecting the transmission terminal 10 and the antenna terminal ANT.
  • Parallel arm resonators P11 to P13 are provided in each of the plurality of parallel arms connecting the series arm and the ground potential.
  • the series arm resonators S11 to S14 and the parallel arm resonators P11 to P13 are made of elastic wave resonators.
  • FIG. 2 is a front sectional view for explaining an elastic wave resonator used in one embodiment of the present invention.
  • the elastic wave resonator 21 has a piezoelectric substrate 22 which is a LiNbO 3 substrate.
  • the IDT electrode 24 and the reflectors 25 and 26 are provided on the piezoelectric substrate 22. As a result, a 1-port type elastic wave resonator is constructed.
  • a dielectric film 27 is laminated so as to cover the IDT electrode 24 and the reflectors 25 and 26.
  • the dielectric film 27 is made of silicon oxide.
  • the dielectric film 27 may be made of a dielectric other than silicon oxide, for example, SiO x N y , glass, germanium oxide, or the like.
  • the series arm resonators S11 to S14 and the parallel arm resonators P11 to P13 in the first filter 2 shown in FIG. 1 are composed of such elastic wave resonators 21.
  • the second filter 3 is a band-passing type filter, and this configuration is not particularly limited, but the frequency of the passing band is higher than the passing band of the first filter 2.
  • the pass bands of the third and fourth filters 4 and 5 are in a frequency band different from the pass bands of the first and second filters 2 and 3.
  • the pass bands of the third and fourth filters 4 and 5 are also different from each other.
  • the feature of the composite filter device 1 is that all the resonators constituting the first filter 2, that is, the bulk wave emission frequencies of the series arm resonators S11 to S14 and the parallel arm resonators P11 to P13 are second. This is because the frequency position is set higher than the pass band of the filter 3 of. Thereby, the insertion loss in the pass band of the second filter 3 can be further reduced. This will be described more specifically by giving the following examples and comparative examples.
  • the first filter 2 is a band 1 transmission filter used in LTE
  • the second filter 3 is a band 1 reception filter.
  • the pass band is as follows.
  • First filter 2 band 1 transmission filter, pass band 1920 MHz to 1980 MHz Second filter 3; band 1 reception filter, pass band 2110 MHz to 2170 MHz
  • the bulk wave radiation frequencies of all the resonators used are set to higher frequencies than the pass band of the second filter 3. Set to.
  • the main response used is the response by the love wave.
  • the bulk wave radiation frequency is a frequency corresponding to the sound velocity of the slow transverse wave bulk wave of the piezoelectric substrate 22.
  • the bulk wave radiation frequency is represented by Vb / ⁇ .
  • Vb is about 4030 m / sec.
  • the bulk wave radiation frequency of the series arm resonator S14 closest to the antenna terminal ANT was set at a frequency position higher than the pass band of the second filter 3.
  • the bulk wave radiation frequencies of the other resonators, that is, the series arm resonators S11 to S13 and the parallel arm resonators P11 to P13, were set at frequency positions lower than those within the pass band or the pass band of the second filter 3.
  • FIG. 4 shows the filter characteristics of the above-mentioned Examples and Comparative Examples.
  • the solid line shows the filter characteristics of the example, and the alternate long and short dash line shows the filter characteristics of the comparative example.
  • the broken line also shows the filter characteristics of the second filter 3 alone.
  • the filter characteristic of the second filter 3 alone is a measurement of the filter characteristic of only the second filter 3 in a state where the first filter 2 is not connected to the antenna terminal.
  • the insertion loss in the pass band of the second filter in the composite filter device of the comparative example is larger than the insertion loss in the pass band of the second filter in the composite filter device 1 of the embodiment. It has become. Further, it can be seen that the insertion loss in the pass band of the second filter in the composite filter device 1 of the embodiment is substantially the same as the insertion loss in the pass band of the second filter 3 alone. This is considered to be due to the following reasons.
  • FIGS. 3A and 3B show the impedance characteristics and phase characteristics of an elastic wave resonator using a general love wave formed on a LiNbO 3 substrate of rotational Y-cut X propagation.
  • the horizontal axis represents the speed of sound, which is the product of frequency and wavelength.
  • the impedance characteristics and the phase characteristics are disturbed in the frequency range higher than the antiresonance frequency.
  • This turbulence is due to the radiation of bulk waves.
  • the arrow A in FIG. 3 is the position of the sound velocity Vb corresponding to the bulk wave radiation frequency, and is about 4030 m / sec, which is the sound velocity of the slow transverse wave bulk wave of the rotating Y-cut X propagation LiNbO 3 . From the position indicated by the arrow A to the hypersonic side, the response by the radiation of the bulk wave appears. This is considered to be due to the loss due to the radiation of elastic waves into the piezoelectric substrate.
  • the elastic wave in the frequency range higher than the frequency corresponding to the sound velocity of the slow transverse wave bulk wave of the piezoelectric substrate, the elastic wave cannot be confined to the surface of the piezoelectric substrate or its vicinity and is radiated into the piezoelectric substrate. It is considered that this is due to the loss.
  • the frequency corresponding to the sound velocity Vb of the slow transverse wave bulk wave of this piezoelectric substrate, that is, Vb / ⁇ is called the bulk wave radiation frequency as described above.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency change, but the bulk wave radiation frequency is determined only by the wavelength ⁇ determined by the pitch between the piezoelectric substrate and the electrode finger. It does not change. That is, the interval between the resonance frequency or the antiresonance frequency and the bulk wave radiation frequency changes depending on the material and film thickness of the IDT electrode.
  • the series arm resonator S14 closest to the antenna terminal ANT is higher than the pass band of the second filter 3 of 2110 MHz to 2170 MHz, the series arm resonator S14 There is no loss in the pass band of the second filter 3 due to bulk wave radiation.
  • the bulk wave radiation frequencies of the other series arm resonators S11 to S13 and the parallel arm resonators P11 to P13 are in the pass band of the second filter 3 or in a frequency range lower than the pass band. Therefore, as described above, it is considered that the insertion loss is exacerbated.
  • the bulk wave radiation frequencies of all the resonators that is, the series arm resonators S11 to S14 and the parallel arm resonators P11 to P13 are higher than the pass band of the second filter 3. It is in the frequency range. Therefore, the insertion loss in the pass band in the second filter 3 can be reduced.
  • the wavelengths of the series arm resonator S14 closest to the antenna end and the other series arm resonators S11 to S13 may be significantly different, and the resonance frequency may also be different. That is, since the resonance frequency of the series arm resonator S14 may be located on the high frequency side of the pass band of the first filter, there is also a problem that the characteristics of the first filter are likely to deteriorate.
  • the ratio of the resonance frequency to the bulk wave radiation frequency is increased as described later. Thereby, the resonance frequencies of all the series arm resonators can be brought close to each other and arranged in the pass band of the first filter 2. Therefore, the characteristics of the first filter 2 are less likely to deteriorate.
  • the first filter 2 and the second filter 3 may be configured on the same piezoelectric substrate, and the second filter 3 is a piezoelectric substrate different from the piezoelectric substrate constituting the first filter 2. It may be configured by using a substrate. Further, the second filter 3 may be an elastic wave that does not use a piezoelectric substrate, or may be a filter that does not use an elastic wave such as an LC filter.
  • At least one other filter such as the third, fourth filters 4, 5 and the like is the first and second filters. It may be commonly connected to a few. In this case, in the composite filter device 1, at least three filters are commonly connected, and the pass band of the second filter 3 is located on the highest frequency side among the pass bands of all the filters. preferable. In this case, the deterioration of the insertion loss due to the bulk wave radiation of the first filter 2 is unlikely to occur in the filters other than the first and second filters 2 and 3.
  • the pass band of the first filter 2 may be the lowest among the pass bands of all the filters.
  • the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency of the resonator having the lowest resonance frequency among the plurality of resonators constituting the first filter is 1.4 or more. Is preferable. In the composite filter device according to the present invention, it is more preferable that the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency of all the resonators constituting the first filter is 1.4 or more.
  • the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency is preferably 2.0 or less. As will be described later, the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency increases as the film thickness of the main electrode increases, but if the film thickness of the main electrode becomes too thick, it becomes difficult to form an electrode or a dielectric film. Because.
  • the present invention can be applied to various combinations of the first filter and the second filter as long as the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency is 1.4 or more. This will be described below.
  • CA carrier aggregation
  • band-passing filters of different bands are commonly connected.
  • the reception filter and the reception filter of the same band are commonly connected.
  • band-passing filters of different bands there are combinations in which the frequencies of the pass bands are far apart. Table 1 below shows typical examples of band combinations used for carrier aggregation and the pass band of the reception band of each band.
  • the band in which the pass band of the transmission filter and the pass band of the reception filter are farthest from each other is band 4.
  • band 4 the ratio of the center frequency of the pass band of the reception filter to the center frequency of the pass band of the transmission filter was 1.23.
  • carrier aggregation two band-passing filters having a larger frequency ratio relationship may be connected to the antenna terminal. Therefore, for example, in the elastic wave resonator used in the first filter, it is preferable to make the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency larger than before.
  • the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency when the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency is increased to 1.4, it can be applied to a combination of band-passing filters in which the ratio of the center frequency of the pass band is 1.4 or less.
  • a combination of receiving filters such as band 1 and band 7, band 2 and band 7, or band 39 and band 41.
  • the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency of the main response is increased to 1.5, it is possible to deal with a combination of bands having a center frequency ratio of 1.5 or less.
  • FIGS. 5 (a) and 5 (b) show the impedance characteristics and phase characteristics of the elastic wave resonator using the love wave of the following design parameters.
  • the wavelength ⁇ 2.375 ⁇ m.
  • 4030 m / sec which is the value of LiNbO 3 of rotational Y-cut X propagation, was used.
  • the resonance frequency of the main response using the love wave is 1486 MHz.
  • the bulk wave radiation frequency is 1697 MHz. Therefore, the frequency ratio, which is the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency, is 1.142.
  • this elastic wave resonator is used as the elastic wave resonator of the reception filter of band 11.
  • the bulk wave emission frequency exists in a frequency range lower than the pass band of band 1. Therefore, the loss may be exacerbated in the second filter, which is the band 1 reception filter.
  • an elastic wave resonator having a ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency of 1.515 was created with the following design parameters.
  • the impedance characteristics and phase characteristics of this elastic wave resonator are shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b).
  • the wavelength ⁇ of the love wave was 1.790 ⁇ m.
  • the resonance frequency of the love wave response appears at 1486 MHz.
  • the bulk wave radiation frequency is 2252 MHz. Therefore, the frequency ratio, which is the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency, is 1.515.
  • the above elastic wave resonator When the above elastic wave resonator is used as the elastic wave resonator of the receiving filter of band 11, the bulk wave radiation frequency exists in a frequency range higher than the pass band of band 1. Therefore, the loss in the band 1 reception filter can be remarkably reduced, and good filter characteristics can be obtained.
  • the ratio of the bulk wave radiation frequency to the resonance frequency of the main response of the elastic wave resonator is preferably 1.4 or more, and more preferably 1.5 or more.
  • a high-density metal may be used for the IDT electrode, and the thickness thereof may be increased.
  • Preferred examples of such an electrode material include Pt, Au, W, Ir, Ta, Mo and Cu.
  • the IDT electrode is made of these dense metals, but the IDT electrode may be laminated with an electrode layer made of another metal as long as these metals are used as the main electrode material.
  • the main electrode material is an electrode material that mainly acts to excite elastic waves used in the IDT electrode, and refers to an electrode material that occupies 50% by weight or more of the total metal constituting the IDT electrode. And.
  • FIGS. 7 to 10 show the relationship between the Pt film thickness, Au film thickness, W film thickness or Ir film thickness and the frequency ratio when a Pt, Au, W or Ir film is used as the material of the IDT electrode. ..
  • the frequency ratio can be 1.4 or more when the Pt film thickness is 0.072 ⁇ or more. Further, it can be seen that the thickness at which the frequency ratio is 1.5 or more is 0.092 ⁇ or more.
  • the frequency ratio is 1.4 or more when the Au film thickness is 0.072 ⁇ or more, and 1.5 or more. Is 0.090 ⁇ or more.
  • the main electrode material is W
  • the frequency ratio of 1.4 or more is 0.088 ⁇ or more, and 1.5 or more is 0.116 ⁇ or more. ..
  • the frequency ratio of 1.4 or more is 0.076 ⁇ or more, and 1.5 or more is 0.10 ⁇ or more.
  • the frequency ratio can be set to 1.4 or more or 1.5 or more by correcting this film thickness according to the type of main electrode material.
  • FIG. 11 shows the relationship between the cut angle of the Y-cut X propagation LiNbO 3 substrate and the electromechanical coupling coefficient of the unwanted wave.
  • the unnecessary wave is a spurious generated by the excitation of the Rayleigh wave in the vicinity of the resonance frequency-anti-resonance frequency band in the elastic wave resonator using the love wave, and the spurious caused by the Rayleigh wave may be generated.
  • the electromechanical coupling coefficient of the Rayleigh wave changes. Therefore, it is preferable to set the cut angle in the range of 3 ° or more and 26 ° or less. In this case, the electromechanical coupling coefficient of the unwanted wave can be set to 0.1% or less.
  • the orientation of LiNbO 3 used for the piezoelectric substrate is described as ⁇ ° rotation Y-cut X propagation.
  • the first and third Euler angles which are 0 °, may be in the range of ⁇ 5 ° or more and 5 ° or less.
  • the electrical characteristics are the same even when the direction of the crystal axis of the LiNbO 3 used is opposite. Therefore, a piezoelectric substrate using LiNbO 3 having Euler angles (0 °, ⁇ + 90 °, 0 °) may be used. In this case, when expressed in terms of cut angle, ( ⁇ -180) ° rotation Y cut X propagation.
  • the first filter 2 has series arm resonators S11 to S14 and parallel arm resonators P11 to P13, but the number of resonators in the ladder type filter is not limited to this. Absent.

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Abstract

第１及び第２のフィルタを有する複合フィルタ装置であって、相対的通過帯域の高い第２のフィルタにおける挿入損失をより一層小さくすることができる、複合フィルタ装置を提供する。　ＬｉＮｂＯ３基板である圧電基板２２と、圧電基板２２上に構成されており、それぞれが弾性波共振子からなる複数の共振子を含む第１のフィルタ２と、第１のフィルタ２と一端同士が共通接続されている第２のフィルタ３とを備え、第２のフィルタ３の通過帯域が第１のフィルタ２の通過帯域よりも高い周波数帯域にあり、第１のフィルタ２を構成している全ての共振子のバルク波放射周波数が、第２のフィルタ３の通過帯域よりも高い、複合フィルタ装置１。

Description

複合フィルタ装置
　本発明は、複数のフィルタの一端同士が共通接続されている複合フィルタ装置に関する。
　スマートフォン等の移動体通信機において、弾性波フィルタを用いた複合フィルタ装置が広く用いられている。例えば、下記の特許文献１に記載の弾性波共用器では、アンテナ端子に、第１のフィルタ及び第２のフィルタの一端同士が共通接続されている。第１のフィルタの通過帯域よりも、第２のフィルタの通過帯域が高くされている。第１のフィルタはラダー型フィルタからなる。このラダー型フィルタは、弾性波共振子からなる複数の直列腕共振子と、弾性波共振子からなる複数の並列腕共振子とを有する。複数の直列腕共振子のうち、最もアンテナ端子に近い直列腕共振子のバルク波放射周波数が、第２のフィルタの通過帯域よりも高くされている。それによって、第２のフィルタの挿入損失が低減されている。
国際公開第２００９／１４７７８７号
　しかしながら、特許文献１に記載の発明に係る弾性波共用器を用いた場合でも、第２のフィルタの通過帯域における挿入損失が大きくなることがあった。
　本発明の目的は、第１及び第２のフィルタを有する複合フィルタ装置であって、相対的通過帯域の高い第２のフィルタにおける挿入損失をより一層小さくすることができる、複合フィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係る複合フィルタ装置は、ＬｉＮｂＯ３基板である圧電基板と、前記圧電基板上に構成されており、それぞれが弾性波共振子からなる複数の共振子を含む第１のフィルタと、前記第１のフィルタと一端同士が共通接続されている第２のフィルタと、を備え、前記第２のフィルタの通過帯域が、前記第１のフィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域にあり、前記第１のフィルタを構成している全ての前記共振子のバルク波放射周波数が、前記第２のフィルタの通過帯域より高い、複合フィルタ装置である。
　本発明に係る複合フィルタ装置によれば、第１のフィルタよりも通過帯域が高い第２のフィルタの通過帯域における挿入損失をより一層小さくすることができる。
図１は、本発明の一実施形態としての複合フィルタ装置の回路図である。 図２は、本発明の一実施形態において用いられる弾性波共振子を説明するための正面断面図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３を用いた一般的な弾性波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。 図４は、実施例、比較例及びフィルタ単体の各フィルタ特性を示す図である。 図５（ａ）及び図５（ｂ）は、参考例に係る弾性波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。 図６（ａ）及び図６（ｂ）は、本発明の一実施形態において用いられる弾性波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。 図７は、ＩＤＴ電極のＰｔからなる電極層の膜厚、すなわち、Ｐｔ膜厚と、周波数比との関係を示す図である。 図８は、ＩＤＴ電極のＡｕからなる電極層の膜厚、すなわち、Ａｕ膜厚と、周波数比との関係を示す図である。 図９は、ＩＤＴ電極のＷからなる電極層の膜厚、すなわち、Ｗ膜厚と、周波数比との関係を示す図である。 図１０は、ＩＤＴ電極のＩｒからなる電極層の膜厚、すなわち、Ｉｒ膜厚と、周波数比との関係を示す図である。 図１１は、ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３基板におけるカット角と、不要波の電気機械結合係数との関係を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の一実施形態としての複合フィルタ装置の回路図である。
　複合フィルタ装置１は、例えば、スマートフォンのＲＦ段において、マルチプレクサとして用いられる。
　複合フィルタ装置１では、アンテナ端子ＡＮＴに、第１～第４のフィルタ２～５の一端が共通接続されている。なお、本発明に係る複合フィルタ装置１では、第１のフィルタ２及び第２のフィルタ３を含む限り、アンテナ端子ＡＮＴに接続される複数のフィルタの数は特に限定されない。すなわち、複数のフィルタの数は２や３であってもよく、５以上であってもよい。
　第１～第４のフィルタ２～５は、帯域通過型フィルタである。第２のフィルタ３の通過帯域は、第１のフィルタ２の通過帯域よりも高い。
　第１のフィルタ２は、複数の弾性波共振子を有するラダー型フィルタである。第１のフィルタ２は例えば、送信端子１０を有する送信フィルタである。送信端子１０と、アンテナ端子ＡＮＴとを結ぶ直列腕に、複数の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４が設けられている。直列腕とグラウンド電位とを結ぶ複数の並列腕においては、並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３がそれぞれ設けられている。直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３は、弾性波共振子からなる。
　図２は、本発明の一実施形態において用いられる弾性波共振子を説明するための正面断面図である。
　弾性波共振子２１は、ＬｉＮｂＯ３基板である圧電基板２２を有する。
　上記圧電基板２２上に、ＩＤＴ電極２４及び反射器２５，２６が設けられている。それによって、１ポート型の弾性波共振子が構成されている。
　ＩＤＴ電極２４及び反射器２５，２６を覆うように誘電体膜２７が積層されている。誘電体膜２７は、酸化ケイ素からなる。もっとも、誘電体膜２７は酸化ケイ素以外の誘電体、例えば、ＳｉＯｘＮｙ、ガラス、酸化ゲルマニウム等からなるものであってもよい。
　図１に示した第１のフィルタ２における直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３は、このような弾性波共振子２１からなる。
　第２のフィルタ３は、帯域通過型フィルタであり、この構成は特に限定されないが、通過帯域の周波数が、第１のフィルタ２の通過帯域よりも高い。
　また、第３及び第４のフィルタ４，５の通過帯域は、第１，第２のフィルタ２，３の通過帯域と異なる周波数帯域にある。第３，第４のフィルタ４，５の通過帯域も互いに異なっている。
　複合フィルタ装置１の特徴は、上記第１のフィルタ２を構成している全ての共振子、すなわち、直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３のバルク波放射周波数が、第２のフィルタ３の通過帯域よりも高い周波数位置に設定されていることにある。それによって、第２のフィルタ３の通過帯域内の挿入損失をより一層小さくすることができる。これを、以下の実施例及び比較例を挙げることにより、より具体的に説明する。
　実施例として、以下の複合フィルタ装置を構成した。第１のフィルタ２はＬＴＥで用いられるバンド１の送信フィルタであり、第２のフィルタ３がバンド１の受信フィルタである。
　通過帯域は以下の通りである。
　第１のフィルタ２；バンド１の送信フィルタ、通過帯域１９２０ＭＨｚ～１９８０ＭＨｚ
　第２のフィルタ３；バンド１の受信フィルタ、通過帯域２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚ
　実施例では、用いた全ての共振子、すなわち、直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３のバルク波放射周波数を第２のフィルタ３の通過帯域よりも高い周波数位置になるように設定した。
　実施例の共振子の設計パラメータは以下の通りとした。
　圧電基板２２；１７°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３基板
　直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４；電極指ピッチで定まる波長λ＝１．４４０μｍ、バルク波放射周波数位置は２７９９ＭＨｚ
　並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３；電極指ピッチで定まる波長λ＝１．６０５μｍ、バルク波放射周波数位置は２５１１ＭＨｚ
　上記直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３では、利用するメインの応答は、ラブ波による応答である。
　なお、バルク波放射周波数は、圧電基板２２の遅い横波バルク波の音速に相当する周波数である。ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλ、遅い横波バルク波の音速をＶｂとした場合、バルク波放射周波数はＶｂ／λで表される。本実施例で用いた回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３の場合、Ｖｂは約４０３０ｍ／秒である。
　比較のために、比較例の複合フィルタ装置では、アンテナ端子ＡＮＴに最も近い直列腕共振子Ｓ１４のバルク波放射周波数を、第２のフィルタ３の通過帯域よりも高い周波数位置に設定した。その他の共振子、すなわち、直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１３及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３のバルク波放射周波数は、第２のフィルタ３の通過帯域内または通過帯域内よりも低い周波数位置とした。
　比較例の各共振子の設計パラメータは以下の通りとした。
　圧電基板；－６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３基板
　直列腕共振子Ｓ１４；電極指ピッチで定まる波長λ＝１．８３２μｍ、バルク波放射周波数位置は２２００ＭＨｚ
　直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１３；電極指ピッチで定まる波長λ＝１．８８３μｍ、バルク波放射周波数位置は２１４０ＭＨｚ
　並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３；電極指ピッチで定まる波長λ＝１．９６５μｍ、バルク波放射周波数位置は２０５１ＭＨｚ
　図４に、上記実施例及び比較例のフィルタ特性を示す。実線が実施例のフィルタ特性を、一点鎖線が比較例のフィルタ特性を示す。また、破線で、第２のフィルタ３単体のフィルタ特性を併せて示す。ここで、第２のフィルタ３単体のフィルタ特性とは、アンテナ端子に第１のフィルタ２を接続しない状態で、第２のフィルタ３のみのフィルタ特性を測定したものである。
　図４から明らかなように、比較例の複合フィルタ装置における第２のフィルタの通過帯域内の挿入損失は、実施例の複合フィルタ装置１における第２のフィルタの通過帯域内の挿入損失よりも大きくなっている。また、実施例の複合フィルタ装置１における第２のフィルタの通過帯域内の挿入損失は、第２のフィルタ３単体の通過帯域内の挿入損失とほぼ同等であることがわかる。これは以下の理由によると考えられる。
　図３（ａ）及び図３（ｂ）は、回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３基板上に形成された一般的なラブ波を用いた弾性波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す。なお、図３（ａ）および図３（ｂ）においては、横軸は周波数と波長の積である音速を示している。
　図３（ａ）及び図３（ｂ）に矢印Ａで示すように、反共振周波数よりも高い周波数域において、インピーダンス特性や位相特性に乱れが生じている。この乱れは、バルク波の放射による。ここで、図３の矢印Ａは、バルク波放射周波数に相当する音速Ｖｂの位置であり、回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３の遅い横波バルク波の音速である約４０３０ｍ／秒となっている。矢印Ａで示す位置から高音速側にかけて、バルク波の放射による応答が表れている。これは、圧電基板内への弾性波の放射による損失に起因すると考えられる。すなわち、圧電基板の遅い横波バルク波の音速に相当する周波数よりも高い周波数域においては、弾性波が、圧電基板表面及びその近傍に閉じこもることができず、圧電基板内に放射される。それによって、損失が生じていることによると考えられる。この圧電基板の遅い横波バルク波の音速Ｖｂに相当する周波数、つまりＶｂ／λが、上記のように、バルク波放射周波数と呼ばれている。ＩＤＴ電極の材料や膜厚、誘電体膜の膜厚が変化した場合、共振周波数や反共振周波数は変化するが、バルク波放射周波数は圧電基板と電極指のピッチで決まる波長λのみで決まるので変化しない。すなわち、共振周波数や反共振周波数とバルク波放射周波数との間隔は、ＩＤＴ電極の材料や膜厚によって変化する。
　共通端子であるアンテナ端子ＡＮＴから、第２のフィルタ３の通過帯域の信号が入力されると、信号の一部が第１のフィルタ２を構成する共振子にも到達する。第１のフィルタ２を構成している直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３のバルク波放射周波数が、第２のフィルタ３の通過帯域内または第２のフィルタ３の通過帯域よりも低い周波数域に存在すると、第２のフィルタ３の通過帯域の信号の一部が、第１のフィルタ２の共振子においてバルク波として漏洩する。それによって、第２のフィルタ３の通過帯域における挿入損失が悪化する。
　比較例では、アンテナ端子ＡＮＴに最も近い直列腕共振子Ｓ１４のバルク波放射周波数は、第２のフィルタ３の通過帯域である２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚよりも高い位置にあるため、直列腕共振子Ｓ１４でのバルク波放射による、第２のフィルタ３の通過帯域内における損失は発生しない。しかしながら、その他の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１３及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３のバルク波放射周波数が、第２のフィルタ３の通過帯域内か、通過帯域よりも低い周波数域にある。そのため、上記のように、挿入損失が悪化していると考えられる。
　これに対して、上記実施例では、全ての共振子、すなわち、直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３のバルク波放射周波数が、第２のフィルタ３の通過帯域よりも高い周波数域にある。したがって、第２のフィルタ３における通過帯域内の挿入損失を、小さくすることができる。
　なお、比較例においては、最もアンテナ端に近い直列腕共振子Ｓ１４とその他の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１３とで波長が大きく異なることがあり、共振周波数も異なることがある。すなわち、直列腕共振子Ｓ１４の共振周波数が第１のフィルタの通過帯域より高周波側に位置することがあるため、第１のフィルタの特性が劣化しやすいという問題もある。これに対して実施例では、後述のように共振周波数とバルク波放射周波数の比が大きくされている。それによって、全ての直列腕共振子の共振周波数を互いに近づかせ、第１のフィルタ２の通過帯域内に配置することができる。したがって、第１のフィルタ２の特性がより一層劣化し難い。
　なお、第１のフィルタ２及び第２のフィルタ３が同一圧電基板上に構成されていてもよく、第２のフィルタ３は、第１のフィルタ２を構成している圧電基板とは別の圧電基板を用いて構成されていてもよい。また、第２のフィルタ３は、圧電基板を用いない弾性波であってもよく、ＬＣフィルタなどの弾性波を用いないフィルタであってもよい。
　なお、図１に示すように、第１のフィルタ２及び第２のフィルタ３に加えて、第３，第４のフィルタ４，５等の少なくとも１つの他のフィルタが第１，第２のフィルタ２，３と共通接続されていてもよい。この場合、複合フィルタ装置１は、少なくとも３つのフィルタが共通接続されており、第２のフィルタ３の通過帯域が、全てのフィルタの通過帯域の中で最も高域側に位置していることが好ましい。この場合には、第１のフィルタ２のバルク波放射による挿入損失の劣化が、第１，第２のフィルタ２，３以外のフィルタにおいても生じ難い。
　また、第１，第２のフィルタ２，３に加えて、少なくとも１つの他のフィルタが、第１，第２のフィルタ２，３と共通接続されており、少なくとも３つのフィルタが共通接続されている構成において、第１のフィルタ２の通過帯域が全てのフィルタの通過帯域の中で最も低くともよい。
　本発明に係る複合フィルタ装置では、第１のフィルタを構成している複数の共振子の内、最も低い共振周波数を有する共振子において、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比が、１．４以上であることが好ましい。本発明に係る複合フィルタ装置では、第１のフィルタを構成している共振子の全てにおいて、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比が、１．４以上であることがより好ましい。なお、このバルク波放射周波数の共振周波数に対する比は、２．０以下であることが望ましい。後述するように、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比は主電極の膜厚を厚くするほど大きくなるが、主電極の膜厚が厚くなりすぎると、電極や誘電体膜の形成が困難になるためである。
　バルク波放射周波数の共振周波数に対する比が１．４以上であれば、第１のフィルタと第２のフィルタの様々な組み合わせに、本発明を適用することができる。これを、以下において説明する。
　近年、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）が導入されている。キャリアアグリゲーションでは、異なるバンドの帯域通過型フィルタが共通接続されている。従来のデュプレクサでは、同じバンドの受信フィルタと受信フィルタとが共通接続されていた。異なるバンドの帯域通過型フィルタが共通接続されている場合、通過帯域の周波数がかなり離れた組み合わせが存在する。下記の表１は、キャリアアグリゲーションに用いられるバンドの組み合わせの代表例と、それぞれのバンドの受信帯域の通過帯域を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　従来のデュプレクサにおいて、送信フィルタの通過帯域と受信フィルタの通過帯域が最も離れたバンドはバンド４である。バンド４においては、受信フィルタの通過帯域の中心周波数の送信フィルタの通過帯域の中心周波数に対する比は、１．２３であった。これに対し、キャリアアグリゲーションでは、より大きな周波数比の関係にある２つの帯域通過型フィルタがアンテナ端子に接続されることがある。したがって、例えば、第１のフィルタに用いられる弾性波共振子において、共振周波数に対するバルク波放射周波数の比を従来より大きくすることが好ましい。
　例えば、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比を１．４まで大きくした場合、通過帯域の中心周波数の比が１．４以下である帯域通過型フィルタの組み合わせに適用することができる。例えば、バンド１とバンド７、バンド２とバンド７あるいはバンド３９とバンド４１等の受信フィルタ同士の組み合わせに対応することができる。また、上記バルク波放射周波数のメインの応答の共振周波数に対する比を１．５まで大きくした場合には、中心周波数比が１．５以下であるバンドの組み合わせに対応することができる。例えば、バンド１１とバンド１、バンド３とバンド３８、バンド３とバンド７等の受信フィルタ同士の組み合わせに対応することができる。したがって、好ましくは、バルク波放射周波数のメインの応答の共振周波数に対する比は１．４以上であることが望ましい。これを、図５及び図６を参照してより具体的に説明する。
　図５（ａ）及び図５（ｂ）は、下記の設計パラメータのラブ波を利用した弾性波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す。
　圧電基板；－６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３基板
　ＩＤＴ電極；Ｐｔからなる電極、Ｐｔ膜厚＝０．０２５λ
　ＳｉＯ２膜厚；０．３０λ
　なお、波長λ＝２．３７５μｍとした。上記圧電基板の遅い横波バルク波の音速は、回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３の値である、４０３０ｍ／秒を用いた。
　図５（ａ）から明らかなように、ラブ波を利用したメインの応答の共振周波数は１４８６ＭＨｚである。バルク波放射周波数は、１６９７ＭＨｚである。したがって、バルク波放射周波数の共振周波数に対する割合である周波数比は１．１４２である。この場合、第１のフィルタがバンド１１の受信フィルタであり、第２のフィルタがバンド１の受信フィルタである場合には、この弾性波共振子をバンド１１の受信フィルタの弾性波共振子として用いると、バルク波放射周波数がバンド１の通過帯域よりも低い周波数域に存在する。したがって、バンド１の受信フィルタである第２のフィルタにおいて損失が悪化するおそれがある。
　これに対し、上記バルク波放射周波数の共振周波数に対する比が１．５１５である弾性波共振子を以下の設計パラメータで作成した。
　圧電基板；１５°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３基板
　ＩＤＴ電極；Ｐｔからなる電極、Ｐｔ膜厚＝０．０９５λ
　ＳｉＯ２膜厚；０．３０λ
　この弾性波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を図６（ａ）及び図６（ｂ）に示す。ラブ波の波長λは１．７９０μｍとした。ラブ波の応答の共振周波数は１４８６ＭＨｚに表れている。バルク波放射周波数は２２５２ＭＨｚである。したがって、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比である周波数比は１．５１５である。
　上記弾性波共振子をバンド１１の受信フィルタの弾性波共振子として用いると、バルク波放射周波数が、バンド１の通過帯域よりも高い周波数域に存在することとなる。したがって、バンド１の受信フィルタにおける損失を著しく小さくすることができ、良好なフィルタ特性を得ることができる。
　上記のように、弾性波共振子のメインの応答の共振周波数に対するバルク波放射周波数の比を１．４以上にすることが好ましく、１．５以上にすることがより好ましい。
　ところで、上記周波数比を大きくするには、ＩＤＴ電極に、密度の高い金属を用い、かつ、この厚みを大きくすればよい。このような電極材料としては、好ましくは、Ｐｔ、Ａｕ、Ｗ、Ｉｒ、Ｔａ、Ｍｏ及びＣｕ等が挙げられる。この場合、ＩＤＴ電極がこれらの密度の高い金属からなることが好ましいが、ＩＤＴ電極は、これらの金属を主電極材料とする限り、他の金属からなる電極層が積層されていてもよい。
　ここで、主電極材料とは、ＩＤＴ電極において利用する弾性波を励振するために主として作用する電極材料であり、ＩＤＴ電極を構成している金属全体の５０重量％以上を占める電極材料を言うものとする。
　ＩＤＴ電極の材料として、Ｐｔ、Ａｕ、Ｗ又はＩｒ膜を用いた場合の、Ｐｔ膜厚、Ａｕ膜厚、Ｗ膜厚又はＩｒ膜厚と上記周波数比との関係を図７～図１０に示す。
　図７から明らかなように、Ｐｔを主電極材料として用いた場合、Ｐｔ膜厚を０．０７２λ以上とした場合、上記周波数比を１．４以上とすることができる。また、周波数比が１．５以上となる厚みは、０．０９２λ以上であることがわかる。同様に、図８より明らかなように、Ａｕを主電極材料として用いた場合、周波数比が１．４以上となるのは、Ａｕ膜厚が０．０７２λ以上の場合であり、１．５以上となるのは、０．０９０λ以上である。図９から明らかなように、主電極材料がＷの場合、周波数比が１．４以上となるのは、０．０８８λ以上であり、１．５以上となるのは、０．１１６λ以上である。図１０から明らかなように、主電極材料がＩｒの場合、周波数比が１．４以上となるのは、０．０７６λ以上であり、１．５以上となるのは０．１０λ以上である。
　上記のように、主電極材料の種類に応じてこの膜厚を補正することにより、上記周波数比を１．４以上、または１．５以上と設定し得ることがわかる。
　図１１は、ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３基板におけるカット角と、不要波の電気機械結合係数との関係を示す。ここで、不要波とは、ラブ波を利用した上記弾性波共振子において、共振周波数－反共振周波数の帯域近傍に、レイリー波の励振によるスプリアスが発生することがあり、このレイリー波によるスプリアスのことをいう。
　図１１から明らかなように、カット角を変化させるとレイリー波の電気機械結合係数が変化する。したがって、カット角を３°以上、２６°以下の範囲に設定することが好ましい。この場合には、不要波の電気機械結合係数を０．１％以下とすることができる。このカット角のＬｉＮｂＯ３基板を用いれば、第１のフィルタのフィルタ特性の劣化を抑制することができる。
　本明細書においては、圧電基板に用いられるＬｉＮｂＯ３の方位を、θ°回転ＹカットＸ伝搬と記載している。これをオイラー角により表示すると、（０°，θ－９０°，０°）となる。ここで、０°となっている第１及び第３のオイラー角については、－５°以上、５°以下の範囲内であってもよい。ここで、圧電基板において、用いるＬｉＮｂＯ３の結晶軸の方向が逆方向である場合であっても、電気的特性は同じとなる。よって、オイラー角（０°，θ＋９０°，０°）であるＬｉＮｂＯ３を用いた圧電基板としてもよい。この場合はカット角で表記すると、（θ－１８０）°回転ＹカットＸ伝搬となる。
　なお、図１では、第１のフィルタ２は直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３を有していたが、ラダー型フィルタにおける共振子の数はこれに限定されるものではない。
　１…複合フィルタ装置
　２～５…第１～第４のフィルタ
　１０…送信端子
　２１…弾性波共振子
　２２…圧電基板
　２４…ＩＤＴ電極
　２５，２６…反射器
　２７…誘電体膜
　Ｐ１１～Ｐ１３…並列腕共振子
　Ｓ１１～Ｓ１４…直列腕共振子

Claims (12)

  1. 　ＬｉＮｂＯ３基板である圧電基板と、
    　前記圧電基板上に構成されており、それぞれが弾性波共振子からなる複数の共振子を含む第１のフィルタと、
    　前記第１のフィルタと一端同士が共通接続されている第２のフィルタと、
    を備え、
    　前記第２のフィルタの通過帯域が、前記第１のフィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域にあり、
    　前記第１のフィルタを構成している全ての前記共振子のバルク波放射周波数が、前記第２のフィルタの通過帯域より高い、複合フィルタ装置。
  2. 　前記第１のフィルタを構成している複数の前記共振子の内、最も低い共振周波数を有する共振子において、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比が１．４以上である、請求項１に記載の複合フィルタ装置。
  3. 　前記第１のフィルタを構成している前記共振子の全てにおいて、バルク波放射周波数の共振周波数に対する比が、１．４以上である、請求項１または２に記載の複合フィルタ装置。
  4. 　前記第１のフィルタを構成している前記共振子の全てが、前記圧電基板上に設けられた同じＩＤＴ電極を有し、
    　前記ＩＤＴ電極が複数本の電極指を有し、電極指ピッチで定まる波長がλであり、
    　前記ＩＤＴ電極の主電極材料が、Ｐｔ、Ａｕ、Ｗ、Ｉｒ、Ｔａ、Ｍｏ及びＣｕからなる群から選択された１種の金属を主成分とする、請求項１～３のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  5. 　前記第１のフィルタが、前記ＩＤＴ電極を覆うように設けられた誘電体膜を備える、請求項４に記載の複合フィルタ装置。
  6. 　前記ＩＤＴ電極の主電極材料がＰｔであり、前記Ｐｔからなる電極層の厚みが、０．０７２λ以上である、請求項４に記載の複合フィルタ装置。
  7. 　前記ＩＤＴ電極の主電極材料がＡｕであり、前記Ａｕからなる電極層の厚みが、０．０７２λ以上である、請求項４に記載の複合フィルタ装置。
  8. 　前記ＩＤＴ電極の主電極材料がＷであり、前記Ｗからなる電極層の厚みが、０．０８８λ以上である、請求項４に記載の複合フィルタ装置。
  9. 　前記ＩＤＴ電極の主電極材料がＩｒであり、前記Ｉｒからなる電極層の厚みが、０．０７６λ以上である、請求項４に記載の複合フィルタ装置。
  10. 　前記圧電基板が、３°～２６°回転ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３基板である、請求項１～９のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  11. 　前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタに加えて、少なくとも１つの他のフィルタが前記第１，第２のフィルタと共通接続されており、前記第２のフィルタの通過帯域が、全てのフィルタの通過帯域の中で最も高域側に位置している、請求項１～１０のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  12. 　前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタに加えて、少なくとも１つの他のフィルタが前記第１，第２のフィルタと共通接続されており、前記第１のフィルタの通過帯域が、全てのフィルタの通過帯域の中で最も低い、請求項１～１１のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
PCT/JP2020/023074 2019-06-24 2020-06-11 複合フィルタ装置 WO2020262023A1 (ja)

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