具体实施方式
[达成本发明的一方案的经过]
图1A表示子阵列结构的天线元件(以下,也称为子阵列元件)的一例子。图1A所示的子阵列元件由2×2的4个天线元件构成的。此外,在图1A所示的一例子中,将子阵列元件的大小在水平方向及垂直方向的双方向上都设为0.8波长。
图1B表示将图1A所示的子阵列元件串联地排列4个而构成的阵列天线的一例子。如图1B所示,各子阵列元件的大小为0.8波长(参照图1A),所以作为子阵列元件间的间隔需要采用1波长左右以上的间隔。
例如,用于使主瓣的±90°的范围内不发生栅瓣的阵列元件间隔(期望的元件间隔)为0.5波长。在图1B所示的阵列天线中,子阵列元件的元件间隔为1波长左右以上,所以难以设定期望的元件间隔,在主瓣的±90°的范围内会发生栅瓣。
这样,在子阵列元件的大小为0.5波长以上的情况下,有可能难以使阵列天线的元件间隔为0.5波长。因此,在主瓣的±90°的范围内发生不需要的栅瓣,在测量角度时发生虚像,成为误检测的主要原因。
这里,在专利文献1中,公开了使用了宽度d=1波长左右的子阵列元件的阵列天线结构。在专利文献1中,将发送天线Tx0、Tx1的元件间隔设为6波长,将接收天线RX0、RX1、RX2、RX3的元件间隔设为1.5波长±(λ/8)(λ表示1波长)。此外,在专利文献1中,包括将发送天线Tx0、Tx1以时分方式切换来发送雷达发送信号,对于从各发送天线Tx0、Tx1发送的雷达发送信号,用接收天线RX0、RX1、RX2、RX3获取接收信号的结构。
通过这样的结构,在用接收阵列天线获取的接收信号中,发送天线的位置改变造成的相位变化被重叠,所以得到虚拟地增大接收天线的开口长度的效果。以下,将通过发送接收阵列天线中的天线元件的配置而增大有效的开口长度的虚拟的接收阵列天线称为“虚拟接收阵列”。
可是,在专利文献1中,接收阵列天线的元件间隔为1.5波长±λ/8,所以在从主波束方向偏移了40°左右的方向上会发生栅瓣。
本发明的一方案,即使在使用子阵列结构的阵列元件的情况下,也抑制不需要的栅瓣的发生,实现期望的指向性图案。
以下,参照附图详细地说明本发明的一方案的实施方式。再有,在实施方式中,对同一结构要素附加同一标号,其说明因重复而省略。
[雷达装置的结构]
图2是表示本实施方式的雷达装置10结构的框图。
雷达装置10具有雷达发送单元100、雷达接收单元200、以及基准信号生成单元300。
雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的参考信号生成高频的雷达信号(雷达发送信号)。然后,雷达发送单元100使用由多个发送天线106-1~106-Nt构成的发送阵列天线,在规定的发送周期发送雷达发送信号。
雷达接收单元200使用由多个接收天线202-1~202-Na构成的接收阵列天线接收从目标(未图示)反射的雷达发送信号即反射波信号。雷达接收单元200用从基准信号生成单元300接受的参考信号,对各天线202中接收到的反射波信号进行信号处理,进行目标的有无检测、方向估计等。再有,目标是雷达装置10要检测的对象的物体,例如,包含车辆或人。
基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将作为基准信号的参考信号共同地供给雷达发送单元100及雷达接收单元200,使雷达发送单元100及雷达接收单元200的处理同步。
[雷达发送单元100结构]
雷达发送单元100具有雷达发送信号生成单元101-1~101-Nt、无线发送单元105-1~105-Nt、以及发送天线106-1~106-Nt。即,雷达发送单元100具有Nt个发送天线106,各发送天线106分别连接到各自的雷达发送信号生成单元101及无线发送单元105。
雷达发送信号生成单元101生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号的规定数倍的定时时钟,基于生成的定时时钟生成雷达发送信号。然后,雷达发送信号生成单元101在规定的雷达发送周期(Tr)反复输出雷达发送信号。雷达发送信号用rz(k,M)=Iz(k,M)+jQz(k,M)表示。其中,z表示与各发送天线106对应的号,z=1,...0Nt。此外,j表示虚数单位,k表示离散时刻,M表示雷达发送周期的序数。
各雷达发送信号生成单元101由码生成单元102、调制单元103、以及LPF(Low Pass Filter;低通滤波器)104构成。以下,说明与第z(z=1,...,Nt)发送天线106对应的雷达发送信号生成单元101-z中的各结构单元。
具体地说,对每个雷达发送周期Tr,码生成单元102生成码长L的码序列的码a(z)n(n=1,...,L)(脉冲码)。在各码生成单元102-1~102-Nt中生成的码a(z)n(z=1,...,Nt)中,使用彼此低相关或不相关的码。作为码序列,例如,可列举Walsh-Hadamard码、M序列码、Gold码等。
调制单元103对于从码生成单元102接受的码a(z)n进行脉冲调制(振幅调制、ASK(Amplitude Shift Keying;幅移键控)、脉冲移键控)或相位调制(Phase Shift Keying;相移键控),将调制信号输出到LPF104。
LPF104将从调制单元103接受的调制信号之中的、规定的限制频带以下的信号分量作为基带的雷达发送信号输出到无线发送单元105。
第z(z=1,...,Nt)无线发送单元105对于从第z雷达发送信号生成单元101输出的基带的雷达发送信号实施变频而生成载波频率(RadioFrequency:RF)频带的雷达发送信号,由发送放大器放大到规定的发送功率P[dB]后输出到第z发送天线106。
第z(z=1,...,Nt)发送天线106将从第z无线发送单元105输出的雷达发送信号发射到空中。
图3表示从雷达发送单元100的Nt个发送天线106发送的雷达发送信号。在码发送区间Tw内包含码长L的脉冲码序列。在各雷达发送周期Tr之中的、码发送区间Tw期间发送脉冲码序列,剩余的区间(Tr-Tw)为无信号区间。通过每1个脉冲码(a(z)n)被实施使用了No个样本的脉冲调制,在各码发送区间Tw内,包含Nr(=No×L)个样本的信号。即,调制单元103中的采样率为(No×L)/Tw。此外,假设在无信号区间(Tr-Tw)中,包含Nu个样本。
再有,雷达发送单元100也可以包括图4所示的雷达发送信号生成单元101a,取代雷达发送信号生成单元101。雷达发送信号生成单元101a没有图2所示的码生成单元102、调制单元103及LPF104,取代为包括码存储单元111及DA转换单元112。码存储单元111预先存储在码生成单元102(图2)中生成的码序列,循环地依次读出所存储的码序列。DA转换单元112将从码存储单元111输出的码序列(数字信号)转换为模拟信号。
[雷达接收单元200结构]
在图2中,雷达接收单元200包括Na个接收天线202,构成阵列天线。此外,雷达接收单元200具有Na个天线系统处理单元201-1~201-Na、以及方向估计单元214。
各接收天线202接收在目标(物体)上反射的雷达发送信号即反射波信号,将接收到的反射波信号向对应的天线系统处理单元201作为接收信号输出。
各天线系统处理单元201具有无线接收单元203、以及信号处理单元207。
无线接收单元203具有放大器204、变频器205、以及正交检波器206。无线接收单元203生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号的规定数倍的定时时钟,基于生成的定时时钟动作。具体地说,放大器204将从接收天线202接受的接收信号放大到规定电平,变频器205将高频频带的接收信号变频到基带频带,正交检波器206将基带频带的接收信号转换为包含I信号及Q信号的基带频带的接收信号。
信号处理单元207具有AD转换单元208、209、以及分离单元210-1~210-Nt。
I信号从正交检波器206输入到AD转换单元208,Q信号从正交检波器206输入到AD转换单元209。对于包含I信号的基带信号,AD转换单元208通过进行离散时间中的采样,将I信号转换为数字数据。对于包含Q信号的基带信号,AD转换单元209通过进行离散时间中的采样,将Q信号转换为数字数据。
这里,在AD转换单元208,209的采样中,雷达发送信号中的每1个子脉冲的时间Tp(=Tw/L)被采样Ns个离散样本。即,每1子脉冲的过采样数为Ns。
以下的说明中,使用I信号Ir(k,M)及Q信号Qr(k,M),将作为AD转换单元208、209的输出的第M雷达发送周期Tr[M]的离散时间k中的基带的接收信号表示为复数信号x(k,M)=Ir(k,M)+jQr(k,M)。此外,在以下,离散时刻k以雷达发送周期(Tr)开始的定时为基准(k=1),信号处理单元207直到雷达发送周期Tr结束前为止的样本点即k=(Nr+Nu)Ns/No为止都周期性地动作。即,k=1,...,(Nr+Nu)Ns/No。这里,j是虚数单位。
信号处理单元207包含与相当发送天线106的个数的系统数相等的Nt个分离单元210。各分离单元210具有相关运算单元211、加法单元212、以及多普勒频率分析单元213。以下,说明第z(z=1,...,Nt)分离单元210结构。
对每个雷达发送周期Tr,相关运算单元211进行包含从AD转换单元208、209接受的离散采样值Ir(k,M)及Qr(k,M)的离散采样值x(k,M)和雷达发送单元100中发送的码长L的脉冲码a(z)n(其中,z=1,...,Nt、n=1,...,L)之间的相关运算。例如,相关运算单元211进行离散采样值x(k,M)和脉冲码a(z)n之间的滑动相关运算。例如,第M雷达发送周期Tr[M]中的离散时刻k的滑动相关运算的相关运算值AC(z)(k,M)基于下式来计算。
上式中,星号(*)表示复数共轭运算符。
例如,相关运算单元211根据式(1),在整个k=1,...,(Nr+Nu)Ns/No的期间进行相关运算。
再有,相关运算单元211不限定于对于k=1,...,(Nr+Nu)Ns/No进行相关运算的情况,根据作为雷达装置10的测量对象的目标存在范围,也可以限定测量范围(即,k的范围)。由此,在雷达装置10中,可降低相关运算单元211的运算处理量。例如,相关运算单元211也可以在k=Ns(L+1),...,(Nr+Nu)Ns/No-NsL中限定测量范围。这种情况下,如图5所示,雷达装置10在相当于码发送区间Tw的时间区间不进行测量。
由此,即使在雷达发送信号直接地绕进到雷达接收单元200的情况下,在雷达发送信号绕进期间(至少不足τ1的期间)也不进行相关运算单元211的处理,所以雷达装置10可进行排除了绕进的影响的测量。此外,在限定测量范围(k的范围)的情况下,对于在以下说明的加法单元212、多普勒频率分析单元213及方向估计单元214的处理,同样地适用限定了测量范围(k的范围)的处理即可。由此,能够削减各结构单元中的处理量,能够降低雷达接收单元200中功耗。
加法单元212对第M雷达发送周期Tr的每个离散时刻k使用从相关运算单元211接受的相关运算值AC(z)(k,M),在规定次数(Np次)的整个雷达发送周期Tr的期间(Tr×Np),将相关运算值AC(z)(k,M)进行加法运算(相干积分)。整个期间(Tr×Np)的加数Np的加法运算(相干积分)处理用下式表示。
其中,CI(z)(k,m)表示相关运算值的加法值(以下,有时也称为相关加法值),Np是1以上的整数值,m是表示将加法单元212中加法次数Np作为1个单位的情况中的加法次数的序数的1以上的整数。此外,z=1,...,Nt。
加法单元212将以雷达发送周期Tr为单位得到的相关运算单元211的输出作为一个单位,进行Np次的加法。即,加法单元212将相关运算值AC(z)(k,Np(m-1)+1)~AC(z)(k,Np×m)作为一单位,对每个离散时刻k计算将离散时刻k的定时对准进行加法运算的相关值CI(z)(k,m)。由此,通过相关运算值的整个Np次的加法的效果,在来自目标的反射波信号具有较高的相关的范围中,加法单元212能够使反射波信号的SNR提高。因此,能够使与估计目标的到来距离有关的测量性能提高。
再有,为了得到理想的加法增益,在相关运算值的加法次数Np的加法区间中,需要使相关运算值的相位分量在某个程度的范围内一致的条件。即,优选加法次数Np基于作为测量对象的目标的假定最大移动速度来设定。这是因为目标的假定最大速度越大,来自目标的反射波中包含的多普勒频率的变动量越大,具有较高的相关的时间期间越短。这种情况下,加法次数Np为较小的值,所以加法单元212中的加法产生的增益提高效果减小。
多普勒频率分析单元213将对每个离散时刻k得到的加法单元212的Nc个输出即CI(z)(k,Nc(w-1)+1)~CI(z)(k,Nc×w)作为一单位,对准离散时刻k的定时进行相干积分。例如,如下式所示,在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔФ对应的相位变动Ф(fs)=2πfs(Tr×Np)ΔФ之后,多普勒频率分析单元213进行相干积分。
其中,FT_CI(z) Nant(k,fs,w)是多普勒频率分析单元213中的第w输出,表示第Nant天线系统处理单元201中的离散时刻k时的多普勒频率fsΔФ的相干积分结果。其中,Nant=1~Na,fs=-Nf+1,...,0,...,Nf,k=1,...,(Nr+Nu)Ns/No,w为1以上的整数,ΔФ是相位旋转单位。
由此,各天线系统处理单元201对雷达发送周期间Tr的多次Np×Nc的每个期间(Tr×Np×Nc)得到与每个离散时刻k的2Nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CI(z) Nant(k,-Nf+1,w),...,FT_CI(z) Nant(k,Nf-1,w)。再有,j是虚数单位,z=1,...,Nt。
ΔФ=1/Nc的情况下,上述多普勒频率分析单元213的处理,与以采样间隔Tm=(Tr×Np)、采样频率fm=1/Tm对加法单元212的输出进行离散傅立叶变换(DFT)处理等效。
此外,通过将Nf设定为2的乘方数,在多普勒频率分析单元213中,能够适用快速傅立叶变换(FFT)处理,能够极大地削减运算处理量。此时,在Nf>Nc的情况下,通过在q>Nc的区域中进行CI(z)(k、Nc(w-1)+q)=0的零填充处理,同样地能够适用FFT处理,能够极大地削减运算处理量。
此外,多普勒频率分析单元213中,也可以不进行FFT处理,而进行顺序地运算上式(3)所示的积和运算的处理。即,对于每个离散时刻k得到的加法单元212的Nc个输出即CI(z)(k,Nc(w-1)+q+1),多普勒频率分析单元213生成与fs=-Nf+1,...,0,...,Nf-1对应的系数exp[-j2πfsTrNpqΔφ],顺序地进行积和运算处理。这里,q=0~Nc-1。
再有,以下的说明中,在Na个天线系统处理单元201各自中,将集中了实施同样的处理得到的第w输出FT_CI(z) 1(k,fs,w),FT_CI(z) 2(k,fs,w),...,FT_CI(z) Na(k,fs,w)的矢量如下式那样表记为虚拟接收阵列相关矢量h(k,fs,w)。虚拟接收阵列相关矢量h(k,fs,w)包含发送天线数Nt和接收天线数Na之积的Nt×Na个元素。虚拟接收阵列相关矢量h(k,fs,w)用于说明对于后述的、来自目标的反射波信号,基于接收天线202间的相位差进行方向估计的处理。其中,z=1,...,Nt,b=1,...,Na。
以上,说明了信号处理单元207的各结构单元中的处理。
方向估计单元214对于从天线系统处理单元201-1~201-Na输出的第w多普勒频率分析单元213的虚拟接收阵列相关矢量h(k,fs,w),计算使用阵列校正值h_cal[y]校正了天线系统处理单元201间的相位偏差及振幅偏差的虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k,fs,w)。虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k,fs,w)以下式表示。再有,y=1,...,(Nt×Na)。
h_after_cal(k,fs,w)=CAh(k,fs,w)
然后,方向估计单元214用虚拟接收阵列相关矢量h_after_cal(k,fs,w),基于接收天线202间的反射波信号的相位差,进行水平方向及垂直方向的方向估计处理。方位估计单元214使方向估计评价函数值P(θ,φ,k,fs,w)中的方位方向θ及仰角方向Ф在规定的角度范围内可变来计算空间分布,将算出的空间分布的极大峰值以从大到小的顺序提取预定数,将极大峰值的方位方向及仰角方向作为到来方向估计值。
再有,评价函数值P(θ,φ,k,fs,w)因到来方向估计算法而有各种。例如,也可以用在参考非专利文献1中公开的使用了阵列天线的估计方法。
(参考非专利文献1)Direction-of-arrival estimation using signal subspacemodeling Cadzow,J.A.;Aerospace and Electronic Systems,IEEE Transactionson Volume:28,Issue:1Publication Year:1992,Page(s):64-79
例如,波束形成法能够如下式那样表示。另外,所谓Capon、MUSIC的方法也可同样地适用。
P(φu,φv,k,fs,w)=|a(θu,φv)Hh-after_cal(k,fs,w)|2 (7)
其中,上标H是埃尔米特转置运算符。此外,a(θu,φv)表示对方位方向θu、仰角方向φv的到来波的虚拟接收阵列的方向矢量。
如以上,方向估计单元214将算出的第w到来方向估计值、离散时刻k、多普勒频率fsΔФ及角度θu作为雷达定位结果输出。
这里,方向矢量a(θu,φv)是将从方位θu方向及仰角方向φv对雷达发送信号的反射波到来情况下的虚拟接收阵列的复数响应作为元素的(Nt×Na)阶的列矢量。虚拟接收阵列的复数响应a(θu,φv)表示根据天线间的元件间隔而被几何光学地计算的相位差。
此外,θu在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔β1变化。例如,θu如以下那样地设定。
θu=θmin+uβ1、u=0,...,NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
其中,floor(x)是返回不超过实数x的最大整数值的函数。
此外,φv在进行到来方向估计的仰角范围内以规定的仰角间隔β2变化。例如,φv如以下那样地设定。
φv=φmin+vβ2、v=0,...,NV
NV=floor[(φmax-φmin)/β2]+1
再有,在本实施方式中,假设基于后述的虚拟接收阵列配置VA#1,...,VA#(Nt×Na),预先计算虚拟接收阵列的方向矢量。虚拟接收阵列的方向矢量的元素表示按照在后述的虚拟接收阵列配置号顺序VA#1,...,VA#(Nt×Na)以天线间的元件间隔而被几何光学地计算的相位差。
此外,上述时刻信息k也可以变换为距离信息来输出。在将时刻信息k变换为距离信息R(k)时使用下式即可。这里,Tw表示码发送区间,L表示脉冲码长,C0表示光速。
此外,多普勒频率信息(fsΔФ)也可以变换为相对速度分量来输出。在将多普勒频率fsΔФ变换为相对速度分量vd(fs)时能够使用下式进行变换。这里,λ是从无线发送单元107输出的RF信号的载波频率的波长。
[雷达装置10中的天线配置]
说明具有以上结构的雷达装置10中的Nt个发送天线106及Na个接收天线202的配置。
图6表示由Nt=2个发送天线106(Tx#1、Tx#2)构成的发送阵列的天线配置、由Na=3个接收天线202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)构成的接收阵列的天线配置、以及基于这些发送接收阵列天线构成的虚拟接收阵列(元件数:Nt×Na=6个)的天线配置。
发送天线106及接收天线202的各个天线用包含两个天线元件的子阵列元件构成。
此外,将子阵列元件的大小(宽度)设为Dsubarry,将雷达探测角范围内不发生栅瓣的期望的天线元件间隔设为De。在图6中,子阵列元件的大小Dsubarry大于期望的天线元件间隔De(Dsubarry>De)。再有,作为期望的天线元件间隔De,使用0.5波长以上、0.75波长以下的值。
此外,将发送阵列天线的子阵列元件间隔设为Dt,将接收阵列天线的子阵列元件间隔设为Dr。例如,在图6中,将发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt设为1.5λ(1.5波长),将接收天线的子阵列元件间隔Dr设为1λ(1波长)。即,子阵列元件间隔Dt、Dr为1波长(λ)左右以上。
在本实施方式中,是子阵列元件的大小Dsubarry比雷达探测角范围内不发生栅瓣的期望的天线元件间隔De宽的情况(Dsubarry>De)。这种情况下,配置发送阵列及接收阵列,以使在发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt和接收阵列天线的子阵列元件间隔Dr之间满足下式所示的关系。
|Dt-Dr|=De (10)
即,发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt和接收阵列天线的子阵列元件间隔Dr之差的绝对值与期望的天线元件间隔De相同。
作为一例,图6表示De=λ/2、发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt=1.5λ、接收阵列天线的子阵列元件间隔Dr=λ的情况。
这种情况下,如图6所示,虚拟接收阵列的中心附近(端部以外)的元件间隔为期望的天线元件间隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)。即,在虚拟接收阵列中,得到在雷达探测角范围内不发生栅瓣的阵列配置。
图7表示图6所示的发送接收阵列天线配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=λ的情况)中的指向性图案(傅立叶波束图案。主波束:0°方向)。如图7所示,可知在从主波束方向起±90°的角度范围内不发生栅瓣。
这样一来,在本实施方式中,配置发送天线106及接收天线202,以使发送天线106构成的发送阵列天线的元件间隔和接收天线202构成的接收阵列天线的元件间隔之差(绝对值)与不发生栅瓣的期望的元件间隔相等。
这样一来,能够将根据发送天线106及接收天线202的配置关系构成的虚拟接收阵列的元件间隔设定为不发生栅瓣的期望的元件间隔。由此,在进行方向估计单元214中的方向估计处理时,能够除去栅瓣造成的误检测的发生。
因此,根据本实施方式,即使使用子阵列结构的阵列元件的情况下,也能够抑制发生不需要的栅瓣,实现期望的指向性图案。
再有,在图6中,为了进行水平方向的到来方向估计,作为一例表示了在水平方向上将阵列天线直线状地配置的结构。但是,本实施方式中,为了进行垂直方向的到来方向估计,即使在垂直方向上将阵列天线直线状地配置的情况下,同样地在垂直方向中,能够配置不发生栅瓣的期望的元件间隔的虚拟接收阵列。
(变更1)
在变更1中,说明进行水平方向及垂直方向双方的到来方向估计的情况。
发送阵列元件或接收阵列元件在垂直方向及水平方向二维地配置。
图8表示由Nt=6个发送天线106(Tx#1~Tx#6)构成的发送阵列的天线配置、由Na=3个接收天线202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)构成的接收阵列的天线配置、以及基于这些发送接收阵列天线构成的虚拟接收阵列(元件数:Nt×Na=18个)的天线配置。
在图8中,发送阵列中,以水平方向上两个、垂直方向上三个的二维地配置各子阵列元件。
此外,在图8中将子阵列元件的水平方向中的大小设为Dsubarry,将子阵列元件的垂直方向中的大小设为De以下。即,天线元件的大小在水平方向中大于期望的天线元件间隔De,在垂直方向中为期望的天线元件间隔De以下。
在图8中,作为一例子,假设期望的天线元件间隔De=λ/2,将发送阵列天线的水平方向的子阵列元件间隔Dt设为1.5λ,将发送阵列天线的垂直方向的元件间隔设为De。此外,假设接收天线的水平方向的子阵列元件间隔Dr=λ。
这种情况下,图8所示,在水平方向中,发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt和接收阵列天线的子阵列元件间隔Dr之差的绝对值,与期望的天线元件间隔De相同。此外,如图8所示,在垂直方向中,发送阵列天线的元件间隔与期望的天线元件间隔De相同。
由此,如图8所示,在水平方向中,虚拟接收阵列的中心附近(端部以外)的元件间隔为期望的天线元件间隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)。
此外,如图8所示,在垂直方向中,与发送阵列的垂直方向的元件间隔同样,虚拟接收阵列的元件间隔为期望的天线元件间隔De。
即,在虚拟接收阵列中,得到无论水平方向及垂直方向,在雷达探测角范围内都不发生栅瓣的阵列配置。
在方向估计单元214中进行水平方向及垂直方向的到来方向估计的情况下,如下式所示,将方位方向θu及仰角方向φv设为可变,计算方向估计评价函数值P(θu、φv、k、fs、w),将得到其最大值的方位方向、仰角方向作为到来方向估计值DOA(k,fs,w)。
其中,u=1,...,NU。再有,arg max P(x)是将函数值P(x)为最大的定义域的值作为输出值的运算符。
再有,评价函数值P(θu、φv、k、fs、w),因到来方向估计算法而有各种。例如,也可以用使用了在上述参考非专利文献1中公开的阵列天线的估计方法。例如波束形成法能够如下式那样表示。另外,所谓Capon、MUSIC的方法也同样地可适用。
P(θu,φv,k,fs,w)=a(θu,φv)HH-after_cal(k,fs,w)a(θu,φv) (12)
其中,上标H是埃尔米特转置运算符。此外,a(θu,φv)表示对方位方向θu及仰角方向φv的到来波的方向矢量。
图9A及图9B分别表示图8所示的发送接收阵列天线配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=1λ的情况)的水平方向及垂直方向中的指向性图案(傅立叶波束图案。主波束:0°方向)。
如图9A所示,可知在水平方向中,在从主波束方向起±90°的角度范围中不发生栅瓣。此外,如图9B所示,可知在垂直方向中也形成不发生栅瓣的波束图案。
通过使用这样的发送接收阵列天线的配置,在进行方向估计单元214中的方向估计处理时,能够在水平方向及垂直方向双方中除去栅瓣造成的误检测的发生。
因此,根据变更1,即使在使用二维地配置的、子阵列结构的阵列元件的情况下,也能够抑制不需要的栅瓣的发生,实现期望的指向性图案。
再有,在图8中,说明了子阵列元件的水平方向的大小为Dsubarry(>De)的情况,但变更1在子阵列元件的垂直方向的大小为Dsubarry(>De)的情况下也能够同样地适用。这种情况下,在发送阵列的垂直方向的配置中,只要配置发送阵列,以使发送阵列天线的元件间隔和接收阵列天线的元件间隔之差(绝对值)与不发生栅瓣的期望的元件间隔相等即可。
(变更2)
在变更2中,说明进行水平方向及垂直方向双方的到来方向估计的其他例子。
具体地说,在发送阵列天线中,在将水平方向的元件间隔设为Dt(>De),将垂直方向的元件间隔设为期望的天线元件间隔De的情况下,在发送阵列天线中,垂直方向上邻接的、水平方向上排列在直线上的两个子阵列元件排列,在水平方向上错开相当于与期望的天线元件间隔De相同的间隔来配置。
图10表示由Nt=6个发送天线106(Tx#1~Tx#6)构成的发送阵列的天线配置、由Na=3个接收天线202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)构成的接收阵列的天线配置、以及基于这些发送接收阵列天线构成的虚拟接收阵列(元件数:Nt×Na=18个)的天线配置。
在图10中,发送阵列中,水平方向上两个、垂直方向上三个的二维地配置各子阵列元件。
此外,在图10中将子阵列元件的水平方向中的大小设为Dsubarry,将子阵列元件的垂直方向中的大小设为De以下。即,天线元件的大小在水平方向中大于期望的天线元件间隔De,在垂直方向中为期望的天线元件间隔De以下。
在图10中,与图8同样,期望的天线元件间隔De=λ/2,发送阵列天线的水平方向的子阵列元件间隔Dt设为1.5λ,发送阵列天线的垂直方向的元件间隔设为De。此外,接收阵列天线的水平方向的子阵列元件间隔Dr=λ。
与变更1(图8)同样,如图10所示,水平方向中,发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt和接收阵列天线的子阵列元件间隔Dr之差的绝对值与期望的天线元件间隔De相同。此外,如图10所示,垂直方向中,发送阵列天线的元件间隔与期望的天线元件间隔De相同。
而且,在图10中,发送阵列天线的垂直方向中分开天线元件间隔De的发送天线106彼此(垂直方向上彼此邻接的发送天线106之间)在水平方向中错开与天线元件间隔De同一间隔来配置。换句话说,发送阵列天线中,在垂直方向邻接的、水平方向上排列在直线上的两个子阵列元件排列,在水平方向上错开与期望的元件间隔同一间隔来配置。
例如,图10所示的发送天线Tx#1、Tx#2的排列(即,子阵列元件排列。以下同样)和该排列中在垂直方向邻接的发送天线T#3、Tx#4的排列,错开与天线元件间隔De同一间隔来配置。同样地,发送天线Tx#3、Tx#4的排列和该排列在垂直方向邻接的发送天线T#5、T#6的排列,在水平方向上错开与天线元件间隔De同一间隔来配置。
在图10中,在水平方向中,虚拟接收阵列的中心附近(端部以外)的元件间隔为期望的天线元件间隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)。此外,如图10所示,在垂直方向中,与发送阵列的垂直方向的元件间隔同样,虚拟接收阵列的元件间隔为期望的天线元件间隔De。即,在虚拟接收阵列中,得到在雷达探测角范围中不发生栅瓣的阵列配置。
而且,如图10所示,在虚拟接收阵列的垂直方向中,与其他的阵列元件(第1段及第3段)的阵列元件的排列比较,中央(第2段)的阵列元件的排列在水平方向上错开De地配置。由此,在图10中,与变更1(图8)比较,配置虚拟接收阵列的二维平面中的天线元件之间的间隔更紧密。由此,在虚拟接收阵列中,可降低旁瓣电平。
图11A及图11B分别表示图10所示的发送接收阵列天线配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=λ的情况)的水平方向及垂直方向中的指向性图案(傅立叶波束图案。主波束:0°方向)。
如图11A所示,可知在水平方向中,在从主波束方向起±90°的角度范围中不发生栅瓣。此外,如图11B所示,可知在垂直方向中也形成不发生栅瓣的波束图案。
而且,与变更1(图9A)比较,如图11A所示,可知在水平方向的指向性图案中旁瓣电平被降低。
通过使用这样的发送接收阵列天线的配置,在进行方向估计单元214中的方向估计处理时,能够在水平方向及垂直方向双方中,除去栅瓣及旁瓣造成的误检测的发生。
因此,根据变更2,即使在使用二维地配置的、子阵列结构的阵列元件的情况下,也能够抑制不需要的栅瓣的发生、以及旁瓣电平,实现期望的指向性图案。
(变更3)
在变更3中,说明进行水平方向及垂直方向双方的到来方向估计的其他例子。
具体地说,发送阵列天线中,在垂直方向邻接的、水平方向上排列在直线上的子阵列元件排列的间隔是将期望的天线元件间隔De乘以常数α所得的间隔,并且在垂直方向邻接的、水平方向上排列在直线上的两个子阵列元件排列,水平方向上错开将期望的天线元件间隔De乘以常数β所得的间隔来配置。
图12表示由Nt=6个发送天线106(Tx#1~Tx#6)构成的发送阵列的天线配置、由Na=3个接收天线202(Rx#1、Rx#2、Rx#3)构成的接收阵列的天线配置、以及基于这些发送接收阵列天线构成的虚拟接收阵列(元件数:Nt×Na=18个)的天线配置。
在图12中,发送阵列中,水平方向上为两个、垂直方向上为三个的二维地配置各子阵列元件。
此外,在图12中将子阵列元件的水平方向中的大小设为Dsubarry,将子阵列元件的垂直方向中的大小设为De以下。即,天线元件的大小,在水平方向中大于期望的天线元件间隔De,在垂直方向中为期望的天线元件间隔De以下。
与图8同样,图12中,假设期望的天线元件间隔De=λ/2,发送阵列天线的水平方向的子阵列元件间隔Dt=1.5λ,接收阵列天线的水平方向的子阵列元件间隔Dr=λ。此外,假设接收阵列天线的水平方向的子阵列元件间隔Dr=λ。
与变更1、2(图8、图10)同样,如图12所示,在水平方向中,发送阵列天线的子阵列元件间隔Dt和接收阵列天线的子阵列元件间隔Dr之差的绝对值与期望的天线元件间隔De相同。
另一方面,如图12所示,垂直方向中的、发送阵列天线的元件间隔为将期望的天线元件间隔De乘以常数α所得的间隔αDe。
此外,在图12中,发送阵列天线的垂直方向中隔开了元件间隔αDe的发送天线106彼此之间(垂直方向上邻接的发送天线106彼此之间)在水平方向中错开将期望的天线元件间隔De乘以常数β所得的间隔βDe来配置。换句话说,发送阵列天线中,垂直方向中邻接的、水平方向上直线上并排的两个子阵列元件排列,在水平方向上错开期望的元件间隔的β倍的间隔来配置。
例如,图12所示的发送天线Tx#1、Tx#2的排列和该排列中在垂直方向邻接的发送天线T#3、Tx#4的排列,错开间隔βDe来配置。同样地,发送天线Tx#3、Tx#4的排列和该排列中在垂直方向邻接的发送天线T#5、T#6的排列,在水平方向上错开间隔βDe来配置。
例如,β=0.5。
在图12中,水平方向中的、虚拟接收阵列的中心附近(端部以外)的元件间隔为期望的天线元件间隔De(=|Dt-Dr|=λ/2)。
此外,如图12所示,垂直方向中的、虚拟接收阵列的元件间隔与发送阵列的垂直方向的元件间隔同样为αDe(=(3)0.5De)。
即,在虚拟接收阵列中,得到在雷达探测角范围中不发生栅瓣的阵列配置。
而且,如图12所示,在虚拟接收阵列的垂直方向中,与其他的阵列元件(第1段及第3段)的阵列元件的排列比较,中央(第2段)的阵列元件的排列在水平方向错开βDe(=0.5De)来配置。
由此,在图12中,与变更2(图10)同样,与变更1(图8)比较,配置虚拟接收阵列的二维平面中的天线元件之间的间隔更紧密。由此,在虚拟接收阵列中,可降低旁瓣电平。
这里,如图12所示,在虚拟接收阵列的中心附近,在配置虚拟接收阵列的二维平面中邻接的三个天线元件的各自之间的间隔为期望的天线元件间隔De。换句话说,在配置虚拟接收阵列的二维平面中连结邻接的三个阵列元件的直线形成将1边设为天线元件间隔De的等边三角形。与相同开口长度的正方形点阵配置相比,等边三角形点阵配置的栅瓣抑制性能高,所以与变更2比较,能够使栅瓣、旁瓣的电平进一步降低。
即,也可以设定常数α、β,以使垂直方向及水平方向的二维中邻接的三个阵列元件彼此的元件间隔为期望的天线元件间隔De(1边设为De的等边三角形状)。
图13A及图13B分别表示图12所示的发送接收阵列天线配置(De=0.5λ、Dt=1.5λ、Dr=1λ、α=(3)0.5/2、β=0.5)的水平方向及垂直方向中的指向性图案(傅立叶波束图案。主波束:0°方向)。
如图13A所示,可知在水平方向中,在从主波束方向±90°的角度范围中没有发生栅瓣。此外,如图13B所示,可知在垂直方向中也形成了没有发生栅瓣的波束图案。
而且,与变更1(图9A)比较,如图13A所示,可知在水平方向的指向性图案中旁瓣电平被降低。
此外,与变更2(图11A)比较,如图13A所示,可知水平方向的指向性图案之中的、最邻近主瓣的方向(图13A中为±30°方向)上显现的旁瓣电平被降低。
通过使用这样的发送接收阵列天线的配置,在进行方向估计单元214中的方向估计处理时,在水平方向及垂直方向的双方中,能够除去发生栅瓣及旁瓣造成的误检测。
因此,根据变更3,即使在二维地配置的、使用子阵列结构的阵列元件的情况下,也能够抑制发生不需要的栅瓣以及旁瓣电平,实现期望的指向性图案。
以上,说明了本发明的一方案的实施方式。
再有,也可以将上述实施方式、以及各变形例的动作适当组合来实施。
此外,在上述实施方式中,例示了发送天线106的个数Nt=2或3、以及接收天线202的个数Na=3的情况。但是,发送天线106的个数Nt及接收天线202的个数Na不限定于这些个数。
此外,在上述实施方式中,说明了发送天线106及接收天线202是由两个天线元件构成子阵列元件的情况,但构成发送天线106及接收天线202各自天线的天线元件,也可以由三个以上的元件构成。
此外,在上述实施方式的变更1~3中,说明了发送阵列天线进行水平方向及垂直方向的二维地配置,接收阵列天线进行水平方向的一维地配置的情况。但是,本发明也可以二维地配置接收阵列天线,一维地配置发送阵列天线。这种情况下,将上述发送阵列天线中的子阵列元件的配置适用于接收阵列天线中的子阵列元件的配置即可。
此外,在上述实施方式中,说明了天线元件的大小在水平方向中大于期望的天线元件间隔De,在垂直方向中为期望的天线元件间隔De以下的情况,但天线元件的大小也可以在垂直方向中大于期望的天线元件间隔De,在水平方向中为期望的天线元件间隔De以下。这种情况下,对于上述发送接收阵列天线中的子阵列元件的配置,将水平方向和垂直方向调换即可。
此外,在上述实施方式中,说明使用编码脉冲雷达的情况,但本发明也可以适用于使用了线性调频(Chirp)脉冲雷达那样的调频的脉冲波的雷达方式。
此外,在图2所示的雷达装置10中,雷达发送单元100及雷达接收单元200也可以单独地配置在物理地分离的场所。
再有,雷达装置中,表示了由雷达发送单元从多个发送天线发送码分复用的不同的发送信号,由雷达接收单元将各发送信号分离进行接收处理的结构,但雷达装置的结构不限定于此,也可以是由雷达发送单元从多个发送天线发送频分复用的不同的发送信号,由雷达接收单元将各发送信号分离进行接收处理的结构。此外,同样地,即使雷达装置的结构是由雷达发送单元从多个发送天线发送时分复用的发送信号,由雷达接收单元进行接收处理的结构,也可得到与上述实施方式同样的效果。
此外,虽未图示,但雷达装置10具有例如CPU(Central Processing Unit;中央处理器)、存储了控制程序的ROM(Read Only Memory;只读存储器)等存储介质、以及RAM(Random Access Memory;随机存取存储器)等的工作存储器。这种情况下,可通过CPU执行控制程序来实现上述各单元的功能。但是,雷达装置10的硬件结构不限定于这样的例子。例如,雷达装置10的各功能单元也可以作为集成电路即IC(Integrated Circuit)来实现。各功能单元既可以被单独地集成为单芯片,也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。
<本发明的总结>
本发明的雷达装置包括:雷达发送单元,在规定的发送周期使用发送阵列天线发送雷达信号;以及雷达接收单元,使用接收阵列天线接收被目标反射了所述雷达信号的反射波信号,所述发送阵列天线及所述接收阵列天线分别包含多个子阵列元件,所述多个子阵列元件在所述发送阵列天线及所述接收阵列天线中配置于第1方向的直线上,所述各子阵列元件包含多个天线元件,所述子阵列元件的大小在所述第1方向中大于期望的天线元件间隔,所述发送阵列天线的子阵列元件间隔和所述接收阵列天线的子阵列元件间隔之差的绝对值与所述期望的天线元件间隔相同。
此外,在本发明的雷达装置中,所述期望的天线元件间隔为0.5波长以上,0.75波长以下。
此外,在本发明的雷达装置中,所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的任意一方中,所述多个子阵列元件还配置在与所述第1方向正交的第2方向上,在所述子阵列元件的大小在所述第1方向中大于所述期望的天线元件间隔,在所述第2方向中为所述期望的天线元件间隔以下的情况下,在所述第1方向中,所述发送阵列天线的子阵列元件间隔和所述接收阵列天线的子阵列元件间隔之差的绝对值与所述期望的天线元件间隔相同,在所述第2方向中,所述子阵列元件之间的间隔与所述期望的天线元件间隔相同。
此外,在本发明的雷达装置中,所述第2方向上配置的所述多个子阵列元件在所述第1方向上移位与所述期望的天线元件间隔相同的间隔来配置。
此外,在本发明的雷达装置中,所述发送阵列天线及所述接收阵列天线的任意一方中,所述多个子阵列元件还配置在与所述第1方向正交的第2方向上,在所述子阵列元件的大小在所述第1方向中大于所述期望的天线元件间隔,在所述第2方向中为所述期望的天线元件间隔以下的情况下,在所述第1方向中,所述发送阵列天线的子阵列元件间隔和所述接收阵列天线的子阵列元件间隔之差的绝对值与所述期望的元件间隔相同,在所述第2方向中,所述子阵列元件之间的间隔是所述期望的天线元件间隔的(()/2)倍的长度,所述第2方向上配置的所述多个子阵列元件在所述第1方向上移位所述期望的天线元件间隔的(1/2)倍的间隔来配置。
以上,一边参照附图一边说明了各种实施方式(各变更),但不言而喻,本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员,在权利要求所记载的范畴内,显然可设想各种变更例或修正例,并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外,在不脱离发明的宗旨的范围中,也可以将上述实施方式(各变更)中的各构成要素任意地组合。
在上述各实施方式中,通过用硬件构成的例子说明了本发明,但也可以在与硬件的协同中通过软件实现本发明。
此外,用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为集成电路即LSI来实现。集成电路控制在上述实施方式的说明中使用的各功能块,也可以包括输入和输出。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片,也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为LSI,但根据集成程度,可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。
此外,集成电路化的方法不限于LSI,也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field Programmable GateArray:现场可编程门阵列),或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。
再者,随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的发生,如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术,当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
工业实用性
本发明适合于作为探测广角范围的雷达装置。
标号说明
10 雷达装置
100 雷达发送单元
200 雷达接收单元
300 基准信号生成单元
400 控制单元
101,101a 雷达发送信号生成单元
102 码生成单元
103 调制单元
104 LPF
105 无线发送单元
106 发送天线
111 码存储单元
112 DA转换单元
201 天线系统处理单元
202 接收天线
203 无线接收单元
204 放大器
205 变频器
206 正交检波器
207 信号处理单元
208,209 AD转换单元
210 分离单元
211 相关运算单元
212 加法单元
213 多普勒频率分析单元
214 方向估计单元