CN105680691A

CN105680691A - 电源装置

Info

Publication number: CN105680691A
Application number: CN201610011596.4A
Authority: CN
Inventors: 工藤良太郎; 宇野友彰; 立野孝治; 石井秀雄; 梅津和之; 七种耕治
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2010-10-06
Filing date: 2011-09-30
Publication date: 2016-06-15
Also published as: CN102447388A; TWI536724B; US20120086416A1; US8680830B2; JP5690545B2; JP2012080744A; TW201233025A; US20140173302A1; CN102447388B

Abstract

本发明涉及电源装置。可以实现多相型电源装置的微型化。电源控制单元、多个装有PWM的驱动单元、以及多个电感器配置多相电源，在电源控制单元中，例如，微控制器单元、存储器单元和模拟控制器单元形成在单个芯片上。微控制器单元将每一个都具有基于存储器单元上的程序定义的频率和相位的时钟信号和相位输出到各个装有PWM的驱动电路。模拟控制器单元检测负载的电压值与经由串行接口获得的目标电压值之间的差值，并从串行接口输出误差放大信号。通过使用时钟信号和误差放大信号的峰值电流控制体系，装有PWM驱动单元的每一个驱动每一个电感器。

Description

电源装置

本申请是中国专利申请号为2011103051020、申请日为2011年09月30日的、名称为“电源装置”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及电源装置和在应用到例如将高压转换为低压的多相(multiphase)型开关电源装置时有效的技术。

背景技术

专利文献1中已经描述了例如如下的半导体装置，其中功率MOSFET、用于驱动该功率MOSFET的驱动电路、和用于将开关控制信号传送到该驱动电路的控制电路被安装在一个封装中(参见图1和2)。该半导体装置能够进行多相操作(参见图15)。

专利文献2中已经描述了多相型DC/DC转换器装置，其中多个转换器控制IC被分别用于以彼此不同的相为负载提供电力(参见图1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开No.2008-17620

专利文献2：日本专利特开2006-50891

发明内容

以例如个人电脑(以下称为PC)等为代表的各种电子设备和电气设备相应配备有从被用作商业电源的AC电压(比如，100V等)产生期望的DC电压(12V、5V、3.3V等)的AC/DC转换器(比如，ATX电源)。笔记本PC等由电池以特定值的DC电压供电。PC等中使用的各种半导体部件需要稳定的电源电压，以及根据具体情况需要多个电源电压值。出于这个原因，AC/DC转换器或电池产生的电压被通过步降型非绝缘DC/DC转换器(反向转换器(backconverter))转换为预定电压(比如，1.0V等)和的稳定电压，该预定电压和稳定电压反过来又被提供给各个半导体部件。它们通常被称为“POL(负载点)转换器”或类似物。在PC的情况下，例如，它们被安装在诸如主板的PCB(印刷电路板)上的各个电路单元(CPU(中央处理单元)等)附近。

近年来，出于各半导体部件的电流、快速响应和稳定性的增强以及电压的降低及其速度加快的需求，这样的POL转换器不断发展。为了满足这个需求，如专利文献1和2等中所示的，使用其中电荷被提供到与多个电感器分别不同相的公共电容器的多相技术是有用的。使用多相技术，原则上，波纹电压(ripplevoltage)随着相数增加而降低，负载电流的量被从每个电感分散和提供。为此，由于每个电感的值可以被降低，因此多相技术轻松应对电流的增加并且使得高速响应的实现成为可能。然而，担心的是，当使用多相技术时，构成POL转换器的部件数量将增加，部件之间的布线也将增多。这时出现了例如下面的问题。

首先，随着布线数量的增加，布线图案的布局变得复杂。这阻碍了各种电子设备和电气设备的微型化的实现。其次，PCB上电源平面(比如，接地电源电压GND、输出电源节点VO)的面积受限于布线数量的增加。这时，因为电源平面(典型地，Cu布线)的电阻值增加，出现了功率转换效率的降低。进一步地，由于辐射图案的面积的减少，产生的热量将增加。第三，由于多个布线图案在PCB上平行排列，出现了诸如布线相互串扰等的噪声。

另外，近些年来，作为POL转换器的电源的供给对象的各种电路单元(CPU等)类型增多，它们的技术规格也变得多样化。具体来说，需要针对每一个以CPU为代表的各种电路单元(诸如，GPU(图形处理单元)、存储器等)中的每一个来设置POL转换器。在为每一个不同的电路单元提供的POL转换器中，存在要产生的电源电压值不同的情况，以及随着功耗不同最优相数和开关频率等不同的情况。取决于电路单元的类型，还有这样一种情况：为了实现整个系统的节能，需要这样按照每个电路单元的操作情况(功耗的时序变化)来适当地改变POL转换器的相数的功能。还考虑了根据电路单元的多样性开发和应用具有专用于这些电路单元的规格的POL转换器。然而，优选地，一种类型的POL转换器会使得整个系统设计更容易并实现成本降低。

图16(a)和16(b)所示为在本发明的前提下讨论的电源装置，其中图16(a)为其配置示例的示意图，而图16(b)为图16(a)中的驱动单元DRIC’的内部配置示例的示意图。图16(a)所示的电源装置包括PWM(脉宽调制)控制单元PWMCTLU、多个(这里是6个)驱动单元DRIC’[1]-DRIC’[6]、多个电感器L[1]-L[6]、电阻器R[1]-R[6]和电容器C[1]-C[6]。这些部件被适当地安装在，例如，同一个PCB上。

PWM控制单元PWMCTLU包括ASIC(专用集成电路)，并将PWM信号(脉宽调制信号)PWM[n]和使能信号EN[n]输出到各驱动单元DRIC’[n](这里n＝1-6)。这里PWM信号PWM[n]和PWM[n+1]在相位上彼此相差60度。如图16(b)所示，驱动单元DRIC’[n]包括控制逻辑电路LGCa、驱动器电路DRVh和DRVl、以及功率晶体管QH和QL。这里使用了N型功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)作为所述功率晶体管QH和QL。功率晶体管QH的漏极被连接至输入电源电压VIN(比如，12V等)，其栅极被连接至驱动器电路DRVh，其源极被连接至外部端子P7(SW[n])。功率晶体管QL的漏极被电连接至外部端子P7(SW[n])，其栅极被电连接至驱动器电路DRVl，其源极被连接至接地电源电压GND。控制逻辑电路LGCa响应于PWM信号PWM[n]通过驱动器电路DRVh驱动功率晶体管QH，并通过PWM信号PWM[n]的互补信号通过驱动器电路DRVl驱动功率晶体管QL。

每个电感器L[n]的一端共同连接到输出电源节点VO，另一端连接到用作产生开关信号SW[n]的端子的外部端子P7。因此，根据PWM信号PWM[n]，每个驱动单元DRIC’[n]以彼此不同的相位为与其自身对应的电感器L[n]供给能量。基于其供给，通过六相PWM操作在输出电源节点VO产生预定电源(比如，1V电压)。与各个电路单元对应的负载LOD由输出电源节点VO的功率驱动。另一方面，流经每个电感器L[n]的电流被在其两端之间串联连接的电阻器R[n]和电容器C[n]检测，并作为电流检测信号对CS[n](+/-)反馈至PWM控制单元PWMCTLU。PWM控制单元PWMCTLU接收电流检测信号对CS[n](+/-)和从输出电源节点VO反馈的输出电压检测信号FB，并且将输出电源节点VO的电压与每个电感器L[n]处的电流的差额(balance)相加从而控制每个PWM信号(脉宽调制信号)PWM[n]的占空比。

图16的电源装置被配置为能够根据负载LOD的功耗改变相数。也就是说，PWM控制单元PWMCTLU输出使能信号EN[n]至每个驱动单元DRIC’[n]从而使得能够设置相数。当例如使能信号EN[1]、EN[3]和EN[5]被激活时，由驱动单元DRIC’[1]、DRIC’[3]和DRIC’[5]执行三相(0°、120°和240°)PWM操作。

然而，当使用图16的电源装置时，从图16可以看出，每相4个(PWM[n]、EN[n]、CS[n](+/-))布线变得必要。例如，在六相(n＝6)的情况下需要24个布线，八相(n＝8)的情况下需要32个布线。在该情况下，担心如上所述的随着部件间布线增加而出现的各种问题。进一步地，在图16的电源装置中，比如改变开关频率等是不容易的。难以实现需要90°相差的四相操作等。相数改变的范围有限制。因此，可能不能根据目标电路单元的技术规格应用相应的电源装置。

鉴于上述内容作出本发明。从说明书和附图中可以明显看出本发明的上述和其它目的以及新颖性特征。

本申请所公开发明的典型实施例的概要简略描述如下。

根据本发明的电源装置配备有控制装置、一端连接在一起并且向外部负载提供第一电源的N(这里N≥2)个电感器、分别驱动所述N个电感器的N个驱动单元、和第一总线。控制装置包括模拟电路单元、数字电路单元、和存储器电路单元。存储器电路单元在其中存储程序。数字电路单元装备有执行程序的处理器核、和产生N个时钟信号并将时钟信号分别输出至所述N个驱动单元的时钟生成电路。模拟电路单元将第一误差放大(amp)信号输出至第一总线，该第一误差放大信号是通过比较提供给外部负载的第一电源的电源电压和预先设定的第一目标电源电压并放大二者之间的差而产生的。N个驱动电路通过使用来自第一总线的第一误差放大信号和输入至驱动单元的时钟信号的相位的峰值电流控制体系，分别生成脉宽调制信号，借此以多相驱动N个电感器。这里，控制装置包括一个半导体芯片和多个半导体封装。处理器核基于程序设置时钟生成电路处的N个时钟信号的频率和相位。

因此，采用控制装置配置多相型电源装置，在所述控制装置中，模拟电路单元、数字电路单元和存储器电路单元形成在一个半导体芯片上，从而实现电源装置的微型化。由于在程序基础上执行时钟信号随相数的改变而改变，因此能够使得电源装置的技术规格具有灵活性。

以下将简要阐述通过本申请所公开的发明的典型实施例所获得有利效果。可以使多相型电源装置微型化。还可以使多相型电源装置的技术规格具有灵活性。

附图说明

图1为根据本发明第一实施例的电源装置的示意性配置示例的框图。

图2为说明与图1所示的电源装置的功率生成操作相关的主要部件的配置示例的电路框图。

图3(a)、3(b)和3(c)为示出当图2的电源装置中模式设置信号为“L”电平时的操作示例的波形图，其中，图3(a)示出了在使用三相操作时的情形，图3(b)示出在使用两相操作时的情形，图3(c)示出在使用单相操作时的情形。

图4为说明图2的电源装置中单相操作期间并且在模式设置信号为“L”电平时的操作示例的波形图。

图5为图1的电源装置中电源控制单元的整体配置示例的示意图。

图6为描述了图5的电源控制单元中微控制器单元周围的具体配置示例的框图。

图7(a)和7(b)为图6的微控制器单元中的PWM定时器电路的详细说明，其中图7(a)为其示意性配置示例的电路框图，图7(b)为示出图7(a)的操作示例的波形图。

图8(a)和8(b)示出了具有不同于图1的相数的电源装置，使用图5的电源控制单元配制该电源装置，其中，图8(a)为示出该电源装置的示意性配置示例的框图，图8(b)为示出图8(a)的操作示例的波形图。

图9(a)和9(b)示出了具有不同于图1的相数的电源装置，使用图5的电源控制单元配制该电源装置，其中，图9(a)为示出该电源装置的示意性配置示例的框图，图9(b)为示出图9(a)的操作示例的波形图。

图10为说明图5的电源控制单元的模拟控制器单元的具体配置示例的框图。

图11为描述图5的电源控制单元的配备有PWM的驱动单元的具体配置示例的框图。

图12为示出图11的配备有PWM的驱动单元的典型概要示例的平面图。

图13为示出图11和12中的形成有高侧晶体管的半导体芯片的器件结构示例的截面图。

图14为示出根据本发明的第二实施例的电源装置的示意性配置示例的框图。

图15为示出说明与图14的电源装置的电源生成操作相关的主要部件的配置示例的电路框图。

图16(a)和16(b)示出了在本发明前提下讨论的电源装置，其中图16(a)是示出了其配置示例的示意图，图16(b)为示出了图16(a)中的驱动单元的内部配置示例的示意图。

具体实施例

在以下实施例中，任何情况下为了方便起见，本发明的主题将被分成多个部分或实施例来描述。除非另有特殊说明，它们彼此不关联。其中一个部分可以涉及其它部分中的某些或全部的修改、详细内容和补充说明等。在以下实施例中，当引用元件的数量等(包括件数、数值、量、范围等)时，其数量不限于具体数量，并且可以大于、小于、或等于该具体数量，除非另有特殊说明且在原理上明确限于该具体数值。

无需说明的是，以下实施例中使用的组件(包括元件或构成步骤等)，并不总是必要的，除非另有特殊说明且从原理上明确认为是必要的。同样地，当以下实施例中提及组件等的形状、位置关系等时，它们将包括与其形状等基本类似物，除非另有特殊说明并且从原理上明确认为不是如此。这同样适用于到上述数值和范围。

配置各实施例的各功能块的电路元件并没有特别限制，但可以使用已知CMOS(互补MOS晶体管)等的IC技术形成于单晶硅之类的半导体衬底上。顺带说明的是，在实施例中，在将每个电路元件描述为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)(或简称为MOS晶体管)的情况下，并不排除非氧化物膜作为栅极绝缘膜。

下面将根据附图具体描述本发明的实施例。顺带说明的是，在描述本发明实施例的所有附图中，原则上将相同的附图标号赋予相同的组件，并且对其重复的描述被省去。

(第一实施例)

电源装置A的整体示意性配置

图1为根据本发明第一实施例的电源装置的示意性配置示例的框图。图1所示的电源装置包括电源控制单元PCTLIC1、多个(这里是五个)配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14和PSIP21、多个(这里是五个)电感器L11-L14和L21、以及两个电容器Cld1和Cld2。电源控制单元PCTLIC1配备有微控制器单元(数字控制器单元)MCU、模拟控制器单元ACU、和存储器单元MEMU。

配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14和PSIP21分别由例如独立的半导体封装实现。另一方面，电源控制单元PCTLIC1由一个半导体芯片(半导体封装)实现。这些半导体封装安装在印刷电路板(PCB)(比如，主板以及各种扩充板(图形板等))上，在各种电路单元(比如CPU、GPU、存储器等)附近，这些电路单元每个都作为负载LOD。图1中，CPU(中央处理单元)作为LOD的典型示例示出。

电源控制单元PCTLIC1通过例如外部供电的3.3V的电源电压VCC操作。例如，其内部操作的激活和不激活受控于由另一外部装置输入的使能信号ENBL。微控制器单元MCU的详细内容将在稍后描述，但是微控制器单元MCU内设有能够执行存储器单元MEMU上的程序等的MPU(微处理单元)。存储器单元MEMU包括易失性存储器和非易失性存储器。微控制器单元(数字控制器单元)MCU将时钟信号CLK12-CLK14输出至相应的配备有PWM的驱动单元PSIP12-PSIP14。此外，微控制器单元MCU经由模拟控制器单元ACU将时钟信号CLKO11输出至配备有PWM的驱动单元PSIP11，并经由模拟控制器单元ACU将时钟信号CLKO21输出至配备有PWM的驱动单元PSIP21。微控制器单元MCU还具有与负载LOD(CPU)通信的串行接口SVID_IF。此外，微控制器单元MCU还具有与另一外部装置通信的串行接口PMBUS_IF。

串行接口SVID_IF包括从负载LOD(CPU)提供给微控制器单元MCU的时钟信号CK、使得负载LOD(CPU)向微控制器单元MCU提出请求并且使得微控制器单元MCU响应该请求将必要数据传送给负载LOD(CPU)的数字信号VDIO、以及使得在微控制器单元MCU接受由载LOD(CPU)发出的请求时将该请求通知给负载LOD(CPU)的警报(alert)信号ALT。时钟信号CL具有比如25MHz等的频率。串行接口PMBUS_IF包括双向时钟信号SCL和双向数据信号SDA。双向时钟信号SCL具有比如1MHz等的频率。

电感器L11-L14的一端共同连接至输出电源节点VO1，另一端分别连接至配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14。配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14分别以彼此不同的相驱动电感器L11-L14，从而在输出电源节点VO1生成电源电压(比如1.0V)和电源电流。输出电源节点VO1的电源电压由电感器Cld1保持。电感器L21的一端连接至输出电源节点VO2，另一端连接至配备有PWM的驱动单元PSIP21。配备有PWM的驱动单元PSIP21驱动电感器L21，从而在输出电源节点VO2生成电源电压(比如1.0V)和电源电流。输出电源节点VO2的电源电压由电感器Cld2保持。通过输出电源节点VO1向负载LOD(CPU)提供用于核的功率(电源电压和电源电流)，并通过输出电源节点VO2向负载LOD(CPU)提供用于逻辑的功率。例如，核的功耗为逻辑的功耗的四倍。鉴于此，100A等的电源电流经由电感器L11-L14被提供给负载LOD(CPU)的核，而25A等电源电流被提供给负载LOD(CPU)的逻辑。

通过使用串行接口SVID_IF的通信，负载(CPU)将希望为设置给输出电源节点VO1和VO2的每一个设置的电源电压值(称为VID码)通知给微控制器MCU。模拟控制器单元ACU从微控制器单元MCU接收VID码，并输出电源节点VO1和VO2的电源电压值作为反馈信号输入其中。模拟控制器单元ACU将VID码表示的输出电源节点VO1的电源电压值与反馈的输出电源节点VO1的实际电源电压值之间的差放大，并输出误差放大信号EO1。同样的，模拟控制器单元ACU将VID码表示的输出电源节点VO2的电源电压值与反馈的输出电源节点VO2的实际电源电压值之间的差放大，并输出误差放大信号EO2。配备有PWM的驱动单元PSIP11和PSIP12-PSIP14通过外部提供的输入电源电压VIN(比如，12V等)操作，并基于时钟信号CLKO11和CLK12-CLK14以及误差放大信号EO1，使用峰值电流控制系统(其具体内容将在以下描述)驱动电感器L11-L14。同样的，配备有PWM的驱动单元PSIP21通过输入电源电压VIN操作，并从而使用基于时钟信号CLKO21以及误差放大信号EO2的峰值电流控制方式((其具体内容将在以下描述)驱动电感器L21。

在这样一个配置示例中，首先，根据第一实施例的电源装置的主要特征在于：包括MPU核的微控制器单元MCU和存储器单元MEMU被设置在电源控制单元PCTLIC1内。第二，其主要特征在于：配备有微控制器单元MCU、存储器单元MEMU和模拟控制器单元ACU的电源控制单元PCTLIC1通过一个半导体芯片形成。第三，其主要特征在于：微控制器单元MCU生成针对配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14和PSIP21的时钟信号。第四，其主要特征在于：微控制器单元MCU配备有不同的串行接口SVID_IF和PMBUS_IF。第五，其主要特征在于：模拟控制器单元ACU将误差放大信号EO1共同输出至例如配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14，并且配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14通过使用它的峰值电流控制系统来操作。

根据第一特征，电源控制单元PCTLIC1的各个技术规格能够在一定程度上经由MPU核通过程序控制来改变，具体内容将在以下描述。即，通过基于程序改变电源控制单元PCTLIC1的技术规格，同一个电源装置能够被应用到具有各种技术规格的负载LOD上。电源装置的微型化可以由第二特征实现。也即，虽然微控制器单元MCU和存储器单元MEMU之间以及微控制器单元MCU和模拟控制器单元ACU之间存在相对大量的信号，然而通过将这些单元形成在一个半导体芯片中可以通过在芯片内设置布线来实现用于这些单元的布线，从而可以减少芯片外设置的布线以及芯片外设置的端子。第三特征使得能够容易地应对相数的变化、开关频率的变化、以及甚至与第一特征相关的变化等等。

由于第四特征，能够执行发送各种信息(比如，上述的VID码、实际生成的电源电压值和电源电流值等)到负载LOD(CPU)和/或从负载LOD(CPU)接收各种信息。甚至关于第一特征，允许经由例如串行接口PMBUS_IF等的程序内容的改变。借助于第五特征，能够减少电源控制单元PCTLIC1和配备有PWM的驱动单元(PSIP)之间的布线数量。也就是说，在以上图16的配置示例中，每相需要四个控制信号，而在图1的配置示例中，可以每相提供一个控制信号(时钟信号(CLKO，CLK))和一个对于每一个相都是公共的控制信号(误差放大信号EO1)。顺带说明的是，在图1的配置示例中，时钟信号(CLKO，CLK)被共享用于图16的配置示例中的使能信号(EN)，具体内容将稍后描述。

电源装置A的主要部件的配置

图2为示出与图1的电源装置中与电源生成操作相关的主要部件的配置示例的电路框图。图1中的电源控制单元PCTLIC1、配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP13、电感器L11-L13、电容器Cld1和负载LOD被提取且显示在图2中。在电源控制单元PCTLIC1中，微控制器单元MCU被连接至外部端子P2a-P5a。模式设置信号SMOD1被从外部端子P5a输出。模式设置信号SMOD1经由外部提供的模式设置总线MBS传送。不同相的时钟信号CLK12-CLK14以相同频率分别从外部端子P2a-P4a输出。正如图1所示，微控制器单元MCU从负载LOD获得表示电源电压的设置值的VID码(VID1)，并将该VID码发送至模拟控制器单元ACU。此外，微控制器单元MCU将与时钟信号CLK12-CLK14不同相的时钟信号CLK11、相位设置信号PH、和VS值设置信号VSSET1输出至模拟控制器单元ACU。相位设置信号PH是用于确定相数的信号。例如可以通过使用串行接口SVID_IF的通信能够从负载LOD获得相位设置信号PH。替代地，也可以通过允许微控制器单元MCU自身区别负载LOD的电流消耗，来产生相位设置信号PH。

模拟控制器单元ACU被连接至六个外部端子P1a和P6a-P10a。模拟控制器单元ACU配备有时钟控制电路单元CKCBKP1和反馈电路单元FBBKP1。时钟控制电路单元CKCBKP1配备有开关电路TSW12、OR(或)运算电路OR11、AND(与)运算电路AD11和AD12、单发(one-shot)脉冲生成电路OSPGm1、比较器电路CMP11和数模转换器DAC12。反馈电路单元FBBKP1配备有误差放大器电路EA1、放大器电路AMP11和数模转换器DAC11。数模转换器DAC11转换从微控制器单元MCU输入的VID码VID1，并且将具有与VID码VID1对应的电压值的输出电压设置信号VR1施加到误差放大器电路EA1的(+)输入节点上。输出电压设置信号VR1的电压值能够从0.8V-1.8V等的电压范围中例如以几十mV的步长来选择。数模转换器DAC12转换从微控制器单元MCU输入的VS值设置信号VSSET1，并将与VS值设置信号VSSET1对应的电压值的设置电压VS1施加到比较器电路CMP11的(-)输入节点。

放大器AMP11以增益1放大从外部端子P7a输入的正极侧输出电压检测信号VSENp1和从外部端子P8a输入的负极侧输出电压检测信号VSENn1之间的差。外部端子P7a被连接至作为负载LOD的高电位侧电源节点的输出电源节点VO1，外部端子P8a被连接至作为其低电位侧电源节点的接地电源电压GND。放大器电路AMP11的输出作为输出电压检测信号DFO1从外部端子P9a输出。经由在外部端子P9a和外部端子P6a之间的外部提供的滤波器电路FLT1，外部端子P9a被连接至外部端子P6a。经由外部端子P9a和外部端子P10a之间的外部提供的电阻器R11，外部端子P9a被连接至外部端子P10a。从输出电压检测信号DFO1来看，滤波器FLT1作为低通滤波器。输出电压检测信号DFO1被滤波器电路FLT1平滑化，并且平滑后的电压作为反馈电压FB1经由电阻器R11从外部端子P10a输入。

在误差放大器EA1中，反馈信号FB1被输入到(-)输入节点，而数模转换器DAC11的输出电压设置电压VR1被输入到(+)输入节点。误差放大器电路EA1将反馈信号FB1中以输出电压设置电压VR1作为参考电压的误差放大，并将放大结果作为误差放大信号EO1输出至外部端子P6a。如上所述，滤波器电路FLT1被连接至外部端子P6a，并且从误差放大信号EO1来看，滤波器电路FLT1作为环路滤波器(相位补偿电路)。从外部端子P6a输出的误差放大信号EO1被发送到误差总线EBS上。在比较器电路CMP11中，误差放大信号EO1被输入到其(+)输入节点，而来自数模转换器DAC12的设置电压VS1被输入到其(-)输入节点。当在轻负荷的操作期间确定用于开关的导通脉冲(on-pulse)宽度和开关频率时，使用设置电压VS1。

AND运算电路AD12具有两个输入端，一个输入端输入有比较器电路CMP11的输出，另一个输入端输入有来自上述微控制器单元MCU的模式设置信号SMOD1。单发脉冲生成电路OSPGm1响应于AND运算电路AD12的输出节点处的上升沿而输出具有预定脉宽的“H”脉冲信号。AND运算电路AD11具有两个输入端，一个输入端输入有来自微控制器单元MCU的时钟信号CLK11，另一个输入端输入有模式设置信号SMOD1的反向信号。OR运算电路OR11具有两个输入端，一个输入端输入有AND运算电路AD11的输出，另一个输入端输入有单发脉冲生成电路OSPGm1的输出。开关电路TSW12的一端被连接至OR运算电路OR11的输出节点，另一端被连接至外部端子P1a。时钟信号CLKO11从外部端子P1a输出。开关电路TSW12的开关控制是基于从微控制器单元MCU发送的相位设置信号PH的。当开关电路TSW12被控制为关断时，开关电路TSW12将时钟信号CLKO11置于高阻抗状态。顺带说明的是，将时钟信号CLKO11的高阻抗状态赋予休眠信号SLP[1](对应于图16的使能信号[EN])，详细内容将在稍后描述。同样的，将时钟信号CLK12-CLK14的高阻抗状态分别赋予休眠信号SLP[2]-SLP[4]。

配备有PWM的驱动单元PSIP11包括八个外部端子P1[1]、P5[1]、P7[1]、P8[1]、P16[1]、和P38[1]-P40[1]。将输入电源电压VIN(比如，12V等)提供给外部端子P1[1]，而将接地电源电压GND提供给外部端子P16[1]。经由误差总线EBS向外部端子P39[1]输入来自模拟控制器单元ACU的误差放大信号EO1，而向外部端子P40[1]输入来自模拟控制器单元ACU的时钟信号CLKO11。开关信号SW[1]被输出至外部端子P7[1]，并且上述电感器L11的另一端被连接至外部端子P7[1]。外部端子P5[1]被提供有接地电源电压GND。

配备有PWM的驱动单元PSIP11包括晶体管(功率晶体管)QH[1]和QL[1]、驱动器电路DRVh[1]和DRVl[1]、控制逻辑电路LGC[1]、PWM控制电路PWM_CTL[1]、激活电流检测电路ACS[1]、反向电流检测电路RIDET[1]、和三元(ternary)信息检测电路TSDET1[1]。这里，N沟道型MOSFET(功率晶体管)被用于晶体管QH[1]和QL[1]的每一个。晶体管QH[1]是高侧晶体管，其漏极经由外部端子P8[1]连接至输入电源电压VIN，其栅极连接至驱动器电路DRVh[1]，其源极连接至作为用于开关信号SW[1]的输出端子的外部端子P7[1]。晶体管QL[1]为低侧晶体管，其漏极连接至外部端子P7[1](SW[1])，其栅极连接至驱动器电路DRVl[1]，其源极经由外部端子P16[1]连接至接地电源电压GND。

三元信息检测电路TSDET1[1]从外部端子P40[1]接收时钟信号CLKO11。当时钟信号CLKO11处于高阻抗状态时，三元信息检测电路TSDET1[1]激活休眠信号SLP[1]。否则，三元信息检测电路TSDET1[1]不激活休眠信号SLP[1]，并生成作为重新驱动时钟信号CLKO11的信号的内部时钟信号CLKi[1]。激活电流检测电路ACS[1]检测流经晶体管QH[1]的电流Idh，并生成相当于电流Idh的1/N(比如，N＝18500等)的电流。通过外部连接到外部端子P38[1]的电阻器Rcs[1]将该电流转换为电压，该电压成为电流检测信号CS[1]。

PWM控制电路PWM_CTL[1]包括比较器电路CMPp[1]、电阻器R1[1]和R2[1]、偏移电压源(偏移电压)VOF[1]、偏置电流源IB1[1]、和置位/复位型触发器电路FFp[1]。电阻器R1[1]和R2[1]被串联连接在外部端子P39[1]和P5[1]之间，并且将从外部端子P39[1]输入的误差放大信号EO1分压。电阻器R1[1]和R2[1]这里被设置成相同的电阻值(比如50kΩ等)，从而误差放大信号EO1被分压为1/2，然而并不限于此。偏置电流源IB1[1](比如，490μA等)被用于稳定上述电流检测信号CS[1]，并将电流输出至外部端子P38[1]以及激活电流检测电路ACS[1]。比较器电路CMPp[1]具有(-)输入节点和(+)输入节点，被电阻器R1[1]和R2[1]分压的误差放大信号EO1被输入到该(-)输入节点，而通过VOF[1]加有偏移电压(比如0.1V等)的电流检测信号CS[1]被输入到该(+)输入节点。置位/复位型触发器FFp[1]具有复位输入节点(R)和置位输入节点(S)，来自三元信息检测电路TSDET1[1]的内部时钟信号CLKi[1]被输入到该复位输入节点，而来自比较器电路CMPp[1]的输出信号被输入到该置位输入节点。置位/复位型触发器FFp[1]从其反向输出节点(/Q)输出PWM信号(脉宽调制信号)PWM[1]。

来自微控制器单元MCU的模式设置信号SMOD1经由外部端子P1[1]被输入到反向电流检测电路RIDET[1]，该反向电流检测电路RIDET[1]在模式设置信号SMOD1的控制下操作。当模式设置信号SMOD1处于激活状态时，反向电流检测电路RIDET[1]在检测到来自外部端子P7[1]-P16[1]的反向电流时激活反向电流检测电路RI[1]。当模式设置信号SMOD1处于非激活状态时，反向电流检测电路RIDET[1]将反向电流检测信号RI[1]保持在非激活状态。基于来自PWM控制电路PWM_CTL[1]的PWM信号PWM[1]，控制逻辑电路LGC[1]通过驱动器电路DRVh[1]和DRVl[1]开关控制晶体管QH[1]和QL[1]。当控制逻辑电路LGC[1]已接收到激活状态的反向电流检测信号RI[1]时，控制逻辑电路LGC[1]通过驱动器电路DRVl[1]将晶体管QL[1]驱动为关断。

顺带说明的是，当休眠信号SLP[1]处于激活状态时，PWM控制电路PWM_CTL[1]将PWM信号PWM[1]提供给控制逻辑电路LGC[1]。当休眠信号SLP[1]处于非激活状态时，PWM控制电路PWM_CTL[1]停止PWM信号PWM[1]的供应。当休眠信号SLP[1]处于激活状态时，控制逻辑电路LGC[1]将与PWM信号PWM[1]对应的开关信号提供给晶体管QH[1]和QL[1]。当休眠信号SLP[1]处于非激活状态时，控制逻辑电路LGC[1]将两个晶体管QH[1]和QL[1]都控制为关断。另外，PWM控制电路PWM_CTL[1]和控制逻辑电路LGC[1]更优选地设置有在休眠信号SLP[1]处于非激活状态将其自身切换为节能模式的功能。具体来说，描述有例如停止提供给其自身的内部电路的偏置电流的部分或全部从而仅操作所需的最少的电路。

除了从外部输入的信号和输出到外部的信号略微不同之外，配备有PWM的驱动单元PSIP12和PSIP13在内部电路配置方面与上述配备有PWM的驱动单元PSIP11类似。因此，随后，各配备有PWM的驱动单元PSIP的外部端子、内部电路和内部信号根据[n](这里，n＝1，2，3)而彼此区分。从微控制器单元MCU发送的时钟信号CLK12经由外部端子P40[2]被输入到配备有PWM的驱动单元PSIP12，并且从模拟控制器单元ACU发送的误差放大信号EO1经由外部端子P39[2]被输入到配备有PWM的驱动单元PSIP12。此外，从微控制器单元MCU发送的模式设置信号SMOD1经由模式设置总线MBS和外部端子P1[2]被输入到配备有PWM的驱动单元PSIP12。配备有PWM的驱动单元PSIP12经由外部端子P7[2]输出开关信号SW[2]，电感器L12被连接至外部端子P7[2]。

同样的，从微控制器单元MCU发送的时钟信号CLK13经由外部端子P40[3]被输入到配备有PWM的驱动单元PSIP13，并且从模拟控制器单元ACU发送的误差放大信号EO1经由误差总线EBS和外部端子P39[3]被输入到配备有PWM的驱动单元PSIP13。此外，从微控制器单元MCU发送的模式设置信号SMOD1经由模式设置总线MBS和外部端子P1[3]被输入到配备有PWM的驱动单元PSIP13。配备有PWM的驱动单元PSIP13经由外部端子P7[3]输出开关信号SW[3]，并且电感器L13被连接至外部端子P7[3]。

电源装置A的主要部件的操作(这里为重负荷)

图3(a)、3(b)和3(c)为示出了图2的电源装置中模式信号SMOD1为“L”电平时的操作示例的波形图，其中图3(a)示出了使用三相操作的情况，图3(b)示出了使用两相操作的情况，图3(c)示出了使用单相操作的情况。当SMOD1为“L”电平时，执行电流连续模式(CCM)下的操作。首先，图3(a)所示的三相操作在负载LOD的消耗电流Io大的情况下使用(比如，Io>50A等)。在这种情况下，微控制器单元MCU将模式设置信号SMOD1置于非激活状态(“L”电平)，并输出0°相位时钟信号CLK11、120°相位时钟信号CLK12和240°相位时钟信号CLK13。模拟控制器单元ACU接收其中的时钟信号CLK11，并经由AND运算电路AD11、OR运算电路OR11和开关电路TSW12输出与时钟信号CLK11类似的时钟信号CLKO11。配备有PWM的驱动单元PSIP11、PSIP12和PSIP13分别响应时钟信号CLKO11、CLK12和CLK13来操作。

配备有PWM的驱动单元PSIP11的操作将在以下以示例的形式简要描述。首先，三元信息检测电路TSDET1[1]接收其中的时钟信号CLKO11，并输出与之类似的时钟信号CLKi[1]。置位/复位型触发器FFp[1]响应时钟信号CLKi[1]的“H”脉冲将PWM信号PWM[1]变换至“H”电平。响应于PWM信号PWM[1]的“H”电平，晶体管QH[1]被导通，而晶体管QL[1]被关断，从而使得能量积聚在电感器L11中。这里，通过激活电流检测电路ACS[1]检测流经晶体管QH[1]的电流(相当于流经电感器L11的电流)作为电流检测信号CS[1]。

另一方面，输出电源节点VO1的输出电压由模拟控制器单元ACU中的放大器电路AMP11检测。检测的结果(反馈信号FB1)和输出电压设置信号VR1(比如，1V等)之间的差被误差放大器电路EA1放大。配备有PWM的驱动单元PSIP11中的比较器电路CMPp[1]比较从误差放大器电路EA1输出的误差放大信号EO1(具体地，相当于误差放大信号的K(电阻分压比)倍)和电流检测信号CS[1]+偏移电压VOF[1]的值。当CS[1]+VOF[1]的峰值达到EO1×K时，输出“H”电平。置位/复位型触发器FFp[1]响应于从比较器电路CMPp[1]输出的“H”电平，使PWM信号PWM[1]变换至“L”电平，从而响应该“L”电平关断晶体管QH[1]，并导通晶体管QL[1]。因此，基于误差放大信号控制流经电感器的电流的峰值的系统被称为“峰值电流控制系统”。晶体管QL[1]导通后，电流回流经过电感器L11到负载LOD的路径和电容器Cld1到晶体管QL[1]的路径。其后，响应于时钟信号CLKO11的“H”脉冲重复与上述类似的操作。除了处于不同相位之外，配备有PWM的驱动单元PSIP12和PSIP13中的每一个执行与配备有PWM的驱动单元PSIP11类似的操作。因此，以与时钟信号CLK11(CLKO11)-CLK13每一个的频率相同的开关频率来执行三相操作。

接下来，在中等负荷(比如，25A<Io≤50A等)的情况下使用图3(b)的两相操作。在这种情况下，微控制器单元MCU将设置模式信号SMOD1置于非激活状态(“L”电平)，并输出0°相位CLK11和180°相位CLK12。此外，微控制器单元MCU将时钟信号CLK13设置为高阻抗状态。模拟控制器单元ACU响应于时钟信号CLK11输出与时钟信号CLKO11类似的时钟信号CLKO11。以类似于图3(a)的方式，响应于时钟信号CLKO11和CLK12，配备有PWM的驱动单元PSIP11和PSIP12分别以与时钟信号CLK11(CLKO11)和CLK12的频率相同的开关频率执行两相操作。

另一方面，配备有PWM的驱动单元PSIP13中的三元信息检测电路TSDET1[3]检测时钟信号CLK13的高阻抗状态，并且不激活休眠信号SLP[3]。配备有PWM的驱动单元PSIP13响应于休眠信号SLP[3]的非激活状态将晶体管QH[3]和QL[3]均固定为关断，并且选择性地停止每个内部电路所需的偏置电流等等。因此，配备有PWM的驱动单元PSIP13被置于节能模式。从而，与时钟信号和使能信号被单独分别发送的情况相比，利用一个时钟信号组合使用时钟信号的发送功能和使能信号的发送功能，减少了微控制器单元MCU和每个配备有PWM的驱动单元PSIP之间的布线数量、微控制器单元MCU和每个配备有PWM的驱动单元PSIP中的外部端子的数量等。

接下来，在小负荷(比如，Io≤25A等)的情况下使用图3(c)的单相操作。在这种情况下，微控制器单元MCU将设置模式信号SMOD1置于非激活状态(“L”电平)，并输出0°相位CLK11。此外，微控制器单元MCU还将时钟信号CLK12和CLK13均设置为高阻抗状态。模拟控制器单元ACU响应于时钟信号CLK11输出与时钟信号CLK11类似的时钟信号CLKO11。配备有PWM的驱动单元PSIP11响应于时钟信号CLKO11以与时钟信号CLK11的频率相同的开关频率执行单相操作。另一方面，以类似于图3(b)的方式，响应时钟信号的高阻抗状态，配备有PWM的驱动单元PSIP12和PSIP13分别将晶体管QH[2]和QL[2]和晶体管QH[3]和QL[3]固定为关断，并切换到节能模式。

电源装置A的主要部件的操作(这里为轻负荷)

图4为示出图2的电源装置中的单相操作期间且当模式操作信号SMOD1为“H”电平时的操作示例的波形图。图4所示的操作(称为轻负荷模式)在负载LOD的消耗电流Io很小(比如，在数A或更小的Io的情况下)的轻负荷时使用。在这种情况下，微控制器单元MCU将设置模式信号SMOD1置于激活状态(“H”电平)。此外，微控制器单元MCU将开关电路TSW12控制在导通状态，并将时钟信号CLK12和CLK13设置在高阻抗状态。模拟控制器单元ACU经由比较器电路CP11、AND运算电路AD12、单发脉冲生成电路OSPGm1、OR运算电路OR11、和开关电路TSW12输出时钟信号CLKO11，因为设置模式信号SMOD1为“H”电平。

在处于轻负荷模式下的模拟控制器单元ACU中，误差放大信号EO1的电压根据输出电源节点VO1处的电压的降低而升高。当误差放大信号EO1的电压达到设置电压VS1时，比较器电路CMP11输出“H”脉冲，并且单发脉冲生成电路OSPGm1响应于该“H”脉冲输出具有预定脉宽的“H”脉冲。来自单发脉冲生成电路OSPGm1的“H”脉冲成为时钟信号CLKO11。另一方面，在配备有PWM的驱动单元PSIP11中基于时钟信号CLKO11生成时钟信号CLKi[1]，并且PWM信号PWM[1]通过置位/复位型触发器FFp[1]变换到“H”电平。因此，晶体管QH[1]被导通，而晶体管QL[1]保持关断。

当晶体管QH[1]被导通时，流经电感器L11的电流和其上反映该电流的电流检测信号CS[1]随时间以线性函数增加，如图3(a)所示的。当通过将偏移电压VOF[1]和电流检测信号CS[1]相加得到的电压达到由阻R1[1]和R2[2]分压的误差放大信号EO1的电压(EO1/2)时，置位/复位型触发器FFp[1]将PWM[1]变换到“L”电平。响应于PWM信号PWM[1]的“L”电平，晶体管QH[1]被关断，晶体管QL[1]被导通。顺带说明的是，在晶体管QH[1]的导通周期T1’期间，开关信号SW[1]的电压变成VIN电平(比如，12V等)。在晶体管QH[1]关断并且晶体管QL[1]导通的周期TG2’期间，开关信号SW[1]的电压变成GND电平。在该导通周期T1’期间，输出电源节点VO1的电压逐渐升高，并且相应地，误差放大信号EO1的电压逐渐降低。

在晶体管QH[1]关断并且晶体管QL[1]导通的周期T2’期间，由于电感器L11的电动势而流经电感器的电流(回流电流)基于线性函数随时间增加。在周期T2’期间，输出电源节点VO1的电压逼近其上升至平稳阶段。当电感器L11的电流达到0A(比如，电感器L11中积聚的能量用尽)时，开关信号SW[1]的电压变成输出电源节点VO1的电压(比如，1V)。出于这个原因，反向电流开始从外部端子P7[1]流向外部端子P16[1]。当检测到反向电流时，反向电流检测电路RIDET[1]将反向电流检测信号RI[1]置于激活状态(“H”电平)。控制逻辑电路LGC[1]响应于反向电流检测信号RI[1]的“H”电平来将晶体管QL[1]控制为关断。因此，出现了晶体管QH[1]和QL[1]都被关断的周期T3’。

在晶体管QH[1]和QL[1]都被关断的周期T3’期间，负载LOD由电感器Cld1中积聚的能量来驱动。因此，输出电源节点VO1的电压逐渐降低，并且相应地，误差放大信号EO1的电压逐渐升高。在周期T3’期间，开关信号SW[1]的电压变成输出电源节点VO1的电压(比如，1V)。当误差放大信号EO1的电压达到设置电压VS1时，模拟控制器单元ACU中的比较器电路CMP11再次输出“H”脉冲，以切换到上述周期T1’。随后，周期T2’、周期T3’、周期T1’…以类似方式重复。在使用轻负荷模式的情况下，由于根据负载的消耗电流Io控制以降低开关频率，因此轻负荷时能够减少开关损耗并提高功率转换效率。图4所示的操作系统被用作难以因输入电源电压VIN引起开关频率波动的系统。例如，即使电池驱动的电子设备等中的电池电压降低，也能够保持高的功率转换效率。

以这样的方式使用图2(图1)的配置示例和图3和4的操作示例使得能够容易地实现与图1所示的小型电源装置的负载LOD的消耗电流对应的操作模式的改变(相数的改变和变换到轻负荷模式)。另外，相应操作模式中的具体时序规范等能够被适当地改变。具体来说，由于相数改变所需的时钟信号由微控制器单元MCU产生，因此，能够容易地设置开始/停止(是否将始终信号设置为高阻抗)以及与相数对应的各相位间的相位差等等。能够基于程序来改变包括开关频率在内的设置内容。

现在考虑这样一种情况，例如其中在给定负载(LOD_A)处需要达四相位的操作，而在另一负载(LOD_B)处需要达两相位的操作。当图2的电源装置被应用到该情况下的LOD_A时，图2被扩展来提供电源控制单元PCTLIC1以及配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP14。例如，微控制器单元MCU以使得它们在四相位操作过程中具有90°相位差的方式设置各时钟信号，以及以使得它们在三相操作过程中具有120°相位差的方式设置各时钟信号。开关频率也由微控制器单元MCU设置为最优值。另一方面，当图2(图1)的电源装置被应用到负载LOD_B时，图2被缩减以提供电源控制单元PCTLIC1以及配备有PWM的驱动单元PSIP11和PSIP12。例如，微控制器单元MCU以使得它们在两相操作过程中具有180°相位差的方式设置各时钟信号。开关频率也被微控制器单元MCU设置为最优值。顺带说明的是，在这种情况下，到配备有PWM的驱动单元PSIP12的时钟信号提供源并不必须限于如图2所示的外部端子P2a。外部端子P3a、P4a等也能够使用。即，例如，当在PCB的布局基础上使用外部端子P2a之外的端子是方便的时，也可以使用其它端子。因此，图2(图1)的配置示例的使用使得能够使用相同的电源装置应对各种负载LDO的技术规格(而不改变电源控制单元PCTLIC1的内部以及每个PSIP内部的硬件结构)。

在图2(图1)的配置示例中，可以在操作模式改变(相数的改变和变换到轻负荷模式)时，进行微控制器单元MCU的处理。因此，可以基于各种信息执行操作模式的改变。典型地，负载LOD经由上述串行接口SVID_IF向微控制器单元MCU发出关于相数改变的指令。微控制器单元MCU解译该指令，并适当地执行相位设置信号PH和模式设置信号SMOD1的控制、每个时钟信号的频率的设置及其相位的设置，从而改变操作模式。然而，操作模式的改变并不限于以上所述。例如，微控制器单元MCU可以确定负载LOD的消耗电流Io，并且还根据确定结果执行操作模式的改变。由于在上述峰值电流控制系统中，误差放大信号EO1的电平和负载LOD的消耗电流Io成比例，因此，微控制器单元MCU能够通过监控误差放大信号EO1的电平来识别消耗电流Io的幅度。

电源控制单元的整体配置

图5为示出图1的电源装置中电源控制单元的整体配置示例的示意图。在图5中示出了电源控制单元PCTLIC1中微控制器单元MCU的外部信号、模拟控制器单元ACU的外部信号、以及微控制器单元MCU和模拟控制器单元ACU之间设置的内部信号。顺带说明的是，为了方便起见，存储器单元MEMU的描述在图5中被省略。图5的电源控制单元PCTLIC1设有两个系统(通道1和2)的控制机制，它们分别能够控制具有任意电压值的两类电源。在图1的示例中，例如，通过通道1控制VO1的电源，而通过通道2控制VO2的电源。

首先将说明图5中微控制器单元MCU的外部信号。时钟信号CLK12-CLK18分别是针对两个相位之后分配的配备有PWM的驱动单元(PSIP)的时钟信号。TMP1/OCP1(其详细内容将在以下描述)为来自存在于通道1上的配备有PWM的驱动单元PSIP的温度检测信号/过电流检测信号。TMP2/OCP2为来自存在于通道2中的配备有PWM的驱动单元PSIP的温度检测信号/过电流检测信号。TMP1/OCP1和TMP2/OCP2分别经由低通滤波器电路LPF14和LPF24从配备有PWM的驱动单元PSIP输入。VIN为输入电压信号，该输入电压信号被提供到配备有PWM的驱动单元PISP，并且经过电阻器分压和被电阻器R31和R32及电容器C1滤波、然后被输入到微控制器单元MCU中。FAULT为故障检测信号，该故障检测信号在例如过电压、过电流之类的故障出现时被通知给负载LOD(CPU等)。

IMON1为具有与通道1上的负载LOD的消耗电流成比例的占空比的PWM信号。IMON2为具有与通道2上的负载LOD的消耗电流成比例的占空比的PWM信号。PWM信号IMON1和IMON2通过低通滤波电路LPF15和LPF25被分别转换为与负载LOD的消耗电流成比例的电压信号，并被输出至LOD(CPU等)。例如，控制用于CPU的风扇电机时使用相应信号。VR_RDY1为电压状态通知信号，该电压状态通知信号用于将针对通道1上的负载LOD的电源电压值是否在正常范围内通知给通道1上的相应LOD。VR_RDY2为电压状态通知信号，该电压状态通知信号用于将针对通道2上的负载LOD的电源电压值是否在正常范围内通知给相应LOD。VR_HOT1为温度状态通知信号，该温度状态通知信号用于将通道1上的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的温度是否在正常范围内通知给相应LOD。VR_HOT2为温度状态通知信号，该温度状态通知信号用于将通道2上的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的温度是否在正常范围内通知给相应LOD。SCL和SDA为配置图1中提到的串行接口PMBUS_IF的信号。CK、VDIO和ALT为配置图1中提到的串行接口PMBUS_IF的信号。VCC(比如，3.3V)和GND分别为用于MCU操作的电源电压和接地电源电压。

接下来将讨论图5中的ACU的外部信号。EO1为针对如图2所示的通道1上的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的误差放大信号。CLKO11为针对通道1上的与第一相位对应的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的时钟信号。MOD1为将各种信息以三元形式通知通道1上的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的模式信号，详细内容将在以下描述。图2中所示的用于通道1的模式设置信号SMOD1被包含在被通知的三元值中。同样的，EO2为针对通道2上的每个配备有PWM的驱动单元PSKIP的误差放大信号。CLKO21为针对通道2上的与第一相位对应的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的时钟信号。MOD2为将各种信息以三元形式通知给通道2上的每个配备有PWM的驱动单元PSIP的模式信号，并且其中包括用于通道2的模式设置信号。

如图2所示，VSENp1、VSENn1、DFO1和FB1分别为通道1上的负载LOD处的正极性侧输出电压检测信号、负极性侧输出电压检测信号、输出电压检测信号和反馈信号。同样的，VSENp2、VSENn2、DFO2和FB2分别为通道3上的负载LOD处的正极性侧输出电压检测信号、负极性侧输出电压检测信号、输出电压检测信号和反馈信号。RLL1为具有与通道1上的负载LOD的消耗电流Io成比例的电压的输出电流检测信号，其详细内容将在以下描述。EO_IN1和COR1为生成输出电流检测信号RLL1和控制(称作下垂控制(droopcontrol)等)关于通道1上的负载LOD的电流-电压特性所需的各种信号。同样的，RLL2为具有与通道2上的负载LOD的消耗电流Io成比例的电压的输出电流检测信号。EO_IN2和COR2为生成输出电流检测信号RLL2和关于通道2上的负载LOD的下垂控制所需的各种信号。ACC(比如3.3V)和GND分别为用于ACU操作的电源电压和接地电源电压。

接下来讨论图5中模拟控制器单元ACU和微控制器单元MCU之间的内部信号。ENBL为从外部输入的使能信号，用于控制有关模拟控制器单元ACU和微控制器单元MCU两者的操作的有效/无效。VREF为模拟控制器单元ACU中生成的参考电压，它具有不依赖于温度的固定电压。该参考电压用于设置在微控制器单元MCU中的模数转换器ADC的操作，并且甚至被输出至连接外部电容器C2的外部端子P12ab。当生成信号COR1和COR2时，使用从外部端子P12ab输出的参考电压VREF。在REG11’、REG12’、REG21’、和REG22’的每一个处指定由微控制器单元MCU生成并被输出至设置在模拟控制器单元ACU中的数模转换器DAV的输入寄存器的寄存器设置信号。每个寄存器设置信号具有多个比特(比如，9比特等)。

DYC1为针对通道1的负载LOD的输出电压降低时使用的斜率(slope)控制信号，详细内容将在以下描述。DCY2为针对通道2的负载LOD的输出电压降低时使用的斜率控制信号。在PH11-PH13处指定了用于通道1的相位设置信号，其由微控制器单元MCU产生，如图2所述。在PH21-PH23处指定了用于通道2的相位设置信号，其由微控制器单元MCU产生。SMOD1为用于通道1的模式设置信号，其由微控制器单元MCU产生，如图2所示。SMOD2为用于通道2的模式设置信号，其由微控制器单元MCU产生。如上所述，即使当模拟控制器单元ACU输出模式信号MODE1和MODE2时，也使用模式设置信号。FAUL为故障检测信号，由模拟控制器单元ACU产生，随后如上所述地通过微控制器单元MCU输出。

VOUT1为负载电压检测信号，该负载电压检测信号通过模拟控制器单元ACU中的低通滤波器电路LPF11来平滑上述输出电压检测信号DFO1而获得。VOUT2为负载电压检测信号，该负载电压检测信号通过模拟控制器单元ACU中的低通滤波器电路LPF12来平滑输出电压检测信号DFO2而获得。IOUT1为负载电流检测信号，该负载电流检测信号通过模拟控制器单元ACU中的低通滤波器电路LPF12来平滑上述输出电流检测信号RLL1而获得。IOUT2为负载电流检测信号，该负载电流检测信号通过模拟控制器单元ACU中的低通滤波器电路LPF22来平滑上述输出电流检测信号RLL2而获得。为STLO1和STLO2处指定的是由微控制器单元产生的并且在模拟控制器单元ACU产生模式信号MODE1和MODE2时需要的控制信号。如上所述地，在TMP1/OCP1和TMP2/OCP2处指定的是从每个配备有PWM的驱动单元PSIP获得的温度检测信号/过电流检测信号，该温度检测信号/过电流检测信号甚至还经由微控制器单元MCU发送至模拟控制器单元ACU。CLK11和CLK21处指定的是时钟信号，该时钟信号由微控制器单元MCU产生并且作为由图2所示的模拟控制器单元ACU产生的时钟信号CLKO11和CLKO21的基础。

这里，信号VOUT1、VOUT2、IOUT1和IOUT2中的每一个被输入至微控制器单元MCU中的模数转换器ADC，并在其中被转换为其相应的数字信号。上述电压VIN以及信号TMP1和TMP2的每一个也被输入至微控制器单元MCU中的模数转换器ADC，并在其中被转换为其相应的数字信号。由于这些，负载LOD处的电压信号和电流信号以及关于每个PSIP的输入电压信息和温度信息被获得作为数字信号。微控制器单元MCU能够经由串行接口SVID_IF将数字信号通知给负载LOD(CPU)。微控制器单元MCU还可以经由串行接口PMBUS_IF将它们通知给外部装置。此外，微控制器单元MCU还可以使用这些数字信号检测各种故障。微控制器单元MCU也能够根据负载LOD的电流信息自动执行操作模式之间的切换(相数的改变或变换到轻负荷模式)。因此，通过在电源控制单元PCTLIC1中安装微控制器单元MCU容易地实现各种功能。

此外，如从图5中所了解到的，模拟控制器单元ACU和微控制器单元MCU之间设有多个内部信号。特别地，需要多个布线以使得多个比特被分别包括在寄存器设置信号(REG11’、REG12’、REG21’和REG22’)中。如果模拟控制器单元ACU和微控制器单元MCU由分立的半导体芯片形成，则需要大量布线和外部端子连接在芯片之间，从而使得可能不能实现电源装置的微型化。另一方面，由于根据上述本发明的实施例，在电源装置中模拟控制器单元ACU和微控制器单元MCU由同一半导体芯片形成，因此带有这些内部信号的布线的数量的增加不是个特别的问题，并且能够实现电源装置的微型化。

微控制器单元的详细说明

图6为示出图5的电源控制单元中的微控制器单元MCU周围的具体配置示例的框图。图6所示的微控制器单元(数字控制器单元)MCU是所谓的“micon”。除能够执行存储器单元MEM上的程序的微处理器核(MPU核或CPU核)MPU_CR外，微控制器单元MCU还配备有各种外围电路模块。图6的微控制器单元MCU配备有三个外围总线RERI_BUS1至RERI_BUS3以及前端总线F_BUS。微处理器核MPU_CR、存储器接口电路MEMIF、和用于外围总线的接口电路PERI_BUS_IF被连接至前端总线F_BUS。

间隔定时器电路ITIM、通用输入/输出接口电路GPIO、同步串行接口电路CSIO、异步串行接口电路UART、看门狗定时器电路WDT以及接口电路PERI_BUS_IF被连接至外围总线PERI_BUS1。PWM定时器电路[1]PWM_TIM1和[2]PWM_TIM2、PMBUS接口电路PMBUS_IFC、SVID接口电路SVID_IFC、ACU接口电路ACU_IF、模数转换器ADC10以及接口电路PERI_BUS_IF被连接至外围总线PERI_BUS2。冲洗(flush)存储器控制电路FMEM_CTL和接口电路PERI_BUS_IF被连接至外围总线PERI_BUS3。

微处理器核MPU_CR配备有中断控制器单元ICUINT、内核(kernal)单元KRNL、调试控制器单元DBGCTL、前端总线接口单元F_BUS_IF。中断控制器单元ICUINT响应于来自上述各外围电路模块和外部端子的中断执行例如优先级确定等的处理。内核单元KRNL根据中断控制器单元ICUINT发出的中断通知来执行存储器单元MEMU上的预定的中断处理程序。调试控制器单元DBGCTL在程序调试等时使用。前端总线接口单元F_BUS_IF控制微控制器核MUP_CR和前端总线F_BUS之间的通信。存储器接口电路MEMIF具有承载存储器单元MEMU上的易失性存储器(比如，SRAM)和前端总线F_BUS之间的通信的RAM接口单元RAM_IF，以及承载存储器单元MEMU上的非易失性存储器(比如，闪存)和前端总线F_BUS之间的通信的闪存接口单元FMEM_IF。微处理器核MPU_CR能够通过前端总线接口单元F_BUS_IF、前端总线F_BUS和存储器接口电路MEMIF访问存储器单元MEMU，并且执行存储器单元MEMU上的程序。微处理器核MPU_CR能够通过前端总线接口单元F_BUS_IF、前端总线F_BUS、接口电路PERI_BUS_IF和外围总线RERI_BUS1至RERI_BUS3与上述各外围模块通信。

闪存控制电路FMEM_CTL控制到存储器单元MEMU上的非易失性存储器(闪存)中的写入。除引导程序(bootprogram)外，非易失性存储器中还存储上述各种中断处理程序以及程序中所使用的各种数据，但是它们可以通过闪存控制电路FMEM_CTL被重写。间隔定时器电路ITIM在例如需要测量各种时间的情况下使用。看门狗定时器电路WDT在例如监测到系统失控的情况下使用。通用输入/输出接口电路GPIO在例如需要执行与外部装置的任何并行通信的情况下使用。同步串行接口电路CSIO和异步串行接口电路UART在例如需要执行与外部装置的任何串行通信的情况下使用。通用输入/输出接口电路GPIO、同步串行接口电路CSIO、和异步串行接口电路UART被连接至它们相应的外部端子，并且在例如采用外部装置实现电源装置的整个功能扩展的情况下是有用的。

PMBUS接口电路PMBUS_IFC被连接至其相应的外部端子，并控制图1和5等所示的串行接口PMBUS_IF的通信协议等。PMBUS接口电路PMBUS_IFC控制例如微处理器核MPU_CR和外部之间的串行通信。SVID接口电路SVID_IFC被连接至其相应的外部端子，并控制图1和5等所示的串行接口SVID_IF的通信协议等。SVID接口电路SVID_IFC控制例如微处理器核MPU_CR和外部(负载LOD(CPU))之间的串行通信。PMBUS接口电路PMBUS_IFC和SVID接口电路SVID_IFC的每一个配备有，具体地，比如串行并行转换器和并行串行转换器(典型地由移位寄存器实现)，并且在通过中断信号等执行与微处理器核MPU_CR的握手的同时控制与外部的串行通信。

模数转换器ADC10将例如从模拟控制器单元ACU输入的模拟信号转换为数字信号。如图5所述，具体地，模数转换器ADC10将从模拟控制器单元ACU输入的负载电压检测信号VOUT1和VOUT2、负载电流检测信号IOUT1和IOUT2、温度检测信号TEMP1和TEMP2等转换为数字信号。微处理器核MPU_CR能够例如执行这样的监控程序以便以预定的间隔起动模拟转换器ADC10，同时使用间隔定时器电路ITIM来以预定的间隔获取各种检测信号对应的数字信号，或根据来自外部装置和各种外围电路模块的中断事件起动模数转换器ADC10从而获取数字信号。此外，微处理器核MPU_CR根据需要经由SVID接口电路SVID_IFC、PMBUS接口电路PMBUS_IFC等将数字信号发送到外部，或者可以在监控程序上确定数字信号值是否正常。根据具体情况，微处理器核MPU_CR也能够根据数字信号的幅度执行在操作模式之间自动切换(相数的改变和变换到轻负荷模式)的程序。顺带说明的是，例如，通过将各数据值重写到FMEM上，各个程序的确定值能够被任意地改变。

ACU接口电路ACU_IF发送微控制器单元MCU和模拟控制器单元ACU之间的内部信号。具体地，该内部信号与图5所示的微控制器单元MCU和模拟控制器单元ACU之间的相应内部信号对应。这里，ACU接口电路ACU_IF设有这样的路径，在该路径上，ACU接口电路ACU_IF直接与SVID接口电路SVID_IFC通信。如图1和2等所示，例如，当VID码经由串联接口SVID_IF从负载LOD获得，并且VID码被设置到模拟控制器单元ACU中的数模装换器(DAC11)中时，使用该路径。PWM定时器电路PWM_TIM1被用于生成图5所示的PWM信号IMON1和IMON2，并且产生每个都具有与占空比设置值对应的占空比的PWM信号并将该PWM信号输出至其对应的外部端子。占空比设置值能够根据通过例如使用上述模数转换器ADC11将负载电流检测信号IOUT1和IOUT2转换为数字形式而获得的值来定义。PWM定时器电路PWM_TIM2被用于生成图5所示的时钟信号CLK11-CLK18以及CLK21，并且产生具有预定频率和相位的时钟信号且将该时钟信号输出至其对应的外部端子。

PWM定时器电路的详细说明

图7(a)和7(b)示出了图6的微控制器单元MCU中PWM定时器电路的细节，其中图7(a)为其示意性配置示例的电路框图，而图7(b)为示出图7(a)的操作示例的波形图。图7(a)所示的PWM定时器电路PWM_TIM(PWM_TIM1和TIM2)配备有振荡器电路OSC、计数器电路CUNT、数字比较器电路DCMPs和DCMPr、置位/复位锁存电路SRLT、开关电路TSWck、寄存器电路REGs、REGr和REGf。振荡器电路OSC产生具有预定频率的参考时钟信号CKosc，并且计数器电路CUNT使用该参考时钟信号CKosc执行计数操作。这时，计数器电路CUNT的最大值由寄存器电路REGf的设置值定义。当计数器电路CUNT的值达到最大值时，计数器电路CUNT归零并重新执行计数操作。当计数器电路CUNT的值达到寄存器电路REGf的设置值时，数字比较器电路DCMPs将脉冲信号输出至置位/复位锁存电路SRLT的置位输入端(S)。当计数器电路CUNT的值达到寄存器电路REGr的设置值时，数字比较器电路DCMPs将脉冲信号输出至置位/复位锁存电路SRLT的复位输入端(R)。当开关电路TSWck被控制为导通时，该开关电路TSWck将置位/复位锁存电路SRLT的输出信号发送作为时钟信号CLK。当开关电路TSWck被控制为关断时，该开关电路TSWck将时钟信号设置为高阻抗状态。

当使用这样的配置示例时，如图7(b)所示，时钟信号CLK的频率(即，其与电源装置的开关频率相对应)可以由寄存器电路REGf的设置值设置。多相操作下的时钟信号CLK间的相位差可以由寄存器电路REGs的值设置。顺带说明的是，寄存器电路REGr的值限定了时钟信号CLK的“H”脉冲宽度。因此，例如，寄存器电路REGf、REGr和REGs的值通过图6的处理器核MPU_CR基于程序来设置，从而使得能够容易地实现如图2和3等所示的具有任意相数的多相操作。这里，寄存器电路的设置值可以通过重写到图6的非易失性存储器FMEM上各种数据值的重新写入而被容易地改变。因此，可以根据负载LOD的技术规格进行开关频率等的改变。典型地，时钟信号CLK的频率为比如几百KHz等，而参考时钟信号CKosc的频率范围从比如几十MHz到几百MHz等。此外，通过经由图6的微控制器核MPU_CR基于程序来控制每个开关电路TSWck的开/关(导通/关断)能够容易地实现相数的切换。开关电路TSWck的开/关信号与图2的相位设置信号PH对应。

图8(a)和8(b)以及图9(a)和9(b)分别示出了具有不同于图1的相数的电源装置，该电源装置使用图5的电源控制单元配置，其中图8(a)和9(a)为均示出电源装置的配置示例的框图，而图8(b)和9(b)为示出图8(a)和9(a)的操作示例的波形图。在图8(a)中，电源装置设有八个分配给通道1的配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP18，以及一个分配给通道2的配备有PWM的驱动单元PSIP21。配备有PWM的驱动单元PSIP11和PSIP12-PSIP18分别被提供有来自图5所示的电源控制单元PCTLIC1的时钟信号CLKO11和CLK12-CLK18。配备有PWM的驱动单元PSIP21被提供有来自电源控制单元PCTLIC1的时钟信号CLKO21。在图8(b)所示的通道1中，在开关周期T1中执行最大八相的多相电源操作，该八相分别具有45°相差。在通道2中，在开关周期T2中执行单相电源操作。

另一方面，在图9(a)中，电源装置设有六个分配给通道1的配备有PWM的驱动单元PSIP11-PSIP16，以及三个分配给通道2的配备有PWM的驱动单元PSIP21-PSIP23。配备有PWM的驱动单元PSIP11和PSIP12-PSIP16分别被提供有来自图5的电源驱动单元PCTLIC1的时钟信号CLKO21和CLK12-CLK16。配备有PWM的驱动单元PSIP21、PSIP22和PSIP23分别被提供有来自电源驱动单元PCTLIC1的时钟信号CLKO21、CLK17和CLK18。因此如图9(b)所示在通道1中，在开关周期T1中执行最大六相的多相电源操作，该六相分别具有60°相差。在通道2中，在开关周期T2中执行最大三相的多相电源操作，该三相分别具有120°相差。由于在使用图6的微控制器单元MCU和图7的PWM定时器电路时，每个时钟信号的开关周期和时钟信号间的相位差能够如上所述被任意地设置，因此它们甚至能够容易地应对如图8和9中所示的不同形式的电源装置。

模拟控制器单元的详细说明

图10为示出图5的电源控制单元中的模拟控制器单元ACU的具体配置示例的框图。图10所示的参考电压生成电路VREFG和偏置电流生成电路IBSG从其中的外部端子P18ab接收电源电压VCC，产生与温度无关的参考电压VREF，并产生多个偏置电流Ibias。偏置电流Ibias在模拟控制器单元ACU中的相应的放大器电路等中使用。参考电压VREF经由外部端子P12ab输出。图10中的低通滤波器电路单元LPFBK设有如图5所示的低通滤波器电路LPF11、LPF12、LPF21、和LPF22。

图10所示的时钟控制电路单元CKCBK1配备有过电压检测电路单元OVPBK1、运算模式切换电路单元MSBK1、和三元缓冲器电路单元TSBUF1。以与图2的配置示例类似的方式，运算模式切换电路单元MSBK1配备有NOR(异或)运算电路NR12，还配备有数模转换器DAC12、比较器电路CMP11、AND运算电路AD11和AD12、单发脉冲生成电路OSPGm1、OR运算电路OR11、和开关电路TSW12。使用参考电压VREF来操作数模转换器DAC12。

根据图2-4所述的操作，运算模式切换电路单元MSBK1将与模式设置信号SMOD1对应的时钟信号CLKO11输出至起其对应的外部端子P1a。这里，数模转换器DAC12的输入值由图2中的VS值设置信号VSSET1定义。然而，这与图5中寄存器设置信号REG12’相对应。通过将对应信号的值存储在寄存器电路REG12中，定义从数模转换器DAC12输出的设置电压VS1的幅度。顺带说明的是，寄存器电路REG12’的值(VS1的幅度)也当然可以通过微处理器核MPU_CR基于程序而改变。根据来自相位解码器电路PHDEC的控制信号CNT1和来自微控制器单元MCU的斜率控制信号DCY1的NOR运算结果，NOR运算电路NR12控制开关信号TSW12的开/关。

如图10所示，根据来自微控制器单元MCU的相位设置信号PH11-PH13(用于通道1)和PH21-PH23(用于通道2)，相位解码器电路PHDEC产生控制信号CNT1和CNT2。当例如由微控制器单元MCU指示通道1上的第一相位的不激活(即，用于通道1的电源操作的全面停止)时，控制信号CNT被置于“H”电平，从而开关电路TSW12被控制为关断。当通道1上的负载LOD的电源电压降低时，使用斜率控制信号DCY1。当例如斜率控制信号DCY1被控制为“H”电平时，开关电路TSW12被控制为关断，从而通道1上的电源操作被停止。然而，由于正在执行负载LOD的操作，负载LOD的电源电压(即，图1中电容器Cld1的电压)自发地降低。然而，当电源电压降低到目标值时，斜率控制信号DCY1返回到“L”电平，从而恢复通道1上的电源操作。

过电压检测电路单元OVPBK1配备有偏移电压生成电路VOFm1、比较器电路CMP12、AND运算电路AD13、以及过电压信号锁存电路OVPLT1。比较器电路CMP12比较如下的两个值：通过将偏移电压生成电路VOFm1处的偏移电压(比如0.2V等)与根据图2所示的VID码的输出电压设置信号VR1相加而获得的值，以及通过反馈负载LOD的电源电压而获得的输出电压检测信号DFO1的值。因此，当使得负载LOD的电源电压(DFO1)比设置值(VR1)高出预定电压(VOFm1)时，比较器电路CMP12将其确定为过电压并输出“H”电平。AND运算电路AD13执行来自微控制器单元MCU的控制信号STLO1与比较器电路CMP12的输出信号的AND运算，并且过电压检测电路单元OVPLT1其中锁存AND运算结果。

三元缓冲器电路单元TSBUF1具有配置所谓的钟控反相器电路的PMOS晶体管MP10和MP11以及NMOS晶体管MN10和MN11、反相器电路IV10和IV11、NOR运算电路NR13。PMOS晶体管MP10和MP11具有以从电源电压VDD到外部端子P5a的顺序串联连接的源漏路径。NMOS晶体管MN10和MN11具有以从接地电源电压GND到外部端子P5a的顺序串联连接的源漏路径。反相器电路IV10将过电压信号锁存电路OVPLT1的输出反相，从而控制PMOS晶体管MP10的栅极。反相器电路IV11将模式设置信号SMOD1反相，从而控制NMOS晶体管MN10的栅极。根据过电压信号锁存电路OVPLT1的输出和模式设置信号SMOD1的NOR运算结果，NOR运算电路NR13控制PMOS晶体管MP11和NMOS晶体管MN11的栅极。在外部端子P5a产生图5所示的模式信号MODE1。

如此设置的过电压检测电路单元OVPBK1和三元缓冲器电路单元TSBUF1以下述方式操作。首先，当控制信号STLO1为“H”电平时，过电压检测的结果被反映在模式信号MODE1上。在这种情况下，当比较器电路CMP12的输出为“H”电平时(即，检测到过电压)，“H”电平被输出到模式信号MODE1。当在未检测到过电压的条件下模式设置信号SMOD1为“L”电平时，“L”电平被输出到模式信号MODE1。当模式设置信号SMOD1为“H”电平时，高阻抗电平被输出到模式信号MODE1。另一方面，当控制信号STLO1为“L”电平时，过电压检测的结果没有被反映在模式信号MODE1上。在这种情况下，当模式设置信号SMODE1为“L”电平时，“L”电平被输出到模式信号MODE1。当模式设置信号SMODE1为“H”电平时，高阻抗电平被输出到模式信号MODE1.

通常情况下，电源操作在控制信号STLO1被设置为“H”电平的状态下进行。然而，例如，当希望暂时仅将模式设置信号SMOD1的状态(即，轻负荷模式或电流连续模式(CCM))通知到外部时，控制信号STLO1被暂时设置为“L”电平。顺带说明的是，也可以通过由如图5和6等所述的微控制器单元MCU确定负载电压检测信号VOUT1的值来执行过电压的检测。然而在这种情况下，可能检测以及模数装换等需要时间。因此从瞬时检测故障和尽早保护各种硬件的观点来看，希望如图10所示在模拟电路处提供检测电路。

图10中的反馈电路单元FBBK1配备有数模转换器DAC11、放大器电路AMP11-AMP13、误差放大器电路EA1、开关电路TSW11[2]-TSW11[n]、NMOS晶体管MN1c和PMOS晶体管MP1c[0]-MP1c[n]。使用参考电压VREF操作模数转换器DAC11。放大器电路AMP11、误差放大器电路EA1和数模转换器DAC11在配置和操作上类似于图2中的相应部件。然而，数模转换器DAC11的输入值由图2中的VID码VID1确定。然而这与图5中的寄存器设置信号REG11’相对应。相应信号的值被存储在寄存器电路REG11中，从而定义了从数模转换器DAC11输出的输出电压设置信号VR1的幅度。

在反馈电路单元FBBK1中，来自误差放大器电路EA1的误差放大信号EO1经由外部滤波器电路(环路滤波器)FLT1从外部端子P13a作为输入误差放大信号EO_IN1被输入，并被施加到放大器电路AMP12的其相应(+)输入节点上。控制信号COR1被从外部端子P14a输入至放大器电路AMP12的(-)输入节点。控制信号COR1具有已经反映了来自外部端子P9a的输出电压检测信号DFO1的幅度的电压值。具体地，外部电子P14a经由外部电阻器R15被连接至其相应的外部端子P9a。另外，外部端子P14a还经由外部电阻器R14连接至接地电源电压GND，并且经由外部电阻器R13连接至参考电压VREF。因此，控制信号COR1的电压值变为通过校正输出电压检测信号DFO1的电压值而获得的值。

放大器电路AMP13具有对其施加放大器电路AMP12的输出信号的(+)输入节点、其上驱动NMOS晶体管MN1c的栅极的输出节点、和对其负反馈NMOS晶体管MN1c的源电压的(-)输入节点。放大器电路AMP13的(-)输入节点被连接至外部端子P15a。外部电阻器R12被连接在外部端子P15a和地电源电压GND之间。上述输出电流检测信号RLL1在外部端子P15a处产生。PMOS晶体管MP1c[0]配置了分别在PMOS晶体管MP1c[1]和MP1c[n]之间的电流镜电路。这些晶体管的尺寸在数值上是相同的。“n”的值为一个通道可以获得的最大相数。在图5的示例中，n＝8。PMOS晶体管MP1c[0]的源极/漏极被串联连接至NMOS晶体管MN1c的源极/漏极。PMOS晶体管MP1c[1]-MP1c[n]的源-漏电流共同流入到外部端子P10a。然而，在开关电路TSW11[2]-TSW11[n]被驱动为导通的情况下，PMOS晶体管MP1c[2]-MP1c[n]的源-漏电流分别流入到外部端子P10a中。

开关电路TSW11[2]-TSW11[n]的开/关受控于从上述相位解码器电路PHDEC发送的控制信号CNT11。具体来说，开关电路TSW11[2]-TSW11[n]在单相位操作期间都被控制为关断。只有开关电路TSW11[2]在两相位操作期间被控制为导通。开关电路TSW11[2]和TSW11[3]在三相位操作期间被控制为导通。以这种方式，进行控制来随着相数的增加以整数倍的形式增加流向外部端子P10a的电流。因而，进行以下操作。

首先，作为前提存在如下的情况，其中希望使负载LOD的输出电流和电压的每一个都具有以反比例形式控制电流和电压的特性，如电压随着电流变大而变小的情况中那样。这样的特性被称为，比如，“下垂”等。这里，在图10的反馈电路单元FBBK1中，由于如上所述使用峰值电流控制系统，因此误差放大信号EO1的幅度与电流值的幅度成比例。因此，如果执行这样的随着误差放大信号EO1变大输出电压检测信号DFO1的值减小的环路控制(loopcontrol)，能够实现这种下垂功能。在反馈电流单元FBBK1中，例如，随着误差放大信号EO1的值增加，输出电流检测信号RLL1的电压值通过输入误差放大信号EO_IN1和放大电路AMP12和AMP13而增加。该电压值通过电阻器R12被转换为电流，该电流经由上述电流镜电路被反馈至外部端子P10a。由于外部端子P10a和P9a之间存在电阻器R11，因此，随着经由电流镜电路反馈至外部端子P10a的电流的增加(即，随着输出电流的增加)，电阻器R11两端的压降增加。结果，输出电压检测信号DFO1的电压值减小(即，输出电压降低)。从而，实现下垂功能。

另一方面，在该下垂中，预先规定了输出电流和电压的反比特性的倾斜。假设在峰值电流控制系统执行多相操作的情况下误差放大信号EO1的电压值保持不变，则两相操作期间流过的电流相当于单相操作期间流过的电流的两倍，而三相操作期间流过的电流相当于单相操作期间流过的电流的三倍。现在考虑其中误差放大信号EO1的电压值被固定的情况。假设在单相操作期间输出电压根据输出电流I1减少了“反馈电流ΔI1×电阻器R11”，在两相操作期间输出电流变为“I1×2”。出于这个原因，输出电压也需要被减少“(ΔI1×2)×R11”以保持反比特性的倾斜。因此，为了保持反比特性的倾斜，需要根据相数以整数倍的形式增加从电流镜电路反馈的电流。这由开关电路TSW11[2]-TSW11[n]承担。

顺带说明的是，对于反馈电路单元FBBK1中的输出电流检测信号RLL1，误差放大信号EO1的电压值具有与输出电流成比例的幅度。出于该原因，基于此通过放大器电路AMP12和AMP13获得的输出电流检测信号RLL1的电压值也具有与输出电流成比例的幅度。然而，这里，在经由对其输入信号COR1的增益为1的放大器电路AMP12校正之后，产生输出电流检测信号RLL1的电压值。即，由于实际上在误差放大信号EO1的电压值和输出电流的关系之中存在偏移分量，因此，放大器电路AMP12承担了消除偏移分量等。因此，当输出电流为零时，输出电流检测信号RLL1的电压值也变为零。随后，获得了这样的特性，即，输出电流检测信号RLL1的电压值将与输出电流的幅度成比例地增加。

输出电流检测信号RLL1被如图5和6等所示的模数转换器ADC10转换为数字信号，该数字信号被微处理器核MPU_CR所识别。由于如上所述已经对输出电流检测信号RLL1执行了偏移校正，因此，通过将负载LOD的适当电流信息转换为数字形式可以容易地识别该电流信息。数字转换的目标并不必然限于输出电流检测信号RLL1，而是甚至可以针对误差放大信号EO1。也即，在误差放大信号EO1被转换为数字形式后，微处理器MPU_CR也能够通过数字处理来执行数字信号的偏移校正。

在图10所示的输入电压检测电路单元UVLOBKc中，比较器电路CMP14检测模拟控制器单元ACU的电源电压VCC为足够的电压电平。在图10中的输入电压检测电路单元UVLOBKp1中，从通道1上的每个PISP通过误差放大信号EO1(误差总线EBS)通知其自身的电源电压VCIN的电压电平是否足够，详细内容将在稍后说明。该通知的内容由比较器电路CMP15确定。在图10中的过电流检测电路单元OCPBK1中，从通道1上的每个PISP通过温度检测信号/过电流检测信号TMP1/OCP1通知其自身中是否出现过电流，其详细内容将在以下描述。该通知的内容由比较器电路CMP13确定。

图10中的时钟控制电路单元CKCBK2适用于上述时钟控制电路单元CKCBK1(用于通道1)的通道2。时钟控制电路单元CKCBK2具有与时钟控制电路单元CKCBK1类似的配置并执行类似操作。图10中的反馈电路单元FBBK2适用于上述反馈电路单元FBBK1(用于通道1)的通道2。反馈电路单元FBBK2具有与反馈电路单元FBBK1类似的配置并执行类似操作。图10中的输入电压检测电路单元UVLOBKp2适用于上述输入电压检测电路单元UVLOBKp1(用于通道1)的通道2。输入电压检测电路单元UVLOBKp2具有与输入电压检测电路单元UVLOBKp1类似的配置并执行类似操作。图10中的过电流检测电路单元OCPBK2适用于上述过电流检测电路单元OCPBK1(用于通道1)的通道2。过电流检测电路单元OCPBK2具有与过电流检测电路单元OCPBK1类似的配置并执行类似操作。过电流确定逻辑电路OCPLGC根据来自过电流检测电路单元OCPBK1和OCPBK2的每一个输出信号确定是否存在整体的过电流。根据来自输入电压检测电路单元UVLOBKc、UVLOBKp1和UVLOBKp2的每一个的输出信号以及使能信号ENBL，图10中的输入电压确定逻辑电路UVLOLGC确定作为整体的每个单元的电源电压电平的状态。根据输入电压确定逻辑电路UVLOLGC和过电流确定逻辑电路OCPLGC的确定结果等，图10中的故障确定逻辑电路FDETLGC将故障检测信号FAULT输出至外部端子P17ab。

配备有PWM的驱动器电路的详细描述

图11是示出图1的电源装置中的配备有PWM的驱动单元PSIP的具体配置示例的框图。图11中所示的配备有PWM的驱动单元PSIP被大致分为高侧晶体管(功率晶体管)QH和QH’、低侧晶体管(功率晶体管)QL、和除这些晶体管之外的电路组，并且包括控制各晶体管的各种控制电路。例如，晶体管QH、QH’、和QL为例如n沟道型MOSFET。高侧晶体管QH和QH’形成在高侧半导体芯片HSCP内。低侧晶体管QL形成在低侧半导体芯片LSCP内。除这些晶体管之外的各种控制电路形成在控制半导体芯片CTLCP内。这些半导体芯片被安装在例如如下所述的单个半导体封装之中。二极管D1形成在高侧晶体管QH的源极和漏极之间，肖特基(Schottky)二极管SBD1形成在低侧晶体管QL的源极和漏极之间。高侧晶体管QH关断之后直到低侧晶体QL导通的空耗时间(deadtime)期间，该肖特基晶体管SBD1能够减小低侧晶体管QL侧的电流路径的电压降。

高侧晶体管QH具有由驱动器电路DRVh驱动的栅极、连接至提供有输入电源电压VIN的其相应外部端子P8的漏极、以及连接至作为用于开关信号SW的输出端子的相应的外部端子P7的源极。低侧晶体管QL具有由驱动器电路DRVl驱动的栅极、连接至外部端子P7(SW)的漏极、和连接到提供有接地电源电压PGND的外部端子P16的源极。外部端子P16(PGND)作为专用于晶体管QH和QL的端子。外部端子P16与用于各种控制电路等的接地电源电压SGND分开提供，以避免开关噪声被提供到其它各种控制电路等。高侧晶体管QH’具有由驱动器电路DRVh驱动的栅极、连接至外部端子P8(VIN)的漏极、和连接至晶体管(PMOS)Q1的相应源极的源极。形成高侧晶体管QH’来在半导体芯片HSCP内与高侧晶体管QH配置电流镜电路，并且高侧晶体管QH’的尺寸为高侧晶体管QH的1/18500。

高侧晶体管QH的源极(SW)和高侧晶体管QH’的源极被分别连接至放大器电路AMP40的两个输入节点。根据放大器电路AMP40的输出节点来驱动晶体管Q1的栅极。高侧晶体管QH’为用于检测流经高侧晶体管QH的电流的元件。当高侧晶体管QH’和QH的源极电压彼此相等时，由于上述电流镜配置，流过的电流为Idh/18500。因此，提供放大器电路AM40和晶体管Q1以使得高侧晶体管QH’和QH的源极电压彼此相等，并以高精度检测高侧晶体管QH的电流。偏置电流源IB2被连接至晶体管Q1的源极。偏置电流源IB2被设置为即使在高侧晶体管QH的电流IL几乎为零时，也以同等地控制高侧晶体管QH和QH’的源极电压。

由高侧晶体管QH’检测的电流经由晶体管Q1被输入至消隐电路(blankingcircuit)BK。消隐电路BK将晶体管QH和QL的每一个的开关周期设置为掩蔽周期(比如，几十ns)，并除了该掩蔽周期外将基于高侧晶体管QH’的电流检测信号CS提供到外部端子P38。用于电流/电压转换的外部电阻器Rcs被连接至外部端子P38(CS)，使得电流检测信号CS被转换为电压。顺带说明的是，用于实现稳定的偏置电流源IB1被连接至外部端子P38(CS)。

基于来自控制逻辑电路LGC的控制，驱动器电路DRVh驱动高侧晶体管QH和QH’。基于通过AND运算电路AC41的控制逻辑电路LGC的控制，驱动器电路DRVl驱动低侧晶体管QL。从外部端子P4提供的电源电压VCIN(比如，5V等)被提供给输入电压检测电路UVLOC和参考电压生成电路VREFGp。参考电压生成电路VREFGp生成预定参考电压，并将其提供到输入电压检测电路UVLOC和参考电流生成电路IREFG。参考电流生成电路IREFG使用参考电压和连接至外部端子P2的外部电阻器Rir来生成参考电流IREF。顺带说明的是，当休眠信号SLP处于激活状态时，参考电流生成电路IREFG停止电流生成操作。输入电压检测电路UVLOC检测电源电压VCIN大于或等于预定电压(比如，4V等)。在这种情况下，输入电压检测电路UVLOC激活输入电压检测信号UVLO。用于稳定电压的电容器C41被连接至外部端子P4(VICN)。

在外部端子P6处产生阶跃(step-up)或升压电压BOOT。该电压被提供作为用于驱动器电路DRVh的电源电压。经由能够控制电流方向和阻断电流路径的电源开关PSW，外部端子P6(BOOT)被连接至外部端子P4(VICN)。此外，经由boot(启动)外部电容器Cb和外部电阻器Rb，外部端子P6(BOOT)被连接至外部端子P7(SW)。当高侧晶体管QH被关断，电源电压VCIN经由电源开关PSW和外部端子P6(BOOT)被施加到boot外部电容器Cb。此后，当高侧晶体管QH被导通时，传送到SW的电源电压VCIN被boot外部电容器Cb升压并被提供到驱动器电路DRVh。因此，驱动器电路DRVh能够产生大于或等于高侧晶体管QH的阈值的电压。

响应于休眠信号SLP、输入电压检测信号UVLO、PWM信号(脉宽调制信号PWM)、过电压检测信号OVP、过电流检测信号OCP、电流连续模式信号CCM、和模式设置信号SMOD，控制逻辑电路LGC执行操作。休眠信号SLP由三元信息检测电路TSDET1产生，输入电压检测信号UVLO由输入电压检测电路UVLOC产生。PWM信号(PWM)由PWM控制电路PWM_CTL产生，过电流检测信号OCP由比较器电路CMP40产生。电流连续模式信号CCM、过电压检测信号OVP和模式设置信号SMOD由三元信息检测电路TSDET2产生。比较器电路CMP40比较外部端子P38(CS)处的电压和比较电压VC1。当CS的电压过度时(即，当过电流流经高侧晶体管QH时)，比较器电路CMP40根据比较结果激活过电流检测信号OCP。

在激活输入电压检测信号UVLO并且不激活休眠信号SLP、过电流检测信号OCP和过电流检测信号OCP的情况下，控制逻辑电路LGC使用PWM信号(PWM)控制驱动器电路DRVh和DRVl。另一方面，当不激活输入电压检测信号UVLO或者休眠信号SLP或过电流检测信号OCP被激活时，晶体管QH和QL都被控制为关断。当过电压检测信号OVP被激活时，高侧晶体管QH被控制为关断，且低侧晶体管QL被控制为导通。这里，输入电压检测信号UVLO的激活状态意味着电源电压VCIN为足够的电压电平。休眠信号SLP的激活状态意味着从外部(电源控制单元PCTLIC1)发出了休眠命令。过电流检测信号COP的激活状态意味着过量电流流经高侧晶体管QH。过电压检测信号OVP的激活状态意味着在输出电源节点VO处产生过量电压。

时钟信号CLK被输入至外部端子P40。如图2所示，时钟信号CLK被输入至三元信息检测电路TSDET1。三元信息检测电路TSDET1控制休眠信号SLP的激活/不激活以及内部时钟信号CLKi的产生。来自图10所示的模拟控制器单元AUC的模式信号MODE(MODE1和MODE2)被输入至外部端子P1(MODE)。表示MODE为电流连续模式(CCM)、轻负荷模式(SMOD)、或过电压状态(OVP)的信息作为三元值包括在MODE中，如图10所示。模式信号MODE被输入至三元信息检测电路TSDET2，通过其进行三个值的分离。

PWM控制电路PWM_CTL配备有电阻器R1和R2、比较器电路CMPp、触发器电路FFp和开关电路TSW40和TSW41。电阻器R1被插入在外部端子P39和比较器电路CMPp的一(-)输入节点之间。电阻器R2被插入在比较器电路CMPp的一(-)输入节点和GND之间。电阻器R1和R2将从外部端子)39输入的误差放大信号EO的分压施加到比较器电路CMPp的一(-)输入节点上。通过将偏移电压(这里为0.1V)和从外部端子P38获得的电流检测信号CS相加而得到的信号被施加到比较器电路CMPp的(+)输入节点上。受控于软启动控制电路SSBK的软启动控制信号被施加到比较器电路CMPp的另一个(-)输入节点上。

开关电路TSW40被插入在电阻器R1和比较器电路CMPp的一(-)输入节点之间，并且当休眠信号SLP处于激活状态时(即，当发出变换至节能模式的命令时)被控制为关断。在这种情况下，比较器电路CMPp的一(-)输入节点变为GND电平。顺带说明的是，当休眠信号SLP处于激活状态时，比较器电路CMPp停止其比较操作。开关电路TSW41被插入在外部端子P39和GND之间，并且在输入电压检测信号UVLO处于非激活状态时(即，当电源电压VCIN的电压电平是不足够的时)控制为导通。尽管如图2等所示，误差总线EBS被连接至外部端子P39，但是通常情况下，误差总线EBS的最低电压电平变为略高于0V的电压电平，并具有图2的模拟控制器单元ACU处的误差放大电路EA1的特性。因此，当误差总线EBS的电压电平被固定为GND电平并且开关电路TSW41导通时，输入电压检测信号UVLO的非激活状态出现在任何连接至相应EBS的PSIP上。图10中所示的输入电压检测电路单元UVLOBKp1(UVLOBKp2)通过该系统检测每个PSIP处的输入电压检测信号UVLO的状态。触发器电路FFp根据比较器电路CMPp的输出执行置位操作，并根据时钟信号CLKi执行复位操作。从触发器电路FFp产生的反向输出信号(/Q)被作为PWM信号(PWM)输出至逻辑控制电路LGC。

软启动控制电路SSBK具有比较器电路CMP42、开关电路TSW42、偏置电流源IB3和OR运算电路OR40。开关电路TSW42被连接在外部端子P3和GND之间，在该端子P3上产生软启动控制信号SS。偏置电流源IB3将偏置电流提供给外部端子P3。当外部端子P3的电压电平超过比较电压VC2时，比较器电路CMP42驱动软启动确定信号SS_L至激活状态。OR运算电路OR40以信号UVLO、SLP、OCP和OVP作为输入OR运算，并按照OR运算结果控制开关电路TSW40的开/关。顺带说明的是，外部电容器C40被连接至外部端子P3。

在信号UVLO、SLP、OCP和OVP的任一个被置于激活状态的情况下，经由开关电路TSW42将软启动控制信号SS固定至GND电平。然而，当这些信号全部被置于非激活状态时(即，当模式被恢复到正常操作模式时)，软启动控制信号SS变为这样一个信号，其电压由于偏置电流源IB3和外部电容器C40逐渐升高。例如，当在多相操作过程中某些相被休眠信号SLP停止并之后被复位时，来自外部端子P39的误差放大信号EO的电压可以在复位的时候升高。由于在这种情况下高侧晶体管QH的导通时间(on-duty)呈现最大值，因此执行使用软启动控制电路SSBK通过软启动逐步延长高侧晶体管QH的导通时间的这样的复位操作，来避免出现这样的情况。顺带说明的是，软启动确定信号SS_L的激活状态意味着通过软启动正常执行复位操作。

温度检测电路TMP_DET具有放大器电路AMP41、比较器电路CMP41、二极管D2、开关电路TSW43、偏置电流源IB4和二极管组D3g，以用于温度检测。二极管组D3g由偏置电流源IB4提供偏置电流。放大器电路AMP41的(+)输入节点被连接至二极管组D3g的阳极。放大器电路AMP41的(-)输入节点被连接至二极管D2的阳极和外部端子P36。放大器电路AMP41的输出节点被连接至二极管D2的阴极。在外部端子P36处产生温度检测信号/过电流检测信号(TMP/OCP)。

这里，由于二极管(D3g)具有负温度特性，因此放大器电路AMP41的(+)输入节点的电压随着温度升高而变低。利用放大器电路AMP41的反馈配置，外部端子P36的电压也被降低。这里，虽然没有在附图中示出，但是外部端子P36被总线连接至同一通道的另一个PSIP处的外部端子P36。因此，相应总线的电压变成由每个PSIP中的温度检测电路TMP_DET产生的最小电压(即，由每个PSIP中已经检测到最高温度的温度检测电路TMP_DET产生的电压)。然而，相应电压并没有被降低到二极管D2的正向电压内的范围之内。开关电路TSW43被连接在外部端子P36和GND之间，并且在过电流检测信号OCP激活时被控制为导通。因此，当连接至外部端子P36的总线电压达到GND电平时，这意味着在总线上的任意PSIP处产生了过电流。

外部端子P36上生成的温度检测信号/过电流检测信号(TMP/OCP)经由如图5所示的低通滤波器电路发送至微控制器单元MCU，甚至又从微控制器单元MCU被发送至模拟控制器单元ACU。图5和6所示的微控制器单元MCU根据总线的电压值(TMP的电压值)识别总线上每个PSIP处的最高温度。图10所示的模拟控制器单元ACU处的过电流检测电路单元OCPBK(OCPBK1，OCPBK2)确定总线的GND电平从而检测过电流检测信号OCP。在外部端子P36的电压大于预定比较电压VC3的情况下，比较器电路CMP41驱动温度确定信号TMP_L。温度确定信号TMP_L的激活状态意味着总线上的每个PSIP处未出现温度的过度上升。顺带说明的是，当休眠信号SLP被激活时，放大器电路AMP41停止操作。

在图11中，在模式设置信号SMOD处于激活状态(即，轻负荷模式)的情况下，在操作中，反向电流检测电路RIDET变为有效。在这种情况下，当检测到从P7(SW)侧流向P16(PGND)侧的电流时，反向电流检测电路RIDET输出反向电流检测信号RI。AND运算电路AD40以温度确定信号TMP_L和软启动确定信号SS_L作为输入执行AND运算。AND运算电路AD40的输出被输出至AND运算电路AD41的两个输入中的一个。其两个输入中的另一个被连接至上述的控制逻辑电路LGC。由AND运算电路AD41的输出控制驱动器电路DRVl。

配备有PWM的驱动单元的封装配置

图12是图11的配备有PWM的驱动单元PSIP的典型概要示例的平面图。图12所示的配备有PWM的驱动单元PSIP具有例如四十个外部端子以及三个设置其内侧的管芯接合垫。上述高侧半导体芯片HSCP被安装在第一接合垫上。上述低侧半导体芯片LSCP被安装在第二接合垫上。上述形成有各种控制电路的半导体芯片CTLCP被安装在第三接合垫上。四十个外部端子包括1个用于CLK、1个用于EO，1个用于CS、2个用于SGND、1个用于TEM/OCP、9个用于SW、13个用于PGND、7个用于VIN、1个用于BOOT、1个用于VCIN、1个用于SS、1个用于IREF、和1个用于MODE。

半导体芯片HSCP和LSCP的每一个包括垂直结构MOSFET，其背面作为漏极。因此，用于半导体芯片HSCP的第一接合垫被连接至VIN，用于半导体芯片LSCP的第二接合垫被连接至SW。用于半导体芯片CTLCP的第三接合垫被连接至SGND。顺带说明的是，半导体芯片LSCP的芯片尺寸为半导体芯片HSCP的两倍或更大。这是因为，例如，当12V的VIN被转换为1.0V的输出电源电压时，导通低侧晶体管QL所需的时间变为导通高侧晶体管QH所需的时间的大约十倍长。也就是说，这样做以通过增加半导体芯片LSCP的面积来减小导通电阻和提高电源装置的功率转换效率。

图12的配备有PWM的驱动单元PSIP被配置为例如QFN(四方扁平无引线封装)型的表面安装型半导体封装(密封或封装体)。虽然在图12中被省略，但是源电极(用于SW)和栅电极(用于DRVh)实际存在于半导体芯片HSCP的表面。它们通过接合导线和金属板等被适当地连接在外部端子、第二接合垫(用于SW)和半导体芯片CTLCP(具有DRVh的输出电极)之间。同样，源电极(用于PGND)和栅电极(用于DRVl)存在于半导体芯片LSCP的表面。它们通过接合导线和金属板等被适当地连接在外部端子和半导体芯片CTLCP(具有DRVl的输出电极)之间。另外，用于各种控制信号的电极存在于半导体芯片CTLCP的表面，它们通过接合导线和金属板等被适当地连接至外部端子。例如，环氧树脂等被设置在半导体封装的表面，以便覆盖诸如接合导线等的各种连接线以及相应的半导体芯片。另一方面，第一至第三管芯接合垫从半导体封装(树脂等)的背面暴露。当半导体封装被安装在PCB上时，第一至第三管芯接合垫以它们可以原样地作为电极的形式被设置。

以这种方式将多个半导体芯片封装到一个半导体封装中除了能够实现电源装置的微型化之外还能够减小布线寄生电感，从而还能够实现频率的增加和效率的提高。第一至第三管芯接合垫的背面暴露于半导体封装的背面作为电极，从而使得能够减小每个电极的电阻(即，提高了功率转换效率)和改善散热。

配备有PWM的驱动单元的装置结构

图13是图11和12中形成有高侧晶体管的半导体芯片HSCP的器件结构示例的截面图。这里，以示例的方式说明了高侧晶体管(功率晶体管)QH和QH’，但是低侧晶体管QL也采用了类似结构。高侧晶体管QH和QH’形成在半导体衬底21的主表面中，该半导体衬底21具有由n+型单晶硅等构成的衬底主体21a以及由n-型单晶硅等构成的外延层21b。由例如硅的氧化物构成的场绝缘膜(器件隔离区)22被形成在外延层21b的主表面中。

在被场绝缘膜22和在其下层设置的p型阱PWL1包围的有源区内形成构成高侧晶体管QH和QH’的多个单位晶体管单元。高侧晶体管QH通过并联连接这些单位晶体管单元而形成。另一方面，高侧晶体管QH’通过例如将并联连接的单位晶体管单元的数量设置为QH的1/18500等而形成。每个单位晶体管单元由例如具有沟槽栅结构的n沟道型MOS晶体管形成。衬底主体21a和外延层21b具有作为每个单位晶体管单元的漏区的作用。在半导体衬底21的背面形成用于漏电极的背面电极BE。通过以例如从半导体衬底21的背面开始将钛(Ti)层、镍(Ni)层和金(Au)层彼此顺序堆叠而形成背面电极BE。在图12所示的配备有PWM的驱动单元PSIP处，背面电极BE通过粘接层被接合到第一管芯接合垫并与之电连接，该粘接层被置于背面电极BE和第一管芯接合垫之间。

形成在外延层21b中的p型半导体区23具有作为上述每个单位晶体管单元的沟道形成区的功能。另外，形成在p型半导体区23之上的n+型半导体区24具有作为每个单位晶体管单元的源极区的作用。在半导体衬底21中形成从半导体衬底21的主表面开始沿着半导体衬底21的厚度方向延伸的沟槽25。沟槽25被形成为从n+型半导体区24的上表面穿透到n+型半导体区24和p-型半导体区23，并且终止于在其下层的外延层21内。在例如沟槽25的底面和其侧面上形成包括硅的氧化物的栅绝缘膜26。

通过栅绝缘膜26栅电极27被嵌入到沟槽25中。栅电极27包括掺杂有n型杂质的多晶硅膜。栅电极27具有作为每个单位晶体管单元的栅电极的作用。包括与栅电极27同一层的导电膜的栅极引出布线部分27a甚至部分形成在场绝缘膜上。栅电极27和栅极引出布线部分27a彼此整体形成并且彼此电连接。顺带说明的是，栅电极27和栅极引出布线部分27a在图13的截面图中未示出的区域中彼此整体连接。通过在覆盖栅极引出布线部分27a的绝缘膜28中形成的接触孔29a，栅极引出布线部分27a被电连接至栅极布线30G。

另一方面，经由形成在绝缘膜28中的接触孔29b，源极布线30S被电连接至用于源极的n+型半导体区24。此外，源极布线30S被电连接至p+型半导体区31，该p+型半导体区31被设置在p-型半导体区23之上且形成在彼此相邻的n+型半导体区24之间。源极布线30S通过p+型半导体区31电连接至沟道形成p-型半导体区23。可以通过在形成有接触孔29a和29b的绝缘膜28上以金属膜(比如铝膜)掩埋或填充接触孔29a和29b的方式形成该金属膜，并对金属膜进行图案化，来形成栅极布线30G和源极布线30S。

栅极布线30G和源极布线30S被包括聚酰亚胺树脂等的保护膜(绝缘膜)32覆盖。保护膜32为在半导体芯片HSCP顶层的膜(绝缘膜)。在部分的保护膜32上形成暴露处于保护膜32下的层的一些栅极布线30G和源极布线30S的开口33。开口33暴露的栅极布线30G部分为上述栅电极，而开口33暴露的源极布线30S部分为上述源电极。因此，各源电极被顶层的保护膜32分隔，但通过源极布线30S被彼此电连接。

通过电镀法等在栅电极和源电极(即，栅极布线30G部分和源极布线30S部分)的表面上形成金属层34。该金属层34由层压膜形成，该层压膜包括形成在栅极布线30G和源极布线30G上的金属层34a和形成在其上的金属层34b。下金属层34a例如包括镍(Ni)，并具有主要用于抑制或防止下层的栅极布线30G和源极布线30S的铝的氧化的功能。上金属层34a由例如金(Au)组成，并具有主要用于抑制或防止下层的金属层34a的镍的氧化的功能。

用于每一个这种高侧晶体管QH和QH’上的单位晶体管单元的操作电流沿着用于漏极的外延层21b和用于源极的n+型半导体区24之间的栅电极27的侧面(即，沟槽25的侧面)在衬底21的厚度方向上流动。也就是说，沟道沿着半导体芯片HSCP的厚度方向形成。因此，半导体芯片HSCP为其中形成有具有沟槽型栅极结构的垂直MOSFET(功率MOSFET)的半导体芯片。这里，所述垂直MOSFET对应于这样的MOSFET，其中其源极和漏极之间的电流沿着半导体衬底(衬底21)的厚度方向(大致垂直于半导体衬底的主表面的方向)流动。

使用上述根据第一实施例的电源装置使得能够典型地使电源装置微型化。可以使电源装置的规格具有根据电源控制单元PCTLIC1的程序而变的灵活性。顺带说明的是，尽管在此在一个半导体封装内安装了一个(对应于单相)装有PWM的驱动单元PSIP，但是，在某些情况下也可以在一个半导体芯片内安装两个(对应于两相)PSIP。虽然在图5等的电源控制单元中在一个半导体芯片上提供两个系统(两个通道)的控制机制，但是其也可以设置为一个系统(一个通道)或三个系统(三个通道)或更多个系统。当一个负载LOD需要例如三个通道时，可能期望在一个半导体芯片上设置三个系统(三个通道)的控制机制。因此，能够减少部件数量且减小PCB上的安装面积(电源装置的微型化)。只要电源控制单元能够被安装在例如PCB上的负载LOD附近，一个电源控制单元上的各通道也可以被分别分配给彼此不同的负载LOD。

(第二实施例)

不同于上述第一实施例，第二实施例将阐述仅由电源控制单元、微控制器单元MCU和存储器单元MEMU配置的电源装置。

电源装置B的整体示意性配置

图14为示出根据本发明的第二实施例的电源装置的示意性配置示例的框图。现在着重描述图14的电源装置和图1的电源装置之间的不同点。第一个不同点在于：电源控制单元PCTLIC2仅由微控制器单元MCU和存储器单元MEMU组成。第二个不同点在于：通道1上的与第一相对应的装有PWM的驱动单元PSIPM11的内部配置示例不同于与第二至第四相对应的装有PWM的驱动单元PSIP12-PSIP14；第二个不同点还在于：通道2上的与第一相对应的装有PWM的驱动单元PSIPM21也具有与装有PWM的驱动单元PSIPM11类似的内部配置示例。

第三个不同点在于：从微控制器单元MCU输出的时钟信号CLK11被从电源控制器单元PCTLIC2提供到装有PWM的驱动单元PSIPM11，从微控制器单元MCU输出的时钟信号CLK21被从电源控制器单元PCTLIC2提供到装有PWM的驱动单元PSIPM21。结合第一和第二不同点，第四个不同点在于：装有PWM的驱动单元PSIPM11响应于输出电源节点VO1的反馈产生误差放大信号EO1并将该信号提供至装有PWM的驱动单元PSIP12-PSIP14，并且装有PWM的驱动单元PSIPM21响应于输出电源节点VO2的反馈而操作。结合第四不同点，第五不同点在于：VID码(VID1)被从电源控制单元PCTLIC2发送至装有PWM的驱动单元PSIPM11，并且VID码(VID2)被从电源控制单元PCTLIC2发送至装有PWM的驱动单元PSIPM21。

电源装置B的主要部件的示例

图15为示出与图14的电源装置的电源生成操作相关的主要部件的配置示例的电路框图。图14中的装有PWM的驱动单元PSIPM11和PSIP12被提取出来且在图15中示出。在图15中，装有PWM的驱动单元PSIP12在内部电路配置上与图2的装有PWM的驱动单元PSIP12类似(类似于装有PWM的驱动单元PSIP11)。以与图2的装有PWM的驱动单元PSIP11类似的方式，装有PWM的驱动单元PSIP11具有晶体管QH[1]和QL[1]、驱动器电路DRVh[1]和DRVl[1]、控制逻辑电路LGC[1]、PWM控制电路PWM_CTL[1]、激活电流检测电路ACS[1]、反向电源检测电路RIDET[1]、以及三元信息检测电路TSDET1[1]。装有PWM的驱动单元PSIP11与图2的装有PWM的驱动单元PSIP11不同之处在于，除上述电路外，它还包括时钟控制电路单元CKCBKM1和反馈电路单元FBBKM1。

时钟控制电路单元CKCBKM1具有比较器电路CMP11、AND运算电路AD11和AD12、单发脉冲生成电路OSPGm1、以及OR运算电路OR11。时钟控制电路单元CKCBKM1具有这样的配置：开关电路TSW12和数模转换器DAC12被从包括在图2的ACU中的时钟控制电路单元CKCBKP1中删除。AND运算电路AD11具有两个输入端，从三元信息检测电路TSDET1[1]发送的时钟信号CLKi[1]被输入到其中的一个输入端，而模式设置信号SMOD1的反向信号经由外部端子被输入到另一个输入端。比较器电路CMP11具有(-)输入节点和(+)输入节点，设置电压VS1通过外部端子输入到该(-)输入节点，而由下面将说明的反馈电路单元FBBKM1产生的误差放大信号EO1被输入到该(+)输入节点。AND运算电路AD12具有两个输入端，模式设置信号SMOD1被输入到其中的一个输入端，而比较器电路CMP11的输出信号被输入到另一个输入端。时钟控制电路单元CKCBKM1响应于这些输入执行与图2的时钟控制电路单元CKCBKP1类似的操作。当模式设置信号SMOD1为“L”电平时，时钟控制电路单元CKCBKM1将时钟信号CLKi[1]提供到装有PWM的驱动单元PWM_CTL[1]。当模式设置信号SMOD1为“H”电平时，时钟控制电路单元CKCBKM1产生上述轻负荷模式下的时钟信号并将该时钟信号提供给装有PWM的驱动单元PWM_CTL[1]。顺带说明的是，在变换至休眠模式时，从外部端子输入被保持在高阻抗状态的时钟信号CLK11。三元信息检测电路TSDET1[1]检测该高阻抗状态，从而生成休眠信号SLP[1]。

反馈电路单元FBBKM1包括放大器电路AMP11、误差放大器电路EA1、数模转换器DAC11，以及串并转换器SPC，并且具有这样的配置：串行并行转换器SPC被加到包括在图2的模拟控制器单元ACU内的反馈电路单元FBBKP1上。放大器电路AMP11从外部端子接收正极性输出电压检测信号VSENp1和负极性输出电压检测信号VSENn1。串行并行转换器SPC从外部端子接收串行信号形式的VID码(VID1)，并将其转换为并行信号，然后将其输出到模数转换器DAC11。反馈电路单元FBBKM1响应于该输入执行与图2的反馈电路单元FBBKP1类似的操作，从而从误差放大器电路EA1产生误差放大信号EO1。误差放大信号EO1被输出至装有PWM的控制电路PWM_CTL[1]和比较器电路CMP11并且经由外部端子输出。其经由装有PWM的驱动电路PSIP12的外部端子输入至装有PWM的驱动电路PSIP12的相应的PWM控制电路PWM_CTL[2]。

当如上所述使用根据第二实施例的电源装置时，能够以类似于第一实施例的方式基于程序自由地设置时钟信号的开关频率和相位差。因此能够使得电源装置的规格具有灵活性。由于可以减少电源控制单元和每个装有PWM的驱动单元之间的布线数，因此还可以实现电源装置的微型化。另外，由于可以使用通常的micon作为电源控制单元PCTLIC2，因此，根据具体情况能够实现成本的降低等等。然而，由于电源控制单元难以识别关于负载LOD的电压的信息及其电流信息，与根据第一实施例的电源装置相比，根据第二实施例的电源装置难以实现更大的功能性，例如将信息通知到外部、相数的自动切换等。从这个观点来看，根据第一实施例的电源装置优选于根据第二实施例的电源装置。

尽管已经基于优选实施例具体描述本发明人的上述发明，然而本发明并不限于以上描述的实施例。无需说明的是，可以对其进行各种变化而不背离其主旨范围。

Claims

1.一种电源装置，包括：

多个驱动单元，所述多个驱动单元中的每个都被设置在第一半导体封装中并且包括：

彼此连接的高侧晶体管和低侧晶体管，高侧晶体管和低侧晶体管适合于与连接到输出电源节点的电感器连接，

电流检测电路，其用于检测流动通过高侧晶体管的电流，

PWM控制电路，其产生控制高侧晶体管和低侧晶体管的PWM信号；和

控制单元，其设置在第二半导体封装中，

控制单元对所述多个驱动单元中的每个提供时钟信号和误差放大信号，

PWM信号被基于误差放大信号来控制，

误差放大信号是基于输出电源节点的电压水平而产生的。

2.根据权利要求1的电源装置，

其中输出电源节点适合于被连接到负载。

3.根据权利要求2的电源装置，

其中负载是CPU、GPU或存储器。

4.根据权利要求1的电源装置，

其中第一半导体封装和第二半导体封装被安装在电路板上。

5.根据权利要求1的电源装置，

其中流动通过电感器的电流的峰值被基于误差放大信号来控制。

6.根据权利要求1的电源装置，

其中控制单元包括微控制器单元和模拟控制器单元，

其中微控制器单元经由模拟控制器单元向所述多个驱动单元中的每个提供时钟信号，

其中模拟控制器单元包括产生误差放大信号的误差放大器。

7.根据权利要求6的电源装置，

其中控制单元包括存储程序的存储器单元。

8.一种电源装置，包括

多个第一驱动单元和一个第二驱动单元，所述多个第一驱动单元中的每个和第二驱动单元都被设置在第一半导体封装中并且包括：

彼此连接的高侧晶体管和低侧晶体管，

所述多个第一驱动单元的高侧晶体管和低侧晶体管适合于与连接到第一输出电源节点的第一电感器连接，

第二驱动单元的高侧晶体管和低侧晶体管适合于与连接到第二输出电源节点的第二电感器连接，

电流检测电路，用于检测流动通过高侧晶体管的电流，

PWM控制电路，产生控制高侧晶体管和低侧晶体管的PWM信号；和

控制单元，其设置在第二半导体封装中，

控制单元对所述多个第一驱动单元中的每个提供第一时钟信号和第一误差放大信号，在所述多个第一驱动单元的每个中产生的PWM信号被基于第一误差放大信号来控制，

控制单元对第二驱动单元提供第二时钟信号和第二误差放大信号，在第二驱动单元中产生的PWM信号被基于第二误差放大信号来控制，

第一误差放大信号是基于第一输出电源节点的电压水平而产生的，并且第二误差放大信号是基于第二输出电源节点的电压水平而产生的。

9.根据权利要求8的电源装置，

其中第一输出电源节点和第二输出电源节点适合于被连接到负载。

10.根据权利要求9的电源装置，

其中负载是CPU、GPU或存储器。

11.根据权利要求8的电源装置，

其中第一半导体封装和第二半导体封装被安装在电路板上。

12.根据权利要求8的电源装置，

其中流动通过第一电感器的电流的峰值被基于第一误差放大信号来控制，

其中流动通过第二电感器的电流的峰值被基于第二误差放大信号来控制。

13.根据权利要求8的电源装置，

其中控制单元包括微控制器单元和模拟控制器单元，

其中微控制器单元经由模拟控制器单元向所述多个第一驱动单元中的每个提供第一时钟信号和向所述第二驱动单元提供第二时钟信号，

其中模拟控制器单元包括分别产生第一误差放大信号和第二误差放大信号的第一误差放大器和第二误差放大器。

14.根据权利要求13的电源装置，

其中控制单元包括存储程序的存储器单元。