CN105247772A - 直流电源电路 - Google Patents

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Abstract

直流电源电路包括：交流电源；从交流电源生成直流电压的整流电路；输入端子与整流电路连接、按照向控制端子输入的输入值将输出电压输出的充电开关；与输出端子连接的电容以及控制电路；输出电压为第一基准电压值以下则生成开关接通信号、输出电压为比第一基准电压值高的第二基准电压值以上则生成开关断开信号的充电开关控制电路；包含整流电路和充电开关控制电路的至少一方的充电期间设定电路，设定向电容流过充电电流的充电期间和不流过充电电流的非充电期间，在充电期间生成了开关接通信号的情况下，直流电压为输出电压以上则在充电开关中流过充电电流，在非充电期间生成了开关接通信号的情况下，即使直流电压为输出电压以上在充电开关中也不流过充电电流。

Description

直流电源电路
技术领域
本申请涉及直流电源电路。
背景技术
在家电制品及办公设备等电子设备中，从电力变换效率的提高等目的出发，广泛使用开关电源装置。这些开关电源装置具有利用由半导体(晶体管等开关元件)进行的开关动作来控制输出电压的半导体装置。
近年来，这些电子设备在动作待机(待命)时的耗电削减受到关注，强烈要求实现其的开关电源装置。待命时的耗电削减中，开关电源装置向控制电路供给的电力的削减是有效的。
在开关电源装置向控制电路的电力供给中，多使用从工业电源的交流电压得到直流电压的串联调节器方式的直流电源电路。但是，对于控制电路所需要的DC5V～24V等直流电压而言，工业电源是AC100V～240V这样的非常高的交流电压，直流电源电路的电力损耗会增大。
作为削减直流电源电路的电力损耗的方法，提出了将工业电源的交流电压通过变压器进行降压后进行全波整流、并向直流电压变换的方法(例如参照专利文献1)。此外，作为其他方法，提出了检测对工业电源的交流电压进行整流得到的整流电压成为第一电压以下这一情况、在从0V开始到进行反转而超过第一电压且上升到第二电压以上为止的期间向控制电路的电源端子所连接的电容充电的方法(例如参照专利文献2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特开昭61－206016号公报
专利文献2：特开2011－244602号公报
发明内容
但是，根据专利文献1公开的以往的直流电源电路，由于使用对工业电源的交流电压进行降压的变压器，所以导致开关电源装置的大型化及成本的增加。
此外，根据专利文献2的图2公开的直流电源电路，在断开向控制电路的电力供给的期间，也会产生用于监视整流电压的耗电。控制电路整体的电路消耗电流越小该耗电越不能忽略。并且，由于限定了电力供给的期间，所以在由于控制电路的消耗电流增加等而电源端子电压异常下降的情况下不立即进行向电容的充电。因此，电源端子电压有可能下降得比动作停止电压还低而引起误动作。另一方面，在考虑这样的电源端子电压的异常下降而设计直流电源电路的情况下，需要将第二电压设定得充分高、或者将电容的电容值设定得较大。但是，会导致由电源端子的最大额定电压带来的限制、或电容的大型化及成本的增加。
本申请解决上述的课题，目的在于提供能够削减开关电源装置等向控制电路供给的电力的直流电源电路。
为解决上述的课题，本申请的直流电源电路的特征在于，具备：交流电源；整流电路，将交流电源的交流信号整流，生成直流电压；第一充电开关，该第一充电开关的第一输入端子与上述整流电路连接，按照向该第一充电开关的第一控制端子输入的第一输入值，向该第一充电开关的第一输出端子输出第一输出电压；第一电容以及第一控制电路，与第一输出端子连接；以及第一充电开关控制电路，与第一控制端子连接；第一充电开关控制电路，当第一输出电压为第一基准电压值以下时，生成将第一充电开关接通的开关接通信号，当第一输出电压为比第一基准电压值高的第二基准电压值以上时，生成将第一充电开关断开的开关断开信号；包含整流电路和第一充电开关控制电路的至少一方的充电期间设定电路，同步于交流信号，设定能够经由第一充电开关向第一电容流过充电电流的充电期间、和不流过该充电电流的非充电期间；在充电期间中生成了开关接通信号的情况下，当直流电压为第一输出电压以上则在第一充电开关中流过充电电流，在非充电期间中生成了上述开关接通信号的情况下，即使直流电压为上述第一输出电压以上，在第一充电开关中也不流过充电电流，当进入后续的充电期间并且直流电压为第一输出电压以上则在第一充电开关中流过充电电流。
根据本申请的直流电源电路，能够容易地削减开关电源装置等向控制电路供给的电力。
此外，也可以是，特征在于，充电期间设定电路具备由半波整流电路构成的整流电路；充电期间设定电路将交流信号的正值的期间和负值的期间的一方设定为充电期间，将另一方设定为非充电期间。
根据本申请的直流电源电路，不监视直流电压就能够容易地削减开关电源装置等向控制电路供给的电力。
此外，也可以是，特征在于，充电期间设定电路具备：整流电路，由全波整流电路构成；以及充电禁止信号生成电路，与交流电源连接，生成在交流信号为正值的期间或负值的期间有效化、进行控制以使得不生成开关接通信号的充电禁止信号；充电期间设定电路将充电禁止信号为有效状态之时设定为非充电期间；充电期间设定电路将充电禁止信号为非有效状态之时设定为充电期间。
根据本申请的直流电源电路，即使直流电压是全波整流电压，也能够容易地削减开关电源装置等向控制电路供给的电力。
此外，也可以是，特征在于，从将交流信号进行半波整流而得到的信号生成充电禁止信号。
根据本申请的直流电源电路，与从全波整流电压生成充电禁止信号的情况相比，更能够削减电力损耗。
此外，也可以是，特征在于，充电期间设定电路具备：整流电路，由半波整流电路或全波整流电路构成；第一充电开关控制电路；以及滞回控制信号生成电路，与交流电源连接，当直流电压为交流信号的电压的绝对值的平均值以下的规定电压值以下时，生成在比交流电源的周期短的规定期间有效化的滞回控制信号；充电期间设定电路将滞回控制信号为有效状态之时设定为充电期间，第一基准电压值向第二基准电压值以下的第三基准电压值切换；充电期间设定电路将滞回控制信号为非有效状态之时设定为非充电期间，第一输出电压不成为第一基准电压值以下。
根据本申请的直流电源电路，第一电容的电容值设定范围能够较大。
此外，也可以是，特征在于，从将交流信号进行半波整流得到的信号生成滞回控制信号。
根据本申请的直流电源电路，与将滞回控制信号生成电路从全波整流电压生成的情况相比，更能够削减电力损耗。
此外，也可以是，特征在于，第一控制电路具有基于模式切换信号进行切换的标准电力模式和低电力模式的动作模式；在模式切换信号对应于低电力模式的期间，第一基准电压值向第二基准电压值以下的第四基准电压值切换。
根据本申请的直流电源电路，还能够应对由模式切换带来的电路电流的变化，因此能够容易地适用于各种各样的规格的控制电路等。
此外，也可以是，特征在于，还具备：第二充电开关，该第二充电开关的第二输入端子与整流电路连接，按照向该第二充电开关的第二控制端子输入的第二输入值，向该第二充电开关的第二输出端子输出第二输出电压；第二电容以及第二控制电路，与第二输出端子连接；以及第二充电开关控制电路，与第二控制端子连接；第二控制电路具有基于模式切换信号进行切换的标准电力模式和低电力模式的动作模式；第二控制电路，在模式切换信号对应于低电力模式的期间，进行控制以使第二充电开关不接通。
根据本申请的直流电源电路，还能够应对具有2个电源电压端子的情况的由模式切换带来的电路电流的变化，因此能够容易地适用于各种各样的规格的控制电路等。
此外，能够不导致成本的增加及异常时的误动作地将开关电源装置等向控制电路供给的电力容易地削减。
附图说明
图1是表示实施方式1的直流电源电路的概要的框图。
图2是表示实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图3是表示实施方式1的充电电路的一结构的电路图。
图4是说明实施方式1的直流电源电路中、充电间隔比交流电压周期短的情况的动作的时序图。
图5是说明实施方式1的直流电源电路中、充电间隔与交流电压周期相同的情况的动作的时序图。
图6是说明实施方式1的直流电源电路中、充电间隔为交流电压周期的2倍的情况的动作的时序图。
图7是表示实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置的变形例的电路图。
图8是表示实施方式2的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图9是表示实施方式2的充电电路的一结构的电路图。
图10是表示实施方式2的输入电压检测电路的一结构的电路图。
图11是表示实施方式2的放电电路的一结构的电路图。
图12是说明实施方式2的直流电源电路的动作的时序图。
图13是表示实施方式3的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图14是表示实施方式3的充电电路的一结构的电路图。
图15是表示实施方式3的输入电压检测电路的一结构的电路图。
图16是说明实施方式3的直流电源电路的动作的时序图。
图17是表示实施方式4的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图18是表示实施方式4的充电电路的一结构的电路图。
图19是说明实施方式4的直流电源电路的动作的时序图。
图20是表示实施方式5的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图21是表示实施方式5的充电电路的一结构的电路图。
图22是表示实施方式5的断开模式控制电路的一结构的电路图。
图23是说明实施方式5的直流电源电路的动作的时序图。
图24是表示实施方式6的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图25是表示实施方式6的充电电路的一结构的电路图。
图26是说明实施方式6的直流电源电路的动作的时序图。
图27是表示实施方式7的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图28是表示实施方式7的充电电路的一结构的电路图。
具体实施方式
以下，对于本申请的半导体装置，参照附图来说明。但是，有将详细的说明省略的情况。例如，有将已知事项的详细说明或对实质相同的结构的重复说明省略的情况。这是为了避免以下的说明不必要地冗长、使本领域技术人员容易理解。
另外，附图及以下的说明是用于使本领域技术人员充分理解本申请的，并不意欲通过它们限定权利要求所记载的主题。
(实施方式1)
以下，对于实施方式1的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图1～6具体说明。
图1是表示本实施方式1的直流电源电路的概要的框图。
如图1所示，来自工业电源901的交流电压经整流电路902作为输入直流电压被施加到充电开关911。充电开关911被充电开关控制电路912控制，在充电开关911接通的期间，向平滑电容913以及开关电源装置控制电路900供给电力。此外，在充电开关911断开的期间，从平滑电容913向开关电源装置控制电路900供给电力。
接着，说明本实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置。
图2是表示本实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。
图2中，工业电源1连接有用于将交流电压整流的桥式二极管2，桥式二极管2连接有平滑电容3和电力变换用的变压器4的初级绕组4a。
变压器4具有初级绕组4a和次级绕组4b，初级绕组4a和次级绕组4b的极性相反。该开关电源装置为回扫(flyback)型。初级绕组4a连接有开关元件5，通过开关控制电路100的OUT端子输出信号进行接通/断开的开关控制。次级绕组4b连接有整流二极管7和平滑电容8，通过开关动作而在次级绕组4b中呈现的回扫电压被整流平滑，生成输出电压，向负载设备9供给电力。
开关控制电路100是进行开关元件5的控制的半导体装置，作为外部输入输出端子，具有VIN端子、VDD端子、OUT端子、FB端子、IS端子以及GND端子这6个端子。此外，由例如结型晶体管(JFET)101、充电电路110、脉冲宽度控制电路180、驱动电路190等构成。
VIN端子是向开关控制电路100的电力供给用端子，作为输入直流电压，从工业电源1经由整流二极管12被施加半波整流电压。即，整流电路902是半波整流电路。工业电源1的交流电压例如是AC100V～240V的高电压，所以例如连接有最大额定电压为500V的结型晶体管101。对于结型晶体管101而言，例如当被输入50V以上的输入电压则将箝位为50V的电压输出，并作为输入箝位电压信号VIN＿CLP向充电电路110输入。
VDD端子是开关控制电路100的电源电压端子，连接有平滑电容13，是用于使得VDD端子电压不会下降至动作停止电压而实现对开关控制电路100的稳定的电力供给的端子。
OUT端子是连接于开关元件5的控制端子(栅)的端子，来自脉冲宽度控制电路180的控制信号经由驱动电路190被向开关元件5输出。
FB端子是经由光耦合器11而被输入从输出电压检测电路10输出的反馈信号、用于控制开关动作的端子。
IS端子是用于监视在开关元件5中流动的电流的端子，被输入通过电阻6变换为电压的信号。
GND端子连接于平滑电容3的低电位侧，成为初级侧的电压基准。
充电电路110是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路100以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力的电路。例如，如图3那样，由N型MOSFET111、113、电阻112、116、117、滞回比较器114、基准电压源115构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
脉冲宽度控制电路180是基于来自FB端子和IS端子的信号、向驱动电路190输出用于控制开关元件5的信号的电路。
输出电压检测电路10连接于次级侧的平滑电容8的两端，与向负载设备9施加的输出电压值对应地生成反馈信号。
对如以上那样构成的、图2所示的开关电源装置的动作进行说明。
当从工业电源1输入交流电压，则被桥式二极管2和平滑电容3整流平滑得到的直流电压被施加到变压器4的初级绕组4a、开关元件5和电阻6。另一方面，开关控制电路100的VIN端子被施加被整流二极管12整流得到的半波整流电压，经由结型晶体管101以及充电电路110，开始向与VDD端子连接的平滑电容13的充电。当VDD端子电压上升、开关控制电路100成为能够动作的状态，开关元件5的接通/断开控制开始。另外，在开关控制电路100的VIN端子上，由于施加半波整流电压，所以在交流电压的正值期间和负值期间的一方中，VIN端子电压成为0V，成为非充电期间。
启动时，由于施加于次级侧的平滑电容8的输出电压较低，所以来自输出电压检测电路10的反馈信号不被输入开关控制电路100。当通过开关动作从变压器4向次级侧持续供给电力、输出电压变为在输出电压检测电路10中设定的规定电压以上，则输出电压检测电路10输出反馈信号而驱动光耦合器11，以使从开关控制电路100的FB端子流出电流。根据该反馈信号、和来自IS端子的在开关元件5中流动的电流值的信息，脉冲宽度控制电路180使开关元件5的接通占空比变化为适当的状态，将输出电压维持在规定电压。
这里，详细说明图3所示的充电电路110的动作。
VDD端子电压被电阻116、117进行电阻分割，并被输入滞回比较器114，被与基准电压源115进行比较。启动时，VDD端子电压上升，超过规定的电压值，当从滞回比较器114输出高电平的比较输出信号VDD＿DET则N型MOSFET113导通，接着，N型MOSFET111截止。由此，从VIN端子向开关控制电路100以及与VDD端子连接的平滑电容13的电力供给被截断。
在来自VIN端子的电力供给被截断的期间，在平滑电容13中积蓄的电荷被开关控制电路100的电路电流消耗。当VDD端子电压下降、从滞回比较器114输出低电平的比较输出信号VDD＿DET，则N型MOSFET111导通，来自VIN端子的电力供给再次开始。但是，由于在VIN端子上施加有半波整流电压，所以电力供给仅在VIN端子电压超过VDD端子电压的期间是可能的。
滞回比较器114在VDD端子电压为第一基准电压VDD＿L(例如4.5V)以下时输出低电平的比较输出信号VDD＿DET，在VDD端子电压为比第一基准电压高的第二基准电压VDD＿H(例如5V)以上时输出高电平的比较输出信号VDD＿DET。
比较输出信号VDD＿DET为高电平的无需充电期间TOFF，当设VDD端子电压的滞回宽度为△VDD、与VDD端子连接的平滑电容13的电容值为CVDD、开关控制电路100的电路电流的平均值为IDD时，能够由下述的式(1)表示。
TOFF＝CVDD×△VDD/IDD···式(1)
参照图4至图6的时序图，对实施方式1的直流电源电路的动作进行说明。
首先，对于向与VDD端子连接的平滑电容13的充电间隔比交流电压周期短的情况，使用图4来说明。对应于上述的无需充电期间TOFF比工业电源1的周期T的1/2短的情况。例如，是CVDD＝0.1μF，△VDD＝0.5V，IDD＝10μA，TOFF＝5ms，T＝20ms的情况。
图4中，VIN端子电流IIN的实线表示从VIN端子向充电电路110供给的充电电流，VIN端子电流IIN的虚线表示假设比较输出信号VDD＿DET刚刚变成低电平之后、向与VDD端子连接的平滑电容13进行了电力供给的情况的充电电流。此外，电路耗电表示VIN端子电压与VIN端子电流IIN之积。
当由于开关控制电路100的电路电流而VDD端子电压下降、比较输出信号VDD＿DET成为低电平，则N型MOSFET111接通。这时，如果VIN端子电压超过VDD端子电压则立即开始充电，VDD端子电压上升。
这里，由于无需充电期间TOFF比工业电源1的周期T的1/2短，所以在通过对开关控制电路100的VIN端子施加半波整流电压而设定的非充电期间，也有比较输出信号VDD＿DET成为低电平的定时。该情况下，无法立即开始充电，所以VDD端子电压继续下降。当进入后续的充电期间、VIN端子电压上升而超过VDD端子电压，则充电开始，VDD端子电压上升。这时，与在比较输出信号VDD＿DET成为低电平后立即充电的情况相比，VIN端子电流IIN虽增加一些，但由于VIN端子电压充分低，所以电路耗电被削减。这是因为，充电时的结型晶体管101的电力损耗降低。
接着，对于充电间隔与交流电压周期相同的情况，利用图5来说明。对应于上述的无需充电期间TOFF满足以下的式(2)的情况。例如，是CVDD＝0.33μF，△VDD＝0.5V，IDD＝10μA，TOFF＝16.5ms，T＝20ms的情况。
T/2＜TOFF＜T···式(2)
图5中，VDD端子电压下降、比较输出信号VDD＿DET成为低电平的期间成为VIN端子电压为0V的非充电期间。由此，在每次的充电定时，在VIN端子电压上升、超过VDD端子电压的期间充电开始，在VIN端子电压较低的期间充电完成，所以电路耗电被削减。
接着，对于充电间隔为交流电压周期的2倍的情况，利用图6来说明。对应于上述的无需充电期间TOFF满足以下的式(3)的情况。例如，是CVDD＝0.68μF，△VDD＝0.5V，IDD＝10μA，TOFF＝34ms，T＝20ms的情况。
3T/2＜TOFF＜2T···式(3)
图6中，VDD端子电压下降、比较输出信号VDD＿DET成为低电平的期间成为VIN端子电压为0V的非充电期间。由此，与图5同样，在每次的充电定时，在VIN端子电压上升、超过VDD端子电压的期间充电开始，在VIN端子电压较低的期间充电完成，所以电路耗电被削减。
另外，图5或图6的情况与图4相比，电路耗电削减效果大。这样，在每次的充电定时，为了使得在VIN端子电压上升、超过VDD端子电压的期间开始充电，满足以下的式(4)即可。
(2n－1)×T/2＜TOFF＜2n×T/2(n是正整数)···式(4)
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置不需要监视VIN端子电压就能够削减向开关控制电路100供给的电力。此外，可以对应于开关控制电路100的电路电流而仅调整滞回比较器114的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13，能够容易地适用于电路电流不同的各种各样的规格的控制电路等。
此外，即使在由于开关控制电路100的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况下，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VIN端子电压超过VDD端子电压，充电也立即开始。
另外，在启动时或开关动作变化时等电路电流进行变化的过渡性区域中，在VIN端子电压为0V的非充电期间，也可以没有比较输出信号VDD＿DET成为低电平的定时、没有耗电的削减效果。
另外，滞回比较器114的滞回可以通过利用比较器电路的检测延迟时间、使比较输出信号VDD＿DET从低电平变化为高电平的时间推迟来生成。
(实施方式1的变形例)
以下，对于实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置的变形例，参照图7来说明。实施方式1的变形例的开关电源装置与实施方式1的开关电源装置大致相同，但与实施方式1相比，开关电源控制方式不同。
实施方式1中，对回扫型的开关电源装置的结构进行了说明，而图7所示的本变形例的开关电源装置是降压斩波型。将工业电源1的交流电压进行整流平滑的桥式二极管2和平滑电容3连接开关元件15。此外，开关元件15经由电阻16连接有开关控制电路100的GND端子、扼流线圈14和整流二极管37。
关于回扫型和降压斩波型的开关控制的不同的说明在此省略。
开关控制方式虽与实施方式1的开关电源装置不同，但向开关控制电路100供给电力的直流电源电路为相同结构，即使是降压斩波型等其他开关控制方式，关于直流电源电路的耗电削减也能得到同等的效果。
(实施方式2)
接着，对于实施方式2的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图8～12来说明。
实施方式1中，对向VIN端子施加半波整流的直流电压的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置的结构进行了说明，而实施方式2中，对向VIN端子施加全波整流的直流电压的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置的结构进行说明。即，本实施方式中，整流电路902是全波整流电路。
图8是表示本实施方式2的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。与实施方式1的表示组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的图2相比，开关控制电路200及其周边电路不同。以下，省略与实施方式1重复的说明。
实施方式2的开关电源装置中，工业电源1连接有跨线(across-the-line)电容(X电容)24，从其两端经由整流二极管22及23连接开关控制电路200的VIN端子。
此外，开关控制电路200中，作为外部输入端子，还具有LS端子，由结型晶体管101、充电电路210、脉冲宽度控制电路180、驱动电路190、输入电压检测电路250、放电电路260等构成。
LS端子连接有用于将工业电源1与开关控制电路的GND端子之间的电压进行电阻分割的电阻25及26。
充电电路210是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路200以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力的电路。例如，如图9那样，由N型MOSFET211、213、电阻212、116、117、滞回比较器114、基准电压源115、OR电路218构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
输入电压检测电路250基于从LS端子输入的半波整流电压信号，将VLS检测信号VLS＿DET向充电电路210输出。此外，是检测工业电源1被截断这一情况而设为输入截断检测信号AC＿OFF向放电电路260输出的电路。例如，如图10那样，由比较器251、基准电压源252、边缘间隔测定电路253构成。
放电电路260是被输入输入截断检测信号AC＿OFF、用于在工业电源1截断时从输入箝位电压信号线VIN＿CLP流过电流的电路。例如，如图11那样，由电阻261和N型MOSFET262构成。
对于如以上那样构成的、实施方式2的开关电源装置的动作，以与实施方式1不同的点为中心进行说明。
在开关控制电路200的VIN端子上，施加被整流二极管22及23整流得到的全波整流电压，经由结型晶体管101以及充电电路210，向开关控制电路200以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力。
这里，详细说明充电电路210以及输入电压检测电路250的动作。
从工业电源1的交流电压半波整流得到的直流电压，被电阻25及26降压而从LS端子向输入电压检测电路250输入，通过比较器251被与基准电压源252进行比较。比较器251在LS端子电压为第三基准电压VLS＿L(例如1V)以上时将高电平的信号作为VLS检测信号VLS＿DET输出。VLS检测信号VLS＿DET作为充电禁止信号而在非充电期间的设定中使用。
向充电电路210的OR电路218，输入VLS检测信号VLS＿DET和滞回比较器114的比较输出信号VDD＿DET，将逻辑和向N型MOSFET213输出。即，在VDD端子电压为第二基准电压VDD＿H以上、或LS端子电压为第三基准电压VLS＿L以上的非充电期间，N型MOSFET213导通，接着N型MOSFET211截止。
图12是用于说明实施方式2的直流电源电路的动作的时序图。表示充电间隔与交流电压周期相同的情况。
图12中，VDD端子电压下降、比较输出信号VDD＿DET成为低电平的期间成为VLS检测信号VLS＿DET为高电平的非充电期间。该情况下，无法立即开始充电，所以VDD端子电压继续下降。当LS端子电压下降到第三基准电压VLS＿L以下、VLS检测信号VLS＿DET反转为低电平则成为充电期间，充电开始，VDD端子电压上升。这时，与在比较输出信号VDD＿DET成为低电平后立即充电的情况相比，VIN端子电流IIN虽增加一些，但由于VIN端子电压是与第三基准电压VLS＿L对应的充分低的电压(例如20V)，所以电路耗电被削减。
接着，对跨线电容24的放电功能简单说明。
跨线电容24为了噪声去除而连接在工业电源1的线间，为了防止触电，当工业电源1被截断时必须迅速地将残留电荷放电。因此，本实施方式的直流电源电路具备跨线电容24的放电功能。
输入电压检测电路250具备对VLS检测信号VLS＿DET从低电平向高电平切换、或从高电平向低电平切换的边缘的间隔进行测定的边缘间隔测定电路253，当由于工业电源1的截断而边缘的间隔成为工业电源1的周期以上的时间(例如30ms)，则输出高电平的输入截断信号AC＿OFF。
当高电平的输入截断信号AC＿OFF被输入放电电路260，则N型MOSFET262导通，被电阻261限制了的电流从输入箝位电压信号线VIN＿CLP流动。
结果，当工业电源1被截断，则跨线电容24的残留电荷经由整流二极管22或23、结型晶体管101、放电电路260、桥式二极管2放电。
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，即使为了实现跨线电容24的放电功能而对VIN端子施加的电压是全波整流电压，也能够削减向开关控制电路200供给的电力。此外，由于可以向LS端子输入半波整流电压信号，所以与利用VIN端子电压等的全波整流电压信号的情况相比，能够将用于监视工业电源1的电压的电力损耗减半。此外，本实施方式的直流电源电路，可以对应于开关控制电路200的电路电流而仅调整滞回比较器114的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13，能够容易地适用于电路电流不同的各种各样的规格的控制电路等。
此外，即使在由于开关控制电路200的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况下，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VLS检测信号VLS＿DET为低电平，则充电也立即开始。
另外，输入电压检测电路250的比较器251也可以为了防止由LS端子电压的噪声带来的误动作而设置滞回。
另外，也可以不设置LS端子，从VIN端子电压的全波整流电压信号生成通过分频电路等而与工业电源1的周期同步的VLS检测信号VLS＿DET。
(实施方式3)
接着，对于实施方式3的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图13～16进行说明。
实施方式1中，说明了在VIN端子电压上升并超过VDD端子电压的期间充电开始、在VIN端子电压较低的期间充电完成从而电路耗电得以削减的直流电源电路，而在实施方式3中，说明在VIN端子电压下降且变得充分低的期间使充电强制性地开始从而电路耗电得以削减的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置的结构。
图13是表示本实施方式3的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。与表示实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的图2相比，开关控制电路300不同。以下，与实施方式1重复的说明省略。
实施方式3的开关电源装置的开关控制电路300由结型晶体管101、充电电路310、脉冲宽度控制电路180、驱动电路190、输入电压检测电路350等构成。
充电电路310是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路300以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力的电路。例如，如图14所示，由N型MOSFET311、313、电阻312、116、117、滞回比较器314、基准电压源115、边缘检测电路330和定时器电路340构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
输入电压检测电路350基于输入箝位电压信号VIN＿CLP，将VIN端子电压下降信号VIN＿DET向充电电路310输出。例如，如图15所示，由比较器351、基准电压源352和电阻354、355构成。
对于如以上那样构成的、实施方式3的开关电源装置的动作，以与实施方式1不同的点为中心进行说明。
在开关控制电路300的VIN端子上，施加被整流二极管12整流了的半波整流电压，经由结型晶体管101以及充电电路310，向开关控制电路300以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力。
在输入电压检测电路350中，输入箝位电压VIN＿CLP被电阻354及355降压并被输入比较器351，被与基准电压源352进行比较。比较器351在VIN端子电压为第四基准电压VIN＿L(例如，20V)以上时将高电平的信号作为VIN检测信号VIN＿DET输出。VIN检测信号VIN＿DET在用于设定充电期间的滞回控制信号HYS＿CTRL的生成中使用。
当向充电电路310输入VIN检测信号VIN＿DET，则从通过边缘检测电路330和定时器电路340、VIN检测信号VIN＿DET从高电平向低电平切换的边缘起在规定的期间中，滞回控制信号HYS＿CTRL成为高电平。滞回控制信号HYS＿CTRL是用于控制滞回比较器314的滞回宽度的信号，在滞回控制信号HYS＿CTRL为高电平的期间，以使滞回宽度变小的方式将第一基准电压VDD＿L设定得较高(例如，从4.5V变更为4.9V)。即，在该期间，第一基准电压VDD＿L变得比VDD端子电压高，设定充电期间。
这里，由定时器电路340设定的充电期间被设定为，比与VDD端子连接的平滑电容13的充电时间长且VIN端子电压不变得过高(例如，1ms)。
图16是用于说明实施方式3的直流电源电路的动作的时序图。
图16中，当VIN端子电压下降、VIN检测信号VIN＿DET成为低电平，则滞回控制信号HYS＿CTRL成为高电平，第一基准电压VDD＿L变得比VDD端子电压高，因此比较输出信号VDD＿DET成为低电平。于是，N型MOSFET311导通，立即开始向开关控制电路300以及与VDD端子连接的平滑电容13的电力供给。这时，由于VIN端子电压是与第四基准电压VIN＿L对应的较低的电压(例如，20V)，所以电路耗电得以削减。
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，仅根据开关控制电路300的电路电流来调整滞回比较器314的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13，就能够容易地削减向电路电流不同的各种各样的规格的控制电路等供给的电力。
此外，与VDD端子连接的外接的平滑电容13的电容值设定范围大，容易使VDD端子电压稳定。
此外，即使是由于开关控制电路300的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VIN端子电压超过VDD端子电压，也立即开始充电。
另外，在启动时或开关动作变化时等电路电流变化的过渡性区域中，充电期间不由VIN检测信号VIN＿DET设定，耗电的削减效果没有也可以。
(实施方式4)
接着，对于实施方式4的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图17～19进行说明。
实施方式3中，说明了在VIN端子上施加半波整流的直流电压的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置的结构，而在实施方式4中，说明与实施方式2同样地、在VIN端子上施加全波整流的直流电压的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置的结构。
图17是表示本实施方式4的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。与表示实施方式2的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的图8相比，开关控制电路400不同。以下，省略与实施方式2重复的说明。
实施方式4的开关电源装置的开关控制电路400由结型晶体管101、充电电路410、脉冲宽度控制电路180、驱动电路190、输入电压检测电路250、放电电路260等构成。
充电电路410是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路400以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力的电路。例如，如图18那样，由N型MOSFET411、413、电阻412、116、117、滞回比较器414、基准电压源115、边缘检测电路430和定时器电路440构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
对于如以上那样构成的、实施方式4的开关电源装置的动作，以与实施方式2不同的点为中心进行说明。
当从输入电压检测电路250向充电电路410输入VLS检测信号VLS＿DET，则从通过边缘检测电路430和定时器电路440而VLS检测信号VLS＿DET从高电平向低电平切换的边缘开始在一定期间(例如，1ms)中，滞回控制信号HYS＿CTRL成为高电平。滞回控制信号HYS＿CTRL是用于控制滞回比较器414的滞回宽度的信号，在滞回控制信号HYS＿CTRL为高电平的期间，以使滞回宽度变小的方式将第一基准电压VDD＿L设定得较高(例如，从4.5V变更为4.9V)。即，在该期间，第一基准电压VDD＿L变得比VDD端子电压高，设定充电期间。
这里，由定时器电路440设定的充电期间被设定为，比与VDD端子连接的平滑电容13的充电时间长且VIN端子电压不变得过高(例如，1ms)。
图19是用于说明实施方式4的直流电源电路的动作的时序图。
图19中，当VLS端子电压下降、VLS检测信号VLS＿DET成为低电平，则滞回控制信号HYS＿CTRL成为高电平，第一基准电压VDD＿L变得比VDD端子电压高，所以比较输出信号VDD＿DET成为低电平。于是，N型MOSFET411导通，立即开始向开关控制电路400以及与VDD端子连接的平滑电容13的电力供给。这时，由于VIN端子电压是与第三基准电压VLS＿L对应的充分低的电压(例如，20V)，所以电路耗电得以削减。
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，即使为了实现跨线电容24的放电功能而在VIN端子上施加的电压是全波整流电压，也仅通过根据开关控制电路400的电路电流而调整滞回比较器414的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13，从而能够容易地削减向电路电流不同的各种各样的规格的控制电路等供给的电力。
此外，即使是由于开关控制电路400的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VIN端子电压超过VDD端子电压，也立即开始充电。
另外，在启动时或开关动作变化时等电路电流变化的过渡性区域中，充电期间不由VLS检测信号VLS＿DET设定，耗电的削减效果没有也可以。
另外，也可以不设置LS端子，从VIN端子电压的全波整流电压信号生成通过分频电路等而与工业电源1的周期同步的VLS检测信号VLS＿DET。
(实施方式5)
接着，对于实施方式5的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图20～23进行说明。
实施方式1中，说明了开关控制电路的消耗电流不较大变化的开关电源装置，而在实施方式5中，说明具有标准电力模式和低电力模式、通过模式切换而开关控制电路的消耗电流较大变化的开关电源装置的结构。
图20是表示本实施方式5的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。与表示实施方式1的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的图2相比，具有通过来自负载设备19的模式切换信号来切换标准电力模式和低电力模式的功能的开关控制电路500及其周边电路不同。以下，省略与实施方式1重复的说明。
实施方式5的开关电源装置的开关控制电路500，作为外部输入端子，还具有OFF端子，由结型晶体管101、充电电路510、脉冲宽度控制电路580、驱动电路190、低电力模式控制电路570等构成。
OFF端子与连接在VDD端子与GND端子之间的电阻17及18连接，从负载设备19经光耦合器20而被输入模式切换信号。
充电电路510是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路500以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力的电路。例如，如图21那样，由N型MOSFET511、513、电阻512、116、117、滞回比较器514和基准电压源115构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
脉冲宽度控制电路580是基于来自FB端子和IS端子的信号、向驱动电路190输出用于控制开关元件5的信号的电路。在低电力模式时，具有通过停止向开关元件5的信号输出等来削减电路消耗电流的功能。
低电力模式控制电路570基于从OFF端子输入的模式切换信号，将低电力模式检测信号OFF＿DET向充电电路510以及脉冲宽度控制电路580输出。例如，如图22那样，由比较器571和基准电压源572构成。
对于如以上那样构成的、实施方式4的开关电源装置的动作，以与实施方式1不同的点为中心进行说明。
在开关控制电路500的VIN端子上，施加被整流二极管12整流了的半波整流电压，经结型晶体管101以及充电电路510，向开关控制电路500以及与VDD端子连接的平滑电容13供给电力。
低电力模式控制电路570将OFF端子电压通过比较器571而与基准电压源572相比较，OFF端子电压为第五基准电压VOFF＿H(例如，1V)以上则将高电平的信号作为低电力模式检测信号OFF＿DET输出。
在标准电力模式时，负载设备19驱动光耦合器20，由此OFF端子电压成为第五基准电压VOFF＿H以下，所以低电力模式检测信号OFF＿DET为低电平，进行与实施方式1同样的动作。
在低电力模式时，负载设备19进行的光耦合器20的驱动停止，OFF端子电压上升至将VDD端子电压用电阻17及18进行了电阻分割的电压值(例如，3V)。低电力模式检测信号OFF＿DET成为高电平，脉冲宽度控制电路580通过停止向开关元件5的信号输出等而削减开关控制电路500的电路电流IDD(例如，从10μA削减为2μA)。另一方面，充电电路510的滞回比较器514以使滞回宽度变小的方式将第一基准电压VDD＿L设定得较高(例如，从4.5V变更为4.9V)。结果，例如，CVDD＝0.33μF，工业电源1的周期T为20ms的情况下，低电力模式时的无需充电时间TOFF成为16.5ms，满足上述的式(2)。由此，在每次的充电定时，在VIN端子电压上升并超过VDD端子电压的期间充电开始，在VIN端子电压较低的期间充电完成，因此电路耗电得以削减。
图23是用于说明实施方式5的直流电源电路的动作的时序图。示出了即使是标准电力模式和低电力模式的任一个、充电间隔也与交流电压周期相同的情况。
图23中，VDD端子电压下降、比较输出信号VDD＿DET成为低电平的期间成为VIN端子电压为0V的非充电期间。由此，在每次的充电定时，在VIN端子电压上升并超过VDD端子电压的期间充电开始，在VIN端子电压较低的期间充电完成，因此电路耗电得以削减。
通过来自负载设备19的模式切换信号，当OFF端子电压变得比第五基准电压VOFF＿H高，则开关控制电路500的电路电流IDD被削减，并且滞回比较器514的滞回宽度被设定得较小。
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，不需要监视VIN端子电压，就能够削减向开关控制电路500供给的电力。此外，仅根据开关控制电路500的电路电流而调整滞回比较器514的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13即可，进而，还能够应对由模式切换带来的电路电流的变化，因此能够容易地适用于各种各样的规格的控制电路等。
此外，即使是由于开关控制电路500的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VIN端子电压超过VDD端子电压，充电也立即开始。进而，能够针对各个模式，对VDD端子电压的异常下降设定裕度(margin)。
另外，本实施方式中，说明了在标准电力模式时和低电力模式时、在VIN端子电压为0V的非充电期间、比较输出信号VDD＿DET都成为低电平的情况，但在标准电力模式时，与低电力模式时相比，充电周期可以长也可以短，在VIN端子电压为0V的非充电期间，没有比较输出信号VDD＿DET成为低电平的定时、没有耗电的削减效果也可以。
另外，低电力模式控制电路570的比较器571也可以为了防止由OFF端子电压的噪声引起的误动作而设置滞回。
(实施方式6)
接着，对于实施方式6的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图24～26进行说明。
实施方式5中，说明了电源电压端子仅为VDD端子的开关电源装置，而在实施方式6中，说明如下开关电源装置的结构，即：具有第一电源电压端子(VDD端子)和第二电源电压端子(VCC端子)，具备使用2个电源电压端子的标准电力模式和仅使用第一电源电压端子的低电力模式的模式切换功能。
图24是表示本实施方式6的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。与表示实施方式5的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的图20相比，具有通过来自负载设备19的模式切换信号来切换标准电力模式和低电力模式的功能的开关控制电路600及其周边电路不同。以下，省略与实施方式5重复的说明。
实施方式6的开关电源装置的开关控制电路600，作为外部输入输出端子，还具有VCC端子，由结型晶体管101、充电电路610、脉冲宽度控制电路680、驱动电路690、低电力模式控制电路570等构成。
VCC端子是开关控制电路600的第二电源电压端子，连接平滑电容21，是用于VCC端子电压不会降低至动作停止电压地实现向脉冲宽度控制电路680以及驱动电路690的稳定的电力供给的端子。
充电电路610是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路600、与VDD端子连接的平滑电容13、以及与VCC端子连接的平滑电容21供给电力的电路。例如，如图25那样，由N型MOSFET111、113、611、613、电阻112、116、117、612、616、617、滞回比较器114、基准电压源115、615、比较器614和OR电路618构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
脉冲宽度控制电路680是基于来自FB端子和IS端子的信号、向驱动电路690输出用于控制开关元件5的信号的电路。脉冲宽度控制电路680和驱动电路690被从VCC端子供给电力。
低电力模式控制电路570是基于从OFF端子输入的模式切换信号、将低电力模式检测信号OFF＿DET向充电电路610输出的电路，被从VDD端子供给电力。
对于如以上那样构成的、实施方式6的开关电源装置的动作，以与实施方式5不同的点为中心进行说明。
在开关控制电路600的VIN端子上，施加由整流二极管12整流了的半波整流电压，经结型晶体管101以及充电电路610，向开关控制电路600、与VDD端子连接的平滑电容13、以及与VCC端子连接的平滑电容21供给电力。
VCC端子电压被电阻616、617进行电阻分割，并被输入比较器614，被与基准电压源615进行比较。在标准电力模式时，低电力模式检测信号OFF＿DET为低电平，N型MOSFET611及613进行导通/截止动作，以将VCC端子电压维持在第六基准电压VCC＿H(例如，15V)。
低电力模式时，向OR电路618输入高电平的低电力模式检测信号OFF＿DET，N型MOSFET611强制性地截止。由于不进行向VCC端子的电力供给，所以VCC端子电压持续下降至动作停止电压(例如，10V)以下，脉冲宽度控制电路680使开关元件5的开关动作停止。一般而言，脉冲宽度控制电路680及驱动电路690在开关控制电路600之中也是电路电流大的电路，所以低电力模式时电路电流被大幅削减。
图26是用于说明实施方式6的直流电源电路的动作的时序图。关于VDD端子电压，示出了充电间隔与交流电压周期相同的情况。
图26中，VDD端子电压下降、比较输出信号VDD＿DET成为低电平的期间成为VIN端子电压为0V的非充电期间。由此，在每次的充电定时，在VIN端子电压上升并超过VDD端子电压的期间充电开始，在VIN端子电压较低的期间充电完成，所以电路耗电得以削减。
通过来自负载设备19的模式切换信号，当OFF端子电压变得比第五基准电压VOFF＿H高，则成为低电力模式，VCC端子电压下降。
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，不需要监视VIN端子电压，就能够削减向开关控制电路600供给的电力。此外，仅根据开关控制电路600的经由VDD端子消耗的电路电流而调整滞回比较器114的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13即可，还能够容易地应对由模式切换带来的电路电流的变化，所以能够容易地适用于各种各样的规格的控制电路等。
此外，即使是由于开关控制电路600的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VIN端子电压超过VDD端子电压，充电也立即开始。
另外，本实施方式中，说明了在标准电力模式时和低电力模式时、在VIN端子电压为0V的非充电期间、比较输出信号VDD＿DET都成为低电平的情况，但在标准电力模式时，与低电力模式时相比，充电周期可以长也可以短，在VIN端子电压为0V的非充电期间，没有比较输出信号VDD＿DET成为低电平的定时，没有耗电的削减效果也可以。
另外，充电电路610的比较器614也可以为了稳定地控制向与VCC端子连接的平滑电容21的充电而设置滞回。
(实施方式7)
接着，对于实施方式7的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，参照图27、28进行说明。
实施方式4中，说明了电源电压端子仅为VDD端子的开关电源装置，而在实施方式7中，对如下开关电源装置的结构进行说明，即：具有第一电源电压端子(VDD端子)和第二电源电压端子(VCC端子)，具备使用2个电源电压端子的标准电力模式和仅使用第一电源电压端子的低电力模式的模式切换功能。
图27是表示本实施方式7的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构的电路图。与表示实施方式4的组装有直流电源电路的开关电源装置的一结构例的图17相比，具有通过来自负载设备19的模式切换信号来切换标准电力模式和低电力模式的功能的开关控制电路700及其周边电路不同。以下，省略与实施方式4重复的说明。
图27中，变压器4具有初级绕组4a和次级绕组4b、以及辅助绕组4c，辅助绕组4c与次级绕组4b的极性相同。
辅助绕组4c连接有整流二极管27和平滑电容21，向开关控制电路700供给电力。
开关电源装置的开关控制电路700，作为外部输入输出端子，还具有VCC端子，由结型晶体管101、充电电路710、脉冲宽度控制电路780、驱动电路690、输入电压检测电路250、放电电路260、低电力模式控制电路570等构成。
VCC端子是开关控制电路700的第二电源电压端子，连接平滑电容21，是用于VCC端子电压不会下降至动作停止电压地实现向脉冲宽度控制电路780以及驱动电路690的稳定的电力供给的端子。在开关元件5进行开关动作的标准电力模式时，从变压器4的辅助绕组4c供给电力。
充电电路710是被输入输入箝位电压信号VIN＿CLP、用于向开关控制电路700、与VDD端子连接的平滑电容13、以及与VCC端子连接的平滑电容21供给电力的电路。例如，如图28那样，由N型MOSFET411、413、711、713、电阻412、116、117、712、716、717、滞回比较器414、基准电压源115、715、边缘检测电路430、定时器电路440、比较器714和OR电路718构成，具有与图1的充电开关911和充电开关控制电路912相当的功能。
脉冲宽度控制电路780是基于来自FB端子和IS端子的信号、向驱动电路690输出用于控制开关元件5的信号的电路。脉冲宽度控制电路780和驱动电路690被从VCC端子供给电力。
低电力模式控制电路570是基于从OFF端子输入的模式切换信号、将低电力模式检测信号OFF＿DET向充电电路710输出的电路，被从VDD端子供给电力。
对于如以上那样构成的、实施方式7的开关电源装置的动作，以与实施方式4不同的点为中心进行说明。
开关控制电路700的VIN端子被施加由整流二极管22及23整流了的全波整流电压，经结型晶体管101以及充电电路710，向开关控制电路700、与VDD端子连接的平滑电容13、以及与VCC端子连接的平滑电容21供给电力。
VCC端子电压被电阻716、717进行电阻分割，并被输入比较器714，被与基准电压源715进行比较。在标准电力模式时，低电力模式检测信号OFF＿DET为低电平，N型MOSFET711以及713进行导通/截止动作，以将VCC端子电压维持在第六基准电压VCC＿H(例如，20V)以上。但是，除了刚刚启动后等，在开关元件5进行开关动作的标准电力模式时，从变压器4的辅助绕组4c供给电力。在辅助绕组4c中呈现的回扫电压进行整流平滑，从而能够将较低且稳定的电压(例如，20V)向VCC端子供给，所以N型MOSFET711继续截止，从VIN端子不向VCC供给电力。
在低电力模式时，脉冲宽度控制电路780被输入高电平的低电力模式检测信号OFF＿DET，使开关元件5的开关动作停止。由于通过开关动作停止，来自变压器4的辅助绕组4c的电力供给也停止，所以VCC电压下降。此外，向充电电路710的OR电路718也输入高电平的低电力模式检测信号OFF＿DET，N型MOSFET711强制性截止。结果，不进行向VCC端子的电力供给，从而VCC端子电压持续下降。一般而言，脉冲宽度控制电路780及驱动电路690在开关控制电路700之中也为电路电流大的电路，所以在低电力模式时电路电流大幅削减。
通过以上，本实施方式的直流电源电路以及组装有该直流电源电路的开关电源装置，即使为了实现跨线电容24的放电功能而在VIN端子上施加的电压为全波整流电压，也能够削减向开关控制电路700供给的电力。此外，仅根据开关控制电路700的经由VDD端子消耗的电路电流而调整滞回比较器414的滞回宽度、与VDD端子连接的外接的平滑电容13即可，还能够容易地应对由模式切换带来的电路电流的变化，所以能够容易地适用于各种各样的规格的控制电路等。
此外，即使是由于开关控制电路700的消耗电流增加等而VDD端子电压异常下降的情况，如果比较输出信号VDD＿DET成为低电平、VIN端子电压超过VDD端子电压，充电也立即开始。
此外，在标准电力模式时，从变压器4的辅助绕组4c供给稳定的电力，能够削减电力损耗。
另外，也可以在VCC端子与VDD端子之间追加降压调节器，在标准电力模式时从VCC端子向VDD端子供给电力。
另外，在上述各实施方式以及变形例中，所谓直流电压(VIN端子电压)的0V，由于实际上交流电压、VDD端子电压也依存于全波、半波，所以具有一定程度的宽度，而不是指严格的值0V。具体而言，也有包括0V至5V程度的范围的情况。此外，上述所示的电压、期间等的值均可以包含一定程度的误差。此外，它们是例示的值，所以不限于记载的数值而能够适当设定。
以上，作为本申请中公开的技术的例示，说明了实施方式1～7以及各变形例。但是，本申请的技术不限于这些，适当进行了变更、置换、附加、省略等的实施方式也能够适用。此外，只要不脱离本申请的技术主旨，实施了本领域技术人员想到的各种变形、将多个实施方式中的构成要素组合而构筑的形态也包含在本申请的技术范围内。
如以上那样，作为本申请的技术的例示，说明了实施方式以及变形例。为此，提供了附图以及详细的说明。
因而，在附图以及详细的说明所记载的构成要素中，不仅包含用于解决课题所必须的构成要素，为了例示上述技术，还可以包含不是为了解决课题所必须的构成要素。因此，不应因为这些不是必须的构成要素被记载在附图或详细的说明中而直接认定这些不是必须的构成要素是必须的。
工业实用性
本申请的直流电源电路尤其能够容易地削减待命时的开关电源装置的耗电，特别是，对各种电子设备中内置的AC－DC变换器、DC－DC变换器、外接的AC适配器等的开关电源装置等而言是有用的。
符号说明
1，901工业电源
2桥式二极管
3，8，13，21，913平滑电容
4变压器
4a初级绕组
4b次级绕组
4c辅助绕组
5，15开关元件
6，16，17，18，25，26，112，116，117，212，261，312，354，355，412，512，612，616，617，712，716，717电阻
7，12，22，23，27，37整流二极管
9，19负载设备
10输出电压检测电路
11，20光耦合器
14扼流线圈
24跨线电容(X电容)
100，200，300，400，500，600，700开关控制电路
101结型晶体管(JFET)
110，210，310，410，510，610，710充电电路
111，113，211，213，262，311，313，411，413，511，513，611，613，711，713N型MOSFET
114，314，414，514滞回比较器
115，252，352，572，615，715基准电压源
180，580，680，780脉冲宽度控制电路
190，690驱动电路
218，618，718OR电路
250，350输入电压检测电路
251，351，571，614，714比较器
253边缘间隔测定电路
260放电电路
330，430边缘检测电路
340，440定时器电路
570低电力模式控制电路
900开关电源装置控制电路
902整流电路
911充电开关
912充电开关控制电路

Claims (8)

1.一种直流电源电路，其特征在于，
具备：
交流电源；
整流电路，将上述交流电源的交流信号整流，生成直流电压；
第一充电开关，该第一充电开关的第一输入端子与上述整流电路连接，按照向该第一充电开关的第一控制端子输入的第一输入值，向该第一充电开关的第一输出端子输出第一输出电压；
第一电容以及第一控制电路，与上述第一输出端子连接；以及
第一充电开关控制电路，与上述第一控制端子连接；
上述第一充电开关控制电路，当上述第一输出电压为第一基准电压值以下时，生成将上述第一充电开关接通的开关接通信号，当上述第一输出电压为比上述第一基准电压值高的第二基准电压值以上时，生成将上述第一充电开关断开的开关断开信号；
包含上述整流电路和上述第一充电开关控制电路的至少一方的充电期间设定电路，同步于上述交流信号，设定经由上述第一充电开关向上述第一电容流过充电电流的充电期间、和不流过该充电电流的非充电期间；
在上述充电期间中生成了上述开关接通信号的情况下，当上述直流电压为上述第一输出电压以上则在上述第一充电开关中流过上述充电电流，在上述非充电期间中生成了上述开关接通信号的情况下，即使上述直流电压为上述第一输出电压以上，在上述第一充电开关中也不流过上述充电电流，当进入后续的上述充电期间并且上述直流电压为上述第一输出电压以上则在上述第一充电开关中流过上述充电电流。
2.如权利要求1记载的直流电源电路，其特征在于，
上述充电期间设定电路具备由半波整流电路构成的上述整流电路；
上述充电期间设定电路将上述交流信号的正值的期间和负值的期间的一方设定为上述充电期间，将另一方设定为上述非充电期间。
3.如权利要求1记载的直流电源电路，其特征在于，
上述充电期间设定电路具备：
上述整流电路，由全波整流电路构成；以及
充电禁止信号生成电路，与上述交流电源连接，生成在上述交流信号为正值的期间或负值的期间有效化、进行控制以使得不生成上述开关接通信号的充电禁止信号；
当上述充电禁止信号为有效状态之时，上述充电期间设定电路设定为上述非充电期间；
当上述充电禁止信号为非有效状态之时，上述充电期间设定电路设定为上述充电期间。
4.如权利要求3记载的直流电源电路，其特征在于，
从将上述交流信号进行半波整流而得到的信号生成上述充电禁止信号。
5.如权利要求1记载的直流电源电路，其特征在于，
上述充电期间设定电路具备：
上述整流电路，由半波整流电路或全波整流电路构成；
上述第一充电开关控制电路；以及
滞回控制信号生成电路，与上述交流电源连接，当上述直流电压为上述交流信号的电压的绝对值的平均值以下的规定电压值以下时，生成在比上述交流电源的周期短的规定期间有效化的滞回控制信号；
上述充电期间设定电路将上述滞回控制信号为有效状态之时设定为上述充电期间，上述第一基准电压值向上述第二基准电压值以下的第三基准电压值切换；
上述充电期间设定电路将上述滞回控制信号为非有效状态之时设定为上述非充电期间，上述第一输出电压不成为上述第一基准电压值以下。
6.如权利要求5记载的直流电源电路，其特征在于，
从将上述交流信号进行半波整流得到的信号生成上述滞回控制信号。
7.如权利要求1～6中任一项记载的直流电源电路，其特征在于，
上述第一控制电路具有基于模式切换信号进行切换的标准电力模式和低电力模式的动作模式；
在上述模式切换信号对应于上述低电力模式的期间，上述第一基准电压值向上述第二基准电压值以下的第四基准电压值切换。
8.如权利要求1～6中任一项记载的直流电源电路，其特征在于，
该直流电源电路还具备：
第二充电开关，该第二充电开关的第二输入端子与整流电路连接，按照向该第二充电开关的第二控制端子输入的第二输入值，向该第二充电开关的第二输出端子输出第二输出电压；
第二电容以及第二控制电路，与上述第二输出端子连接；以及
第二充电开关控制电路，与上述第二控制端子连接；
上述第二控制电路具有基于模式切换信号进行切换的标准电力模式和低电力模式的动作模式；
上述第二控制电路，在上述模式切换信号对应于上述低电力模式的期间，进行控制以使上述第二充电开关不接通。
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