CN111726006B - 电源控制装置、开关电源以及电子设备 - Google Patents

Abstract

电源控制装置、开关电源以及电子设备。电源控制装置包括充电电路、检测电路和充电控制电路。充电电路基于全波整流电压对与电源电压节点连接的电容器进行充电。充电控制电路在检测电路检测到电源电压低于第一阈值电压时，使充电电路的充电模式有效。充电控制电路在检测电路检测到电源电压达到第二阈值电压时，使充电模式无效。充电控制电路根据第一充电模式期间的长度来设定第二充电模式期间中的充电电路的充电能力。

Description

电源控制装置、开关电源以及电子设备

技术领域

本发明涉及电源控制装置、开关电源以及电子设备等。

背景技术

以往，已知如下的开关电源：通过开关元件将对交流电源的交流电压进行整流得到的直流电压进行接通断开，并供给到变压器的初级绕组，对在该变压器的次级绕组中感应出的电压进行整流以及平滑化，由此生成输出电压。在此，关于开关元件的接通断开，一般是通过集成于半导体的电源控制装置来进行控制的结构。

在这种电源控制装置的电源中，使用通过开关元件的接通断开而在上述变压器的辅助绕组中感应出的电压。具体地说，在电源控制装置的电源中，使用对在辅助绕组中感应出的电压进行整流后充入到电容器的电压。例如在被供给输出电压的电子设备的电源开关断开的情况等下，为了低耗电化，电源控制装置使输出电压下降。这样一来，在变压器的辅助绕组中感应出的电压也下降，因此，由于电源控制装置消耗电力而导致电容器的充电电压不足。

在专利文献1中公开了如下技术：在电容器的充电电压不足的情况下，使在电源控制装置的内部设置的起动电路接通，使上述交流电源的交流电压的全波整流电压充入到电容器。在该技术中，若在全波整流电压高的状态下使起动电路接通，则损耗变大，因此在被输入全波整流电压的节点的电压小于阈值时使起动电路接通。

专利文献1：日本特开2011-244602号公报

在当被输入全波整流电压的节点的电压小于阈值时使起动电路接通的电源控制装置中，当阈值过低时，对电容器进行充电的能力不足，当阈值过高时，电源控制装置内的充电路径中的电力损耗变大。兼顾这两者的适当的阈值根据交流电压的振幅或频率而改变，在专利文献1中没有公开设定适当的阈值的方法。

发明内容

本公开的一个方式涉及一种电源控制装置，其包括：充电电路，其基于输入到第一节点的全波整流电压，对与电源电压节点连接的电容器进行充电；检测电路，其检测所述电源电压节点的电压即电源电压是否低于第一阈值电压以及检测所述电源电压是否达到第二阈值电压，所述第二阈值电压比所述第一阈值电压高；充电控制电路，其基于来自所述检测电路的检测结果，对所述充电电路进行充电控制，当所述检测电路检测到所述电源电压低于所述第一阈值电压时，所述充电控制电路使所述充电电路的充电模式有效(enable)，当所述检测电路检测到所述电源电压达到所述第二阈值电压时，所述充电控制电路使所述充电模式无效(disable)，所述充电控制电路根据所述充电模式为有效的第一充电模式期间的长度，来设定所述充电模式下次变为有效的第二充电模式期间中的所述充电电路的充电能力。

附图说明

图1是开关电源的结构例。

图2是电源控制装置的基本结构例。

图3是第一实施方式中的电源控制装置的结构例。

图4是说明第一实施方式中的电源控制装置的动作的波形图。

图5是说明第一实施方式中的电源控制装置的动作的流程图。

图6是说明电源控制装置的起动时的动作的波形图。

图7是第二实施方式中的电源控制装置的结构例。

图8是第二实施方式中的充电电路的详细的结构例。

图9是说明第二实施方式中的电源控制装置的动作的波形图。

图10是表示第三实施方式所涉及的电源控制装置的图。

图11是表示电源控制装置中的降压电路等的图。

图12是表示输入到电源控制装置的全波整流电压的电压波形的图。

图13是表示针对全波整流电压和电源电压的充电动作的图。

图14是表示全波整流电压的电压波形的图。

图15是表示针对全波整流电压的充电动作的图。

图16是表示针对全波整流电压以及电源电压的充电动作以及放电动作的图。

图17是表示针对全波整流电压以及电源电压的充电动作以及放电动作的图。

图18是表示第四实施方式所涉及的电源控制装置的图。

图19是表示针对全波整流电压以及电源电压的充电动作以及放电动作的图。

图20是表示第五实施方式所涉及的电源控制装置的图。

图21是表示第六实施方式所涉及的电源控制装置的图。

图22是表示针对全波整流电压以及电源电压的充电动作以及放电动作的图。

图23是表示比较例所涉及的电源控制装置的图。

图24是电子设备的结构例。

图25是第一实施方式中的充电电路的详细的结构例。

标号说明

1：开关电源；10：交流电源；22：电阻；40：变压器；50：误差放大器；100：电源控制装置；102：比较器；104：施密特触发电路；106：比较器；110：控制电路；120：降压电路；122：晶体管；130、131：充电电路；132：电阻；134：晶体管；140：放电电路；142：电阻；144：晶体管；150：峰值检测电路；152：切换电路；160：检测电路；161：整流电压分压电路；162：峰值保持电路；163：基准电压生成电路；164：生成电路；165：电源电压分压电路；166：计数器；168：阈值决定电路；169：电流值决定电路；170：选择电路；171：电源电路；172：电流源电路；173：电压源电路；180：PWM控制电路；181：比较器；182：振荡电路；183：脉冲生成电路；184：RS锁存电路；185：驱动电路；190：充电控制电路；300：处理装置；310：操作部；320：存储部；330：通信部；400：电子设备；C12：电容器；CNT：计数值；D：辅助绕组；IP：充电电流；NVH：节点；NVcc：节点；P：初级绕组；Q11：晶体管；S：次级绕组；SETac：设定值；SETcur：设定值；St：信号；TCM1：第一充电模式期间；TCM2：第二充电模式期间；VH：全波整流电压；Vcc：电源电压；Vdet_U：阈值电压；Vdet_L：阈值电压；Vdetvh：检测信号；Vmin_Lmt：阈值电压；Vpeak：保持电压；Vrefa、Vrefb、Vrefc、Vrefi：基准电压；Vth_ac：阈值电压；Vuvlooff：低电压检测电压；Vdetvcc：充电模式设定信号。

具体实施方式

以下，详细地说明本公开的优选的实施方式。此外以下所说明的本实施方式不对权利要求书所记载的内容进行不恰当的限定，在本实施方式中说明的结构并非全部为必要技术特征。

1.开关电源

图1是包括电源控制装置100的开关电源1的结构例。开关电源1包括交流电源10、变压器40、误差放大器50、电源控制装置100、二极管桥Db、晶体管Q11、电容器C11、C12、C13、C14、二极管d11、d12、d13、d14以及电阻。

开关电源1是所谓的反激方式的ACDC转换器。具体地说，开关电源1通过晶体管Q11的导通向变压器40的初级绕组P流通电流来蓄积能量。开关电源1通过晶体管Q11的截止将蓄积在初级绕组P中的能量从变压器40的次级绕组S经由二极管d14输出。开关电源1通过电容器C14使从二极管d14输出的电压平滑化，由此生成直流(DC)的电压Vout。

二极管桥Db是第一整流电路的一例。交流电源10的交流电压是开关电源1的交流(AC)输入电压。二极管桥Db对交流电源10的交流电压进行整流。二极管桥Db中的正侧端子与变压器40中的初级绕组P的一端和电容器C11的一端连接，二极管桥Db中的负侧端子和电容器C11的另一端在节点Gnd接地。节点Gnd是被输入接地电压的接地节点，与电源控制装置100的接地端子TGnd连接。

变压器40除了具有初级绕组P以外，还具有次级绕组S和辅助绕组D。初级绕组P的另一端与晶体管Q11的漏极节点连接。晶体管Q11是开关元件的一例。晶体管Q11例如是N沟道型的MOSFET，其源极节点与电阻R12的一端连接。电阻R12的另一端在节点Gnd接地。因此，初级绕组P和晶体管Q11串联地设置于二极管桥Db中的正侧端子与负侧端子之间。

缓冲电路Snb设置于变压器40中的初级绕组P的一端与另一端之间。通过晶体管Q11导通截止而在初级绕组P中产生过渡性电压，缓冲电路Snb吸收该过渡性电压。

次级绕组S的一端与二极管d14的正极连接。电容器C14连接在二极管d14的负极与次级绕组S的另一端之间。由电容器C14平滑化后的电压作为Vout被输出。二极管d14和电容器C14作为对在次级绕组S中感应出的电压进行整流和平滑化的第一输出电路的一例发挥功能。Vout是开关电源1的DC输出电压。

发光二极管Pct和光电晶体管Pcr构成光电耦合器。发光二极管Pct的正极与二极管d14的负极连接，发光二极管Pct的负极与误差放大器50连接。误差放大器50使与电压Vout和误差放大器用基准电压的偏差相应的电流流向发光二极管Pct。

在变压器40中的辅助绕组D的一端连接有二极管d13的正极，二极管d13的负极与电源控制装置100的电源端子TVcc和电容器C12的一端连接。电源端子TVcc的电压被设为电源电压Vcc。此外，辅助绕组D的另一端和电容器C12的另一端在节点Gnd接地。

在变压器40的辅助绕组D中感应出的电压被二极管d13进行整流，并被电容器C12平滑化以及充入到电容器C12，作为电源控制装置100的电源电压Vcc供给到电源端子TVcc。因此，二极管d13和电容器C12作为对在辅助绕组D中感应出的电压进行整流和平滑化的第二输出电路的一例发挥功能。

光电晶体管Pcr的发射极在节点Gnd接地，集电极与电源控制装置100中的端子TFb连接。电容器C13与光电晶体管Pcr并联连接。在光电晶体管Pcr中流通与从发光二极管Pct接收到的光量相应的集电极电流。即，电压Vout越高则发光二极管Pct的发光量越多，因此光电晶体管Pcr的集电极电流越增加。

电源控制装置100例如集成于半导体，端子TFb从其内部电源电压起通过电阻被上拉。通过向该端子TFb流通光电晶体管Pcr的集电极电流，生成端子TFb的电压Fb。该电压Fb根据光电晶体管Pcr的集电极电流而发生变化。即，电压Fb是与电压Vout的偏差相应的电压。如后所述，电源控制装置100检测电压Fb，向使电压Fb所示的偏差为零的方向控制晶体管Q11的导通截止。具体地说，电阻R12的一端的电压CS被输入到电源控制装置100的端子TCS。电源控制装置100基于电压Fb和电压CS，通过进行使电压Vout的偏差为零那样的PWM控制来生成驱动信号DRV，将该驱动信号DRV供给到晶体管Q11的栅极节点。

此外，在图1中，晶体管Q11是与电源控制装置100分体的，但也可以是集成于电源控制装置100的结构。

二极管d11和d12对交流电源10的交流电压进行全波整流。其全波整流电压VH被输入到电源控制装置100的端子TVH。二极管d11和d12是第二整流电路的一例。

在刚连接交流电源10后的情况或刚接通电源后的情况下，未向电容器C12充入足够的电压。另外，在由于某些理由而晶体管Q11不进行导通截止的情况下，不在辅助绕组D中感应出电压，因此向电容器C12充入的电压减少，充电电压不足够。为了应对这种情况，电源控制装置100进行使用施加到端子TVH的全波整流电压VH对电容器C12进行充电的控制。

2.基本结构例和第一实施方式

图2是电源控制装置100的基本结构例。电源控制装置100包括降压电路120、充电电路130、充电控制电路190、检测电路160、电源电路171、电流源电路172、电压源电路173、PWM控制电路180、驱动电路185、电源端子TVcc以及端子TVH、TGnd、TFb、TCS、TDRV。电源控制装置100是被称为IC(Integrated Circuit：集成电路)的集成电路装置。例如电源控制装置100是通过半导体工艺制造的IC，是在半导体基板上形成有电路元件的半导体芯片。

如在图1中说明的那样，向端子TVH输入全波整流电压VH。由此，向与端子TVH连接的节点NVH输入全波整流电压VH。节点NVH是第一节点。降压电路120对全波整流电压VH进行降压，将该降压后的电压VP输出到节点NVP。如后所述，降压电路120利用场效应晶体管的夹断来对全波整流电压VH进行降压。

充电电路130基于电压VP对与电源端子TVcc连接的电容器C12进行充电。充电电路130包括设置在节点NVP与节点NVcc之间的晶体管。节点NVcc是电源电压节点，是与电源端子TVcc连接的节点。另外，也将节点NVcc称作第二节点。在晶体管导通时，经由晶体管向节点NVcc输出充电电流IP。充电电路130在开关电源1起动时和起动后电源电压Vcc下降时，对电容器C12进行充电。由于也在起动时使用，因此充电电路130也被称作起动电路或启动(startup)电路。

图25中示出充电电路130的详细结构例。充电电路130包括电阻RI、晶体管TRI、放大器电路AMP、误差放大器电路ERA以及基准电压生成电路VRIC。

电阻RI的一端与节点NVP连接，电阻RI的另一端与晶体管TRI的源极和漏极中的一方连接。晶体管TRI的源极和漏极中的另一方与节点NVcc连接。

放大器电路AMP对电阻RI的两端的电位差进行放大，将其结果作为电压AMPQ输出。基准电压生成电路VRIC生成低电压的基准电压Vrefic。误差放大器电路ERA对电压AMPQ与基准电压Vrefic的差进行放大，将其结果作为电压ERAQ输入到晶体管TRI的栅极。晶体管TRI将与电压ERAQ相应的充电电流IP输出到节点NVcc。

与充电电流IP相同的电流流过电阻RI，因此电压AMPQ是与充电电流IP相应的电压。在电压AMPQ比基准电压Vrefic低时，电压ERAQ增加，因此充电电流IP增加，电压AMPQ上升。在电压AMPQ比基准电压Vrefic高时，电压ERAQ下降，因此充电电流IP下降，电压AMPQ下降。通过这样的反馈，充电电流IP以使电压AMPQ与基准电压Vrefic相同的方式被设定。

从充电控制电路190向误差放大器电路ERA输入信号St。在信号St非激活时，误差放大器电路ERA变为无效，将使晶体管TRI截止的电压输出到晶体管TRI的栅极。此时晶体管TRI截止，因此充电电流IP变为零。在信号St激活时，误差放大器电路ERA变为有效，将对电压AMPQ与基准电压Vrefic的差放大后的电压ERAQ输出到晶体管TRI的栅极。此时，晶体管TRI输出与电压ERAQ相应的充电电流IP。

此外，充电电路130基于信号St使充电电流IP接通断开的方法不限定于上述记载。例如，也可以是，与晶体管TRI串联地设置接通断开用晶体管，向该接通断开用晶体管的栅极输入信号St。误差放大器电路ERA与信号St的逻辑电平无关地将对电压AMPQ与基准电压Vrefic的差放大后的电压ERAQ输出到晶体管TRI的栅极。在信号St非激活时接通断开用晶体管截止，充电电流IP为零。在信号St激活时接通断开用晶体管导通，与电压ERAQ相应的充电电流IP被输出到节点NVcc。

如图2所示，检测电路160检测节点NVcc的电压即电源电压Vcc，将其检测结果作为充电模式设定信号Vdetvcc进行输出。充电控制电路190基于充电模式设定信号Vdetvcc，对充电电路130进行充电控制。充电控制电路190通过向充电电路130输出信号St，来控制充电电路130的晶体管的导通截止。在后面叙述检测电路160和充电控制电路190的详情。

PWM控制电路180基于输入到端子TFb的电压Fb和输入到端子TCS的电压CS，来生成PWM信号。驱动电路185通过对PWM信号进行缓冲来输出驱动信号DRV。驱动信号DRV从端子TDRV被输入到图1的晶体管Q11的栅极。

具体地说，PWM控制电路180包括比较器181、振荡电路182、脉冲生成电路183以及RS锁存电路184。振荡电路182生成PWM控制用的时钟信号。脉冲生成电路183在时钟信号的边沿生成脉冲信号，将该脉冲信号输入到RS锁存电路184的置位端子。RS锁存电路184在脉冲信号的边沿将PWM信号从低电平变为高电平。由此，晶体管Q11导通。

在图1的开关电源1中，当晶体管Q11导通时，经由变压器40的初级绕组P和晶体管Q11向电阻R12流通电流。该电流随着时间的经过而增加。比较器181的输出信号被输入到RS锁存电路184的复位端子。当电压CS超过电压Fb时，比较器181的输出信号从低电平变为高电平，RS锁存电路184在其边沿将PWM信号从高电平变为低电平。由此，晶体管Q11截止。

电压Vout越高则电压Fb越低，因此PWM信号变为低电平的时刻越早，PWM信号的占空比变小。相反地，电压Vout越低则电压Fb越高，因此PWM信号变为低电平的时刻越晚，PWM信号的占空比变大。由此，以使电压Vout固定的方式进行反馈。

电源电路171通过对电源电压Vcc进行降压来生成内部电源电压VDD。内部电源电压VDD被供给到充电控制电路190、检测电路160和PWM控制电路180，这些电路以内部电源电压VDD为电源进行动作。电流源电路172基于电源电压Vcc来生成基准电流Iref。基准电流Iref被用作电源控制装置100内的各电路中的基准电流。电压源电路173基于电源电压Vcc来生成基准电压Vref。基准电压Vref被用作电源控制装置100内的各电路中的基准电压。基准电压Vref例如是后述的基准电压Vrefa、Vrefb。向驱动电路185供给电源电压Vcc，驱动电路185以电源电压Vcc为电源进行动作。

如在图1中说明的那样，对在变压器40的辅助绕组D中感应出的电压进行整流，通过该整流后的电压对电容器C12进行充电，充入到该电容器C12的电压作为电源电压Vcc被输入到电源端子TVcc。在辅助绕组D中感应的电压由变压器40的匝数比来决定。因此，当基于在次级绕组S中感应出的电压而生成的电压Vout下降时，电源电压Vcc也同样下降。例如，在使用电压Vout的电子设备的电源开关断开的情况等下，为了低耗电化而开关电源1使电压Vout下降。这样一来，在变压器40的辅助绕组D中感应出的电压也下降，因此充入到电容器C12的电压也下降。如所述的那样，电源电压Vcc经由电源电路171等在电源控制装置100内被使用，若充入到电容器C12的电压下降，则电源电压Vcc下降，因此电源控制装置100变得无法进行动作。因此，充电电路130使用对全波整流电压VH进行降压得到的电压VP来对电容器C12进行充电。由此，电源电压Vcc被维持为使电源控制装置100能够进行动作的电压。

以下，说明基于全波整流电压VH对电容器C12进行充电的控制。以下，仅图示与上述控制有关的电路。即，省略PWM控制电路180、驱动电路185、电源电路171、电流源电路172和电压源电路173的图示。

图3是第一实施方式中的电源控制装置100的结构例。电源控制装置100包括降压电路120、充电电路130、充电控制电路190、检测电路160、端子TVH以及电源端子TVcc。

检测电路160检测电源电压Vcc是否低于第一阈值电压以及检测电源电压Vcc是否达到第二阈值电压。第二阈值电压比第一阈值电压高。以下，将第一阈值电压设为Vdet_L，简称为阈值电压Vdet_L。另外，将第二阈值电压设为Vdet_U，简称为阈值电压Vdet_U。此外，也将Vdet_L称为第二电压，将Vdet_U称为第三电压。检测电路160包括电源电压分压电路165和施密特触发电路104。

电源电压分压电路165输出对电源电压Vcc进行分压得到的分压电源电压Vccdiv。具体地说，电源电压分压电路165包括串联连接在节点NVcc与节点Gnd之间的电阻R31和电阻R32。从电阻R31与电阻R32之间的节点输出分压电源电压Vccdiv。

施密特触发电路104将基准电压Vrefa与分压电源电压Vccdiv进行比较，将该比较结果作为充电模式设定信号Vdetvcc进行输出。也将基准电压Vrefa称为检测用基准电压。施密特触发电路104具有迟滞现象。因此，在分压电源电压Vccdiv下降时和分压电源电压Vccdiv上升时，检测阈值不同。若以分压前的电源电压Vcc考虑检测阈值，则在电源电压Vcc下降时，检测电源电压Vcc是否低于阈值电压Vdet_L，在电源电压Vcc上升时，检测电源电压Vcc是否达到阈值电压Vdet_U。

充电控制电路190在充电模式期间检测全波整流电压VH是否低于整流电压用阈值电压。充电模式期间是充电模式为有效的期间，即是充电模式设定信号Vdetvcc为激活的期间。以下，将整流电压用阈值电压设为Vth_ac，以下简称为阈值电压Vth_ac。此外，也将阈值电压Vth_ac称为第一电压。充电控制电路190在充电模式期间中的检测到全波整流电压VH低于阈值电压Vth_ac的期间，使充电电路130进行对电容器C12进行充电的充电动作。充电控制电路190包括整流电压分压电路161、峰值保持电路162、基准电压生成电路163、比较器102、控制电路110、计数器166以及阈值决定电路168。

整流电压分压电路161输出对全波整流电压VH进行分压得到的分压整流电压VHdiv。具体地说，整流电压分压电路161包括串联连接在被输入全波整流电压VH的节点NVH与节点Gnd之间的电阻R21和电阻R22。从电阻R21与电阻R22之间的节点输出分压整流电压VHdiv。

峰值保持电路162保持分压整流电压VHdiv的峰值电压，将其保持的电压作为保持电压Vpeak来输出。该保持电压Vpeak为与交流电源10输出的交流电压相应的电压。即，对交流电压的振幅的一半以整流电压分压电路161的分压比进行分压得到的电压相当于保持电压Vpeak。

基准电压生成电路163根据保持电压Vpeak生成基准电压Vrefc。也将基准电压Vrefc称为整流电压用基准电压。具体地说，基准电压生成电路163包括生成电路164和选择电路170。生成电路164通过对保持电压Vpeak进行分压来生成第一分压电压～第s分压电压。s为3以上的整数。设从第一分压电压到第s分压电压，电压依次增大。从阈值决定电路168向选择电路170输入指定第一分压电压～第s分压电压中的某一个的设定值SETac。选择电路170选择第一分压电压～第s分压电压中的设定值SETac所指定的分压电压，将其选择的分压电压作为基准电压Vrefc来输出。

比较器102通过对基准电压Vrefc与分压整流电压VHdiv进行比较，来检测全波整流电压VH是否低于整流电压用阈值电压，将其检测结果作为检测信号Vdetvh来输出。以下，将整流电压用阈值电压设为Vth_ac。基准电压Vrefc为对阈值电压Vth_ac以整流电压分压电路161的分压比进行分压得到的电压。即，阈值决定电路168切换基准电压Vrefc，由此阈值电压Vth_ac发生切换。

控制电路110基于充电模式设定信号Vdetvcc和检测信号Vdetvh来将信号St输出到充电电路130。具体地说，检测电路160在电源电压Vcc为阈值电压Vdet_L与阈值电压Vdet_U之间的电压时，输出激活的充电模式设定信号Vdetvcc。比较器102在全波整流电压VH低于整流电压用阈值电压时，输出激活的检测信号Vdetvh。控制电路110在充电模式设定信号Vdetvcc激活且检测信号Vdetvh激活时，使信号St为激活。此外，设为使充电电路130的充电动作开启的信号St的逻辑电平为激活。

计数器166对检测信号Vdetvh成为激活的次数进行计数，输出其计数值CNT。具体地说，计数器166在从充电模式设定信号Vdetvcc变为激活起到下次成为非激活为止的期间，对检测信号Vdetvh成为激活的次数进行计数。

阈值决定电路168根据计数值CNT来决定阈值电压Vth_ac。具体地说，阈值决定电路168根据计数值CNT来决定指定阈值电压Vth_ac的设定值SETac。

图4是说明第一实施方式中的电源控制装置100的动作的波形图。在图4中，将设定值SETac＝a时的整流电压用阈值电压示为Vth_ac[a]，将基准电压示为Vrefc[a]。a为1以上且s以下的整数。另外在图4中，设高电平为激活，低电平为非激活。

如图4所示，当检测电路160检测到电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L时，控制电路110使充电电路130的充电模式有效。具体地说，检测电路160在检测到电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L时，使充电模式设定信号Vdetvcc为高电平。在充电模式设定信号Vdetvcc为高电平时，控制电路110将充电电路130设定为充电模式。充电模式是进行基于信号St的充电控制的模式。将设定了该充电模式的期间称为充电模式期间。在图4中，按照充电模式为有效的顺序，设为第一充电模式期间TCM1、第二充电模式期间TCM2、第三充电模式期间TCM3。

作为设定值SETac的初始值而设定有SETac＝a。基准电压生成电路163输出基准电压Vrefc[a]。其与阈值电压Vth_ac[a]对应。比较器102在全波整流电压VH低于阈值电压Vth_ac[a]时，输出高电平的检测信号Vdetvh。控制电路110将与检测信号Vdetvh相同的信号St输出到充电电路130。充电电路130在信号St为高电平时，使用电压VP对电容器C12进行充电。

在第一充电模式期间TCM1中，在信号St为高电平时对电容器C12进行充电，因此电源电压Vcc上升。另一方面，电源控制装置100通过电源电压Vcc进行动作，因此在信号St为低电平时，电容器C12的电荷在电源控制装置100内被消耗，因此电源电压Vcc下降。由该电源电压Vcc的上升与下降的平衡，决定第一充电模式期间TCM1中的电源电压Vcc的上升速度。

在检测电路160检测到电源电压Vcc达到阈值电压Vdet_U时，控制电路110使充电模式无效。具体地说，检测电路160在检测到电源电压Vcc达到阈值电压Vdet_U时，使充电模式设定信号Vdetvcc为低电平。在充电模式无效时，检测信号Vdetvh和信号St为低电平，充电电路130不对电容器C12充电。

在充电模式下对电容器C12进行充电时的充电电流IP产生降压电路120中的电力损耗。电力损耗表示为(流过充电电流的电路两端的电压)×(充电电流)。因此，通过仅在全波整流电压VH低时向降压电路120和充电电路130流通充电电流，能够使降压电路120的两端的电压下降，能够降低降压电路120中的电力损耗。

然而，若阈值电压Vth_ac过低，则对电容器C12进行充电的能力不足，若阈值电压Vth_ac过高，则降压电路120中的电力损耗变大。兼顾这两者的适当的阈值电压Vth_ac根据交流电压的振幅或频率而发生变化。例如，家庭用电源等中的交流电压的规格根据每个国家或地区而不同，因此适于各规格的交流电压的阈值电压Vth_ac是不同的。

因此，在本实施方式中，充电控制电路190根据第一充电模式期间TCM1的长度，来设定充电模式下次成为有效的第二充电模式期间TCM2中的充电电路130的充电能力。充电能力是指在信号St的1个脉冲中向电容器C12充入的电荷量。该电荷量根据阈值电压Vth_ac而改变，因此在第一实施方式中，充电能力由阈值电压Vth_ac来表示。即，对设定值SETac进行设定相当于对充电能力进行设定。

根据本实施方式，通过监视第一充电模式期间TCM1的长度，来监视充电能力。而且，根据该第一充电模式期间TCM1的长度来设定第二充电模式期间TCM2中的充电能力。由此，根据各种交流电压来设定适当的阈值电压Vth_ac。

以下，说明充电能力的设定方法。计数器166对第一充电模式期间TCM1中的充电动作的次数进行计数。具体地说，计数器166对第一充电模式期间TCM1中的信号St的脉冲数进行计数。在图4中，脉冲数为4，因此计数值为CNT＝4。第一充电模式期间TCM1的长度由计数值CNT来表示。即，信号St的脉冲的周期为全波整流电压VH的周期，因此能够通过信号St的脉冲数即计数值CNT来表示第一充电模式期间TCM1的长度。

阈值决定电路168基于计数值CNT设定第二充电模式期间TCM2中的充电能力。具体地说，阈值决定电路168在计数值CNT为第一计数值以下时，减少设定值SETac，在计数值CNT为第二计数值以上时，增加设定值SETac，所述第二计数值大于第一计数值。在此，设为设定值SETac越大则充电能力越高。另外，将第一计数值设为7，将第二计数值设为16。在图4中，在第一充电模式期间TCM1中计数值CNT＝4，因此阈值决定电路168将设定值SETac从a减少到a-1。此外，减少幅度和增加幅度也可以不为1。

当阈值决定电路168设定为设定值SETac＝a-1时，基准电压生成电路163输出基准电压Vrefc[a-1]。这相当于整流电压用阈值电压被设定为Vth_ac[a-1]。Vth_ac[a-1]为低于Vth_ac[a]的电压，因此充电能力下降。

在第二充电模式期间TCM2中，充电能力比第一充电模式期间TCM1低，因此第二充电模式期间TCM2的长度比第一充电模式期间TCM1的长度长。如上所述，充电模式期间的长度由计数值CNT来表示，因此计数值CNT增加。在图4中，计数值CNT从4增加到8。计数值CNT＝8大于第一计数值7且小于第二计数值16，因此阈值决定电路168不改变设定值SETac。因此，在第三充电模式期间TCM3中，整流电压用阈值电压也维持为Vth_ac[a-1]。

图5是说明第一实施方式中的电源控制装置100的动作的流程图。电源控制装置100消耗电力，因此电源电压Vcc下降。在步骤S1中，检测电路160检测电源电压Vcc。当在步骤S2中电源电压Vcc为阈值电压Vdet_L以上时，返回步骤S1。在电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L时，在步骤S3中，控制电路110使充电模式有效。

在步骤S4中，控制电路110开始充电控制检测。充电控制检测是步骤S7以后所示的处理。另外，在步骤S5中，峰值保持电路162对分压整流电压进行峰值保持。在步骤S6中，阈值决定电路168设定阈值电压Vth_ac。即，阈值决定电路168设定设定值SETac，基准电压生成电路163输出与该设定值SETac对应的基准电压Vrefc。此外，在图5所示的处理开始后的最初的步骤S6中，阈值决定电路168将设定值SETac设定为初始值。由此，阈值电压Vth_ac被设定为初始值。

在步骤S7中，比较器102检测全波整流电压VH是否低于阈值电压Vth_ac。在全波整流电压VH为阈值电压Vth_ac以上时，在步骤S8中控制电路110使充电电路130的充电动作关闭。即，充电电流IP变为零。在全波整流电压VH低于阈值电压Vth_ac时，在步骤S9中控制电路110使充电电路130的充电动作开启。即，输出恒流的充电电流IP。另外，在步骤S10中，计数器166对检测次数、即充电次数进行计数。

在步骤S11中，检测电路160检测电源电压Vcc是否高于阈值电压Vdet_U。在电源电压Vcc为阈值电压Vdet_U以下时，返回步骤S7。在电源电压Vcc为阈值电压Vdet_U以上时，控制电路110将充电模式设定为无效。另外，阈值决定电路168根据计数值CNT对阈值电压Vth_ac进行设定。即，在步骤S14中，阈值决定电路168判断计数值CNT是否为第一计数值以下。在计数值CNT为第一计数值以下时，使设定值SETac减少。在计数值CNT大于第一计数值时，阈值决定电路168判断计数值CNT是否小于第二计数值。在计数值CNT小于第二计数值时，阈值决定电路168不进行变更而是保持设定值SETac。在计数值CNT为第二计数值以上时，阈值决定电路168使设定值SETac增加。在步骤S12、S15、S17、S18之后，返回步骤S1。

此外，在以上的第一实施方式中，充电控制电路190仅根据第一充电模式期间TCM1的长度，来设定第二充电模式期间TCM2中的充电能力，但是“根据第1充电模式期间TCM1的长度”不限定于“仅根据第一充电模式期间TCM1的长度”。即，也可以是，充电控制电路190根据包括第一充电模式期间TCM1的多个充电模式期间的长度，来设定第二充电模式期间TCM2中的充电能力。例如，在从第二充电模式期间TCM2的k个之前的充电模式期间起到第一充电模式期间TCM1为止，存在k个充电模式期间。也可以是，充电控制电路190基于该k个充电模式期间中的计数值CNT的平均值等，来设定第二充电模式期间TCM2中的充电能力。

以上，说明了在电源控制装置100起动后电源电压Vcc下降时的动作。在电源控制装置100起动时也为电源电压Vcc低的状态，但此时不进行上述那样的断续的充电，而是连续地对电容器C12进行充电。

图6是说明电源控制装置100起动时的动作的波形图。当向节点NVH输入全波整流电压VH时，降压电路120开始全波整流电压VH的降压。由此，降压后的电压VP上升。在向节点NVH输入全波整流电压VH的期间，电压VP是固定的。

充电电路130基于电压VP输出充电电流IP，对电容器C12进行充电。随着电容器C12逐渐被充电，电源电压Vcc逐渐上升。电源控制装置100包括未图示的低电压检测电路。低电压检测电路检测电源电压Vcc是否超过低电压检测电压Vuvlooff。例如，事先将电源控制装置100能够动作的电源电压Vcc的电压值设定为低电压检测电压Vuvlooff。

在低电压检测电路检测到电源电压Vcc超过低电压检测电压Vuvlooff时，控制电路110使信号St为低电平来断开充电电流IP。另外，图2的PWM控制电路180开始动作，驱动电路185输出驱动信号DRV。由此，开始图1的晶体管Q11的导通截止。通过晶体管Q11进行导通截止而在辅助绕组D产生电动势，通过该电动势对电容器C12进行充电，电源电压Vcc被供给到电源控制装置100。

3.第二实施方式

图7是第二实施方式中的电源控制装置100的结构例。电源控制装置100包括降压电路120、充电电路131、充电控制电路190、检测电路160、端子TVH以及电源端子TVcc。此外，对与已经说明的结构要素相同的结构要素标注相同的标号，适当省略对该结构要素的说明。

在第二实施方式中，在起动后电源电压Vcc下降时，与第一实施方式同样地使用全波整流电压VH对电容器C12进行充电。此时，与第一实施方式不同，充电控制电路190根据第一充电模式期间的长度，来设定第二充电模式期间中的充电电流IP的电流值，由此设定第二充电模式期间中的充电能力。由此，与第一实施方式同样地，根据各种交流电压来设定适当的阈值电压Vth_ac。以下，详细地说明第二实施方式。

充电控制电路190包括整流电压分压电路161、比较器102、计数器166、电流值决定电路169、充电电路131以及控制电路110。

比较器102对分压整流电压VHdiv与基准电压Vrefc进行比较，将其比较结果作为检测信号Vdetvh输出。在第二实施方式中，基准电压Vrefc是固定电压，例如由图2的电压源电路173生成。控制电路110在充电模式设定信号Vdetvcc为激活的充电模式期间将与检测信号Vdetvh相同逻辑电平的信号St输出到充电电路130。

计数器166对检测信号Vdetvh的脉冲数进行计数，将其计数值CNT输出到电流值决定电路169。电流值决定电路169根据计数值CNT来决定充电电流IP的电流值。具体地说，电流值决定电路169根据计数值CNT来决定用于指定充电电流IP的电流值的设定值SETcur。充电电路131基于设定值SETcur来设定充电电流IP的电流值，将该充电电流IP输出到节点NVcc。充电电路131在信号St为激活时，将与设定值SETcur对应的电流值的充电电流IP输出到节点NVcc，对电容器C12进行充电。在信号St为非激活时，充电电路130使充电电流IP为零。

图8是充电电路131的详细结构例。充电电路131包括电阻RI、晶体管TRI、放大器电路AMP、误差放大器电路ERA以及基准电压生成电路VRI。

电阻RI的一端与节点NVP连接，电阻RI的另一端与晶体管TRI的源极和漏极中的一方连接。晶体管TRI的源极和漏极中的另一方与节点NVcc连接。

放大器电路AMP对电阻RI的两端的电位差进行放大，将其结果作为电压AMPQ输出。基准电压生成电路VRI生成由设定值SETcur指定的基准电压Vrefi。具体地说，与图3的基准电压生成电路163同样地，基准电压生成电路VRI将第一分压电压～第t分压电压中的与设定值SETcur对应的分压电压作为基准电压Vrefi输出。t为3以上的整数。误差放大器电路ERA对电压AMPQ与基准电压Vrefi之差进行放大，将其结果作为电压ERAQ输出到晶体管TRI的栅极。晶体管TRI将与电压ERAQ相应的电流值的充电电流IP输出到节点NVcc。

与充电电流IP相同的电流流过电阻RI，因此电压AMPQ为与充电电流IP相应的电压。在电压AMPQ低于基准电压Vrefi时，电压ERAQ增加，因此充电电流IP增加，电压AMPQ上升。在电压AMPQ高于基准电压Vrefi时，电压ERAQ下降，因此充电电流IP下降，电压AMPQ下降。通过这样的反馈，以使电压AMPQ与基准电压Vrefi相同的方式设定充电电流IP的电流值。根据设定值SETcur来切换基准电压Vrefi，由此充电电流IP的电流值也发生切换。

图9是说明第二实施方式中的电源控制装置100的动作的波形图。在图9中，将设定值SETcur＝b时的充电电流示为IP[b]。b为1以上且t以下的整数。另外在图9中，设高电平为激活，低电平为非激活。

作为设定值SETcur的初始值而设定有SETcur＝b。充电电路131将充电电流设定为IP[b]。在全波整流电压VH低于阈值电压Vth_ac时，信号St为高电平。充电电路130在信号St为高电平时，通过充电电流IP[b]对电容器C12进行充电。

计数器166对第一充电模式期间TCM1中的信号St的脉冲数进行计数。在图9中脉冲数为4，因此计数值为CNT＝4。电流值决定电路169基于计数值CNT来决定第二充电模式期间TCM2中的设定值SETcur。具体地说，电流值决定电路169在计数值CNT为第一计数值以下时，使设定值SETcur减少，在计数值CNT为第二计数值以上时，使设定值SETcur增加，所述第二计数值大于第一计数值，在计数值CNT大于第一计数值且小于第二计数值时，维持设定值SETcur。在此，设为设定值SETcur越大则充电电流IP越大。另外，将第一计数值设为7，将第二计数值设为16。在图9中，在第一充电模式期间TCM1中计数值CNT＝4，因此电流值决定电路169使设定值SETcur从b减少到b-1。此外，减少幅度和增加幅度也可以不为1。

在第二充电模式期间TCM2中充电电流为IP[b-1]，但除此以外的动作与第一充电模式期间TCM1相同。在第二充电模式期间TCM2中计数值为CNT＝8，因此电流值决定电路169将设定值SETcur维持为b-1。在第三充电模式期间TCM3中，充电电流为IP[b-1]。

4.第三～第六实施方式

存在如下问题：在消耗电容器C12的充电电压的负荷重的情况下，有可能由于通过充电电路130的接通进行的电容器C12的充电赶不及，而充电电压下降，以该充电电压为电源的电源控制装置100变得无法进行动作。以下，说明解决该问题的实施方式。

图10是表示电源控制装置100的一例的图。如该图所示，电源控制装置100包括充电控制电路190、检测电路160、降压电路120、充电电路130以及放电电路140。充电控制电路190包括电阻R21、R22、比较器102以及控制电路110。检测电路160包括施密特触发电路104、比较器106以及电阻R31、R32。

降压电路120对全波整流电压VH进行降压后施加于节点NVP。全波整流电压VH是输入到节点NVH的电压。此外，节点NVH是第一节点的一例。充电电路130在接通时从节点NVP向节点NVcc流通恒定电流，对电容器C12进行充电。节点NVcc是第二节点的一例，也被称为电源电压节点。放电电路140在接通时经由节点NVP释放在寄生于节点NVH的电容中蓄积的电荷。

图11是表示降压电路120、充电电路130以及放电电路140的结构的一例的图。

在该图中，降压电路120例如由JFET的晶体管122构成。降压电路120通过晶体管122的夹断成分对全波整流电压VH进行降压后施加于节点NVP。

充电电路130包括例如串联连接在节点NVP与节点NVcc之间的电阻132和晶体管134。向晶体管134的栅极节点供给从控制电路110输出的信号St，通过该信号St来控制经由节点NVcc向电容器C12充电的开启关闭。当充电电路130接通时，全波整流电压VH经由降压电路120降压后施加于节点NVcc。

放电电路140包括例如串联连接在节点NVP与节点Gnd之间的电阻142和晶体管144。向晶体管144的栅极节点供给从控制电路110输出的信号Dsc，通过该信号Dsc来控制晶体管144的导通截止。当晶体管144导通时，在寄生于节点NVH的电容中蓄积的电荷经由晶体管122和电阻142向节点Gnd释放。

将说明再次返回到图10，电阻R21、R22对全波整流电压VH进行分压后施加到比较器102的负输入端(-)。向比较器102的正输入端(+)施加基准电压Vrefc。

比较器102在负输入端(-)的电压小于施加于正输入端(+)的基准电压Vrefc的情况下输出高电平的信号，在除此以外的情况下输出低电平的信号。在此，在全波整流电压VH为阈值电压Vth_ac的情况下，基准电压Vrefc相当于通过电阻R21、R22对该全波整流电压VH进行分压得到的电压。因此，比较器102为检测全波整流电压VH是否小于阈值电压Vth_ac的第一检测电路的一例。此外，阈值电压Vth_ac为第一电压的一例。阈值电压Vth_ac也被称为整流电压用阈值电压。

电阻R31、R32对电源电压Vcc进行分压后施加到施密特触发电路104的负输入端(-)和比较器106的负输入端(-)。电源电压Vcc是节点NVcc的电压。基准电压Vrefa被施加到施密特触发电路104的正输入端(+)，基准电压Vrefb被施加到比较器106的正输入端(+)。

施密特触发电路104是迟滞比较器，在负输入端(-)的电压下降的情况下应用的阈值与在上升的情况下应用的阈值不同。详细地说，在负输入端(-)的电压下降的情况下，如果该负输入端(-)的电压小于使施加于正输入端(+)的基准电压Vrefa向低位侧偏移α得到的电压(Vref2-α)，则施密特触发电路104输出高电平的信号。另外，在负输入端(-)的电压上升的情况下，如果该负输入端(-)的电压为使施加于正输入端(+)的基准电压Vrefa向高位侧偏移α得到的电压(Vref2+α)以上，则施密特触发电路104输出低电平的信号。

在此，在电源电压Vcc为阈值电压Vdet_L的情况下，电压(Vref2-α)相当于通过电阻R31、R32对该节点NVcc的电压进行分压得到的电压。同样地，在电源电压Vcc为阈值电压Vdet_U的情况下，电压(Vref2+α)相当于通过电阻R31、R32对该电源电压Vcc进行分压得到的电压。

施密特触发电路104是第二检测电路的一例，该第二检测电路检测电源电压Vcc是否下降而该电源电压Vcc变得小于阈值电压Vdet_L，并且检测电源电压Vcc是否上升而该电源电压Vcc变为阈值电压Vdet_U以上。

比较器106在负输入端(-)的电压小于施加于正输入端(+)的基准电压Vrefb的情况下输出高电平的信号，在除此以外的情况下输出低电平的信号。在此，在电源电压Vcc为阈值电压Vmin_Lmt的情况下，基准电压Vrefb相当于通过电阻R31、R32对该电源电压Vcc进行分压得到的电压。因此，比较器106是检测电源电压Vcc是否小于阈值电压Vmin_Lmt的第三检测电路的一例。

此外，阈值电压Vdet_L、Vdet_U、Vmin_Lmt具有以下的关系。

Vmin_Lmt<Vdet_L<Vdet_U

在此，阈值电压Vdet_L是第二电压的一例，阈值电压Vdet_U是第三电压的一例，阈值电压Vmin_Lmt是第四电压的一例。此外，也将Vdet_L称为第一阈值电压，将Vdet_U称为第二阈值电压。

控制电路110基于比较器102、106和施密特触发电路104的检测结果对充电电路130和放电电路140进行控制。控制电路110在从电源电压Vcc下降到阈值电压Vdet_L起到上升到阈值电压Vdet_U为止的期间内使放电电路140接通，在该期间内在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时使充电电路130接通，详情后述。

但是，控制电路110在电源电压Vcc从阈值电压Vdet_L进一步下降而电源电压Vcc变得小于阈值电压Vmin_Lmt的情况下，无论节点NVH的电压如何、即无论比较器102的检测结果如何，都使充电电路130接通。此外，控制电路110在电源电压Vcc上升到阈值电压Vdet_U时，使充电电路130断开。

在此，在本实施方式中，说明采用了如图10所示那样的结构的过程。

控制电路110在刚接通电源后等那样电源电压Vcc不足够的情况下，使用全波整流电压VH对电容器C12进行充电。详细地说，控制电路110当在电源电压Vcc不足够的情况下检测到施加于节点NVH的电压波形、详细地说检测到如图12所示那样的全波整流电压VH的波形的输入时，使充电电路130接通。由此，施加于节点NVH的全波整流电压VH被降压电路120降压后充入到电容器C12，因此节点NVcc的电源电压Vcc上升。控制电路110当检测到电源电压Vcc达到例如阈值电压Vdet_U时，使充电电路130断开，并且开始晶体管Q11的导通截止。通过该开关，在辅助绕组D中感应出电压，该感应出的电压被二极管d13整流后充入到电容器C12。

当在正在使晶体管Q11开关的情况下检测到异常状态等时，控制电路110停止晶体管Q11的导通截止。当晶体管Q11的导通截止停止时，不在辅助绕组D中感应出电压，因此电容器C12的充电电压、即电源电压Vcc下降。

即使由于异常状态等而晶体管Q11的导通截止停止，也需要以使电源电压Vcc收敛在规定的范围、具体地说为IC能够控制的电压范围内的方式进行控制。

因此，在与本实施方式相对的比较例中，考虑了执行如下那样的控制。此外，图23是表示比较例所涉及的电源控制装置的图，与图10的本实施方式的结构相比，不具有比较器106和放电电路140。另外，控制电路110也不具有比较器106和放电电路140，因此控制内容也与图10的结构不同。

在比较例中，当电源电压Vcc下降到小于阈值电压Vdet_L时，控制电路110使充电电路130接通。

由此，施加于节点NVH的全波整流电压VH被降压电路120降压后经由接通的充电电路130施加于节点NVcc，充入到电容器C12，因此电源电压Vcc上升。当电源电压Vcc变为阈值电压Vdet_U以上时，控制电路110使充电电路130断开。由此，即使晶体管Q11的导通截止停止，也以使电源电压Vcc收敛在阈值电压Vdet_L以上且小于阈值电压Vdet_U的范围内的方式进行控制。

但是，在这种控制中，降压电路120的损耗、特别是全波整流电压VH比较高的状态下的损耗大，因此考虑了执行如下那样的控制。详细地说，如图13所示，控制电路110在电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L后处于小于阈值电压Vdet_U的范围的期间中的、全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时，使充电电路130接通。

此外，关于图13中的信号St，不是表示逻辑电平，而是表示基于该St的充电电路130的接通断开的状态。

想到了通过这种充电电路130的接通而降压电路120中的损耗变少，因此能够实现低耗电。

然而，这种控制是以节点NVH的电压波形为理想的全波整流波形为前提的。实际上在充电电路130断开的情况下，从节点NVH来看，节点NVcc侧的负荷变轻，因此寄生于节点NVH的电容成分显现出来。由于充电电路130断开的情况下的电容成分，如图14所示那样，在输入到节点NVH的全波整流电压VH的波形中，全波整流下降时的追随性变差。

当由于电容成分而节点NVH的追随性变差时，如图15所示那样，有时不会成为全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac的情况。在该情况下，控制电路110无法使充电电路130接通，因此有可能电源电压Vcc持续降低，电源控制装置100变得无法动作，开关电源1停止运行。

因此想到了如下那样的结构。详细地说，想到了对图23所示的结构设置放电电路140并且对控制电路110追加对放电电路140进行控制的功能的结构。

在这种结构中，控制电路110如图16所示那样在电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L后处于小于阈值电压Vdet_U的范围的情况下，使放电电路140接通。

此外，关于图16中的信号Dsc，不是表示逻辑电平，而是表示基于该Dsc的放电电路140的接通断开的状态。

当放电电路140接通时，在寄生于节点NVH的电容成分中蓄积的电荷被释放，因此在全波整流电压VH的波形中全波整流下降时的追随性得到改善，成为良好的状态。在该状态下，控制电路110在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时，使充电电路130接通。

详细地说，如图16所示，当电源电压Vcc下降而在时刻t11达到阈值电压Vdet_L从而放电电路140接通时，由于放电电路140的接通而成为在全波整流电压VH的波形中全波整流下降时的追随性良好的状态。当在该状态下全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时，充电电路130接通，电源电压Vcc上升，在时刻t12达到阈值电压Vdet_U，放电电路140断开。

想到了通过该结构，即使晶体管Q11的导通截止停止，也能够对于使电源电压Vcc收敛在上述电压范围内的控制实现低耗电化。

然而，这种控制存在如下可能性：在节点NVcc的负荷、即使用电容器C12的充电电压的负荷重的情况下，仅靠在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时的充电电路130的接通，无法及时向电容器C12充电，电源电压Vcc持续下降，电源控制装置100变得无法动作。

因此，在本实施方式中，设置了比较器106，并且对控制电路110追加了还考虑比较器106的检测结果来对充电电路130进行控制的功能。详细地说，在电源电压Vcc从阈值电压Vdet_L起进一步下降而小于阈值电压Vmin_Lmt的情况下，控制电路110无论输入到节点NVH的全波整流电压VH如何均使充电电路130接通。即，控制电路110在电源电压Vcc小于阈值电压Vmin_Lmt的情况下，无视比较器102的检测结果，使充电电路130接通。

图17是表示本实施方式所涉及的电源控制装置100的动作的图，详细地说，是表示针对全波整流电压VH和电源电压Vcc的充电电路130和放电动作的图。如图17所示，当电源电压Vcc下降而在时刻t21达到阈值电压Vdet_L时，如果全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac，则充电电路130接通。通过该接通，电容器C12被充电，电源电压Vcc暂时上升，但在节点NVcc的负荷大的情况下，由负荷的消耗引起的电压下降胜过该电压上升，因此电源电压Vcc持续下降。当在时刻t22电源电压Vcc小于阈值电压Vmin_Lmt时，无论输入到节点NVH的全波整流电压VH如何，充电电路130均接通，因此电源电压Vcc持续上升。此外，当在时刻t23电源电压Vcc达到阈值电压Vdet_U时，充电电路130和放电电路140断开。

根据第三实施方式所涉及的电源控制装置100，如果是节点NVcc的负荷比较轻的情况，则以低耗电化使电源电压Vcc控制在阈值电压Vdet_L以上且小于阈值电压Vdet_U的范围。另外，根据第三实施方式所涉及的电源控制装置100，在节点NVcc的负荷比较重的情况下，能够抑制由于电源电压Vcc的电压下降引起电源控制装置100无法动作。

如第三实施方式那样，在电源电压Vcc小于阈值电压Vmin_Lmt的情况下，无论输入到节点NVH的全波整流电压VH如何，均使充电电路130接通，根据该结构，能够在比较短的时间内使电源电压Vcc上升。但是，在全波整流电压VH高的状态下使充电电路130接通的情况如上述那样损耗大，因此从实现低耗电化的观点来看，可以说存在改善的余地。

因此，说明对该点进行了改善的第四实施方式。

图18表示第四实施方式所涉及的电源控制装置100的一例的图。在图18所示的第四实施方式中，相对于图10所示的第三实施方式，设置了切换电路152。

在由比较器106检测到电源电压Vcc小于阈值电压Vmin_Lmt的情况下，切换电路152将比较器102中的正输入端(+)的基准电压Vrefc切换为向高位侧偏移了规定电压ΔV后的电压(Vrefc+ΔV)。

此外，电压(Vrefc+ΔV)相当于在全波整流电压VH为比阈值电压Vth_ac高电压β的高位侧的电压(Vth_ac+Δβ)的情况下通过电阻R21、R22对该全波整流电压VH进行分压得到的电压。

图19是表示第四实施方式所涉及的电源控制装置100的动作的图。如该图所示，当在时刻t21电源电压Vcc小于阈值电压Vdet_L时，充电电路130接通，但是在节点NVcc的负荷重的情况下，电源电压Vcc也还是下降。

当在时刻t22电源电压Vcc小于阈值电压Vmin_Lmt时，切换电路152将基准电压Vrefc切换为(Vref+ΔV)。通过该切换，在比较器102中用于对全波整流电压VH进行比较的基准从阈值电压Vth_ac提高到(Vth_ac+Δβ)。

因而，在第四实施方式中，关于充电电路130接通的平均每次的时间长度，如果是阈值(Vth_ac+Δβ)，则该时间长度例如为从时刻t22到时刻t32的期间，比为阈值电压Vth_ac的情况下的例如从时刻t21到时刻t31的期间长。

因此，根据第四实施方式，与第三实施方式相比，虽然电源电压Vcc的电压上升的程度不如第三实施方式，但全波整流电压VH高的状态下的由充电电路130的接通引起的损耗得到抑制，因此能够实现相应的低耗电化。

根据第四实施方式，与第三实施方式相比，能够实现低耗电化，但在负荷极其重的情况下，即使通过切换电路152将用于对全波整流电压VH进行比较的基准切换为高位电压，节点NVcc的电压下降的可能性也不为零。另外，在用于对全波整流电压VH进行比较的基准比节点NVcc的负荷高的情况下，损耗变大。

因此，对针对节点NVcc的负荷来适应性地切换用于对全波整流电压VH进行比较的基准即阈值的第五实施方式进行说明。

图20是表示第五实施方式所涉及的电源控制装置100的一例的图。在图20所示的第五实施方式中，相对于图10所示的第三实施方式，设置了峰值保持电路162、生成电路164、计数器166、阈值决定电路168以及选择电路170。

峰值保持电路162对通过电阻R21、R22对供给到节点NVH的全波整流电压VH进行分压得到的电压的峰值、即最大电压进行采样并保持。

生成电路164对由峰值保持电路162保持的峰值例如进行分压来生成多个电压。此外，在此所说的多个电压是指分级地不同的电压，例如是相当于峰值电压的90％、70％、50％、30％、10％的电压。不限于分压，生成电路164也可以是通过运算放大器等的系数运算来生成该多个电压的结构。

选择电路170按照阈值决定电路168的指示来选择由生成电路164生成的多个电压中的某个电压。

计数器166在由施密特触发电路104如下那样进行检测的期间对由比较器102如下那样进行检测的次数进行计数。详细地说，在由施密特触发电路104进行检测的期间，即在从电源电压Vcc下降而小于阈值电压Vdet_L起到电源电压Vcc上升而变为阈值电压Vdet_U以上为止的期间，计数器166对由比较器102进行检测的次数、即全波整流电压VH小于比较器102的正输入端(+)的电压的次数进行计数。

控制电路110在上述期间中在全波整流电压VH小于施密特触发电路104的正输入端(+)的电压时使充电电路130接通，因此计数器166在电源电压Vcc从阈值电压Vdet_L恢复为阈值电压Vdet_U的期间对电容器C12被充电的次数进行计数。充电次数根据节点NVcc的负荷而变动，因此结果就是计数器166的计数次数表示节点NVcc的负荷。

此外，计数器166在例如施密特触发电路104检测到电源电压Vcc上升而达到阈值电压Vdet_U的时间点对计数次数进行重置。

阈值决定电路168根据计数器166的计数次数来决定选择由生成电路164生成的多个电压中的哪个电压，并指示给选择电路170。

具体地说，如果计数器166的计数次数为m以下，则阈值决定电路168指示向比当前时间点选择电路170中所选择的电压低1级的电压进行切换。另一方面，如果计数器166的计数次数为n以上，则阈值决定电路168指示向比当前时间点选择电路170中所选择的电压高1级的电压进行切换。

此外，m、n是满足m<n的整数。另外，也将m称为第一计数值，将n称为第二计数值。

计数器166的计数次数为m以下意味着以比较少的充电次数完成了电源电压Vcc从阈值电压Vdet_L到阈值电压Vdet_U的恢复。在此，反过来说，以少的充电次数完成的状态即表示平均每次的充电时间长，这意味着成为比较器102的正输入端(+)的电压高、损耗大的状态。因此，如果计数次数为m以下，则阈值决定电路168对选择电路170指示向低1级的电压进行切换，以抑制损耗。

相反地，计数器166的计数次数为n以上意味着使电源电压Vcc从阈值电压Vdet_L恢复到阈值电压Vdet_U需要了比较多的次数的充电。在此，反过来说，充电次数多的状态意味着由于比较器102的正输入端(+)的电压低因此平均每次的充电时间短，到电源电压Vcc恢复为阈值电压Vdet_U为止耗费了时间。因此，如果计数次数为n以上，则阈值决定电路168对选择电路170指示向高1级的电压进行切换，使得以更短的时间使电源电压Vcc恢复。

此外，阈值决定电路168和选择电路170是切换为第一电压、比该第一电压低的电压、或比该第一电压高的电压的切换电路的一例。

另外，在计数器166的计数次数大于m且小于n的情况下，阈值决定电路168不对选择电路170指示电压的切换。

因而，根据第五实施方式，在经过了多次切换时，针对充电次数、即针对节点NVcc的负荷，适当地设定用于对全波整流电压VH压进行比较的基准、即使充电电路130接通的基准，因此能够避免电源控制装置100无法动作并且实现低耗电化。

另外，根据第五实施方式，还具有如下效果：不依赖于交流电源10的电压，适应性地设定使充电电路130接通的基准，因此能够与国家、地区等无关地使用开关电源1。

在上述的第三实施方式、第四实施方式、第五实施方式中，放电电路140的接通是电容成分中蓄积的电荷的释放，因此是一种损耗。因此，从实现低耗电化这一观点来看，可以说遍及整个从电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L起到小于阈值电压Vdet_U的范围的期间地使放电电路140接通这种结构存在改善的余地。

因此，说明对该点进行了改善的第六实施方式。

图21是表示第六实施方式所涉及的电源控制装置100的一例的图。

此外，在图21所示的第六实施方式中，是应用于图10所示的第三实施方式的情况的结构，相对于第三实施方式，设置了峰值检测电路150，并且对控制电路110追加了基于峰值检测电路150的检测结果对放电电路140进行控制的功能。

峰值检测电路150检测对全波整流电压VH进行分压后的电压波形的峰值，将检测出峰值的时刻通知给控制电路110。

控制电路110在电源电压Vcc低于阈值电压Vdet_L后处于小于阈值电压Vdet_U的范围的情况下，在由峰值检测电路150检测到的峰值的时刻之后，使放电电路140间歇性地接通。

控制电路110在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时使充电电路130接通这点上与第三实施方式相同。在此，当使充电电路130接通时，节点NVH的负荷变大，因此在输入到该节点NVH的全波整流电压VH的电压波形中全波整流下降时的追随性良好，可以说缺乏使放电电路140接通的必然性。因此，在本实施方式中，控制电路110在从检测到全波整流电压VH的峰值起到该全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac而使充电电路130接通为止的期间执行放电电路140的间歇性的接通。

但是，在电源电压Vcc下降而达到阈值电压Vdet_L时，需要在全波整流下降时的追随性良好的状态下检测全波整流电压VH。因此，控制电路110为如下结构：在电源电压Vcc达到阈值电压Vdet_L时，例外地无论全波整流电压VH如何都使放电电路140接通，在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac而使充电电路130接通时，不使放电电路140间歇性地接通。

图22是表示第六实施方式所涉及的电源控制装置100的动作的图。

如该图所示的那样，在电源电压Vcc下降而在时刻t41达到阈值电压Vdet_L时，放电电路140并非间歇性地接通而是例外地接通。由于放电电路140的接通，成为在全波整流电压VH的波形中全波整流下降时的追随性良好的状态，当在该状态下全波整流电压VH在时刻t42小于阈值电压Vth_ac时，充电电路130接通，放电电路140断开。

当在时刻t43全波整流电压VH成为峰值之后，放电电路140间歇性地接通。当在时刻t44全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时，充电电路130接通，另一方面，放电电路140中断间歇性的接通，转变为断开。

当在时刻t45全波整流电压VH再次成为峰值时，放电电路140的间歇性的接通重新开始。当全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时，充电电路130接通，另一方面，放电电路140中断间歇性的接通，转变为断开。这样的动作在电源电压Vcc在时刻t46达到阈值电压Vmin_Lmt之前反复地进行。

根据第六实施方式所涉及的电源控制装置100，与第三实施方式相比，能够实现与由于放电电路140的间歇性的接通而损耗降低相应的进一步的低耗电化。

此外，在第六实施方式中，也可以是如下结构：控制电路110在使充电电路130接通时，不使放电电路140断开，而是使放电电路140继续进行间歇性的接通。

即，在第六实施方式中，也可以是如下结构：控制电路110在全波整流电压VH成为峰值之后，使放电电路140以预先决定的次数间歇性地接通。

另外，第六实施方式中的放电电路140的间歇性的接通不限于应用于第三实施方式，也能够应用于第四实施方式或第五实施方式。

在第三至第六实施方式中，降压电路120不是必需的。在不设置降压电路120的情况下，将节点NVcc与节点NVP视为同一个即可。

另外，每次在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac时均使充电电路130接通，但也可以是如下结构：以每多次全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac的情况下有1次充电电路130接通的比例，使充电电路130接通。

此外，在全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac且为零附近的情况下，在晶体管134中，源极节点和栅极节点间的电压不足够，因此不会导通。因此，严格地说，在全波整流电压VH为零附近的情况下，电容器C12不被充电，因此电源电压Vcc不上升，为平坦的。但是，在图13、图16、图17、图19和图22中，为了简化说明，表现为只要全波整流电压VH小于阈值电压Vth_ac则即使在零附近电源电压Vcc也以一定的比例上升。

在以上的第三～第六实施方式中说明的电源控制装置包括充电电路、第一检测电路、第二检测电路、第三检测电路以及控制电路。充电电路通过接通来将输入到第一节点的全波整流电压充入到连接于第二节点的电容器。第一检测电路检测第一节点的电压是否小于第一电压。第二检测电路检测第二节点的电压是否下降而小于第二电压以及检测第二节点的电压是否上升而变为第三电压以上，所述第三电压比第二电压高。第三检测电路检测第二节点的电压是否小于第四电压，所述第四电压比第二电压低。在从由第二检测电路检测到第二节点的电压下降而小于第二电压起到检测到第二节点的电压上升而达到第三电压为止的期间中的、由第一检测电路检测到第一节点的电压小于第一电压时，控制电路使充电电路接通。在由第三检测电路检测到第二节点的电压小于第四电压的情况下，即使未由第一检测电路检测到第一节点的电压小于第一电压，控制电路也使充电电路接通。

另外本实施方式的电源控制装置包括充电电路、第一检测电路、第二检测电路、第三检测电路、控制电路以及切换电路。充电电路通过接通来将输入到第一节点的全波整流电压充入到连接于第二节点的电容器。第一检测电路检测第一节点的电压是否小于第一电压。第二检测电路检测第二节点的电压是否下降而小于第二电压以及检测第二节点的电压是否上升而变为第三电压以上，所述第三电压比第二电压高。第三检测电路检测第二节点的电压是否小于第四电压，所述第四电压比第二电压低。在从由第二检测电路检测到第二节点的电压下降而小于第二电压起到检测到第二节点的电压上升而达到第三电压为止的期间中的、由第一检测电路检测到第一节点的电压小于第一电压时，控制电路使充电电路接通。在由第三检测电路检测到第二节点的电压小于第四电压的情况下，切换电路将第一电压切换为与第一电压不同的电压。

另外，在本实施方式中，也可以是，电源控制装置具备计数电路，所述计数电路对从第二节点的电压低于第二电压起到达到第三电压为止充电电路接通的次数进行计数。在m、n为满足m<n的整数的情况下，如果由计数电路计数出的次数为m以下，则切换电路将第一电压切换为比该第一电压低的电压，如果所述次数为n以上，则切换电路将第一电压切换为比该第一电压高的电压。

另外，在本实施方式中，也可以是，电源控制装置包括生成电路，所述生成电路生成多个比输入到第一节点的全波整流电压的峰值电压低的电压。切换电路选择由生成电路生成的多个电压中的某个电压，并从第一电压切换为该某个电压。

另外，在本实施方式中，也可以是，电源控制装置具备放电电路，所述放电电路通过接通来使蓄积于第一节点的电荷释放。也可以是，控制电路在从第二节点的电压下降而小于第二电压起到第二节点的电压上升而变为第三电压以上为止的期间的一部分或遍及该期间的全部地使放电电路接通。

5.电子设备

图24是包括电源控制装置100的电子设备400的结构例。电子设备400包括开关电源1、处理装置300、操作部310、存储部320以及通信部330。开关电源1包括电源控制装置100。作为电子设备400，能够设想到具备ACDC转换器的各种电子设备。例如，电子设备400是印刷装置、投影装置、机器人、网络相关设备、测量设备、生物体信息测定设备、影像设备等。

开关电源1对来自家庭用电源等的交流电源进行ACDC转换，将该DC电压供给到电子设备400的各部。通信部330与外部装置进行通信。外部装置例如是PC等信息处理装置。通信部330既可以是USB标准等的通信接口，或者也可以是LAN等网络接口。存储部320存储从通信部330输入的数据。另外，存储部320也可以作为处理装置300的工作存储器发挥功能。存储部320是半导体存储器或硬盘驱动器等各种存储装置。操作部310是供用户对电子设备400进行操作的用户接口。例如操作部310是按钮或触摸面板、指示设备、文字输入设备等。处理装置300是CPU或MPU等处理器。处理装置300对存储部320中存储的数据进行处理。

在电子设备400是印刷装置的情况下，电子设备400可以还包括例如印刷单元和供纸装置。在该情况下，通信部330也可以是VGA标准或DVI标准、HDMI(注册商标)标准等的各种影像接口。而且，存储部320存储从通信部330输入的图像数据，处理装置300基于存储部320中存储的图像数据对印刷单元和供纸装置进行控制，基于该控制，印刷单元和供纸装置进行印刷。

以上所说明的本实施方式的电源控制装置包括充电电路、检测电路以及充电控制电路。充电电路基于输入到第一节点的全波整流电压对与电源电压节点连接的电容器进行充电。检测电路检测电源电压节点的电压即电源电压是否低于第一阈值电压以及检测电源电压是否达到第二阈值电压，所述第二阈值电压比第一阈值电压高。充电控制电路基于来自检测电路的检测结果，对充电电路进行充电控制。在检测电路检测到电源电压低于第一阈值电压时，充电控制电路使充电电路的充电模式有效，在检测电路检测到电源电压达到第二阈值电压时，充电控制电路使充电模式无效。充电控制电路根据充电模式为有效的第一充电模式期间的长度，来设定充电模式下次变为有效的第二充电模式期间中的充电电路的充电能力。

这样，通过监视第一充电模式期间的长度，来监视第一充电模式期间中的充电电路的充电能力。而且，根据该第一充电模式期间的长度来设定第二充电模式期间中的充电能力。由此，根据各种交流电压来设定适当的整流电压用阈值电压。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路在第一充电模式期间和第二充电模式期间检测全波整流电压是否低于整流电压用阈值电压。也可以是，充电控制电路在第一充电模式期间和第二充电模式期间中的、检测到全波整流电压低于整流电压用阈值电压的期间，使充电电路进行对电容器进行充电的充电动作。

在充电模式中对电容器进行充电时的充电电流产生充电路径中的电力损耗。电力损耗表示为(流过充电电流的电路的两端的电压)×(充电电流)。因此，通过仅在全波整流电压低时向充电路径流通充电电流，能够使流过充电电流的电路的两端的电压下降，能够降低充电路径中的电力损耗。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路对第一充电模式期间中的充电动作的次数进行计数，基于作为计数结果的计数值，设定第二充电模式期间中的充电能力。

充电动作是以全波整流电压的周期来进行的，因此第一充电模式期间中的充电动作的次数表示第一充电模式期间的长度。因此，充电控制电路通过基于计数值设定第二充电模式期间中的充电能力，能够基于第一充电模式期间的长度设定第二充电模式期间中的充电能力。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路在计数值为第一计数值以下时，降低充电能力，在计数值为第二计数值以上时，增大充电能力，所述第二计数值比第一计数值大。

在充电能力高时，充电模式期间变短，因此计数值变小。在计数值为第一计数值以下时，充电控制电路降低充电能力，由此能够使充电能力降低。另一方面，在充电能力低时，充电模式期间变长，因此计数值变大。在计数值为第二计数值以上时，充电控制电路增大充电能力，由此能够使充电能力上升。像这样，设定适当的充电能力。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路在计数值大于第一计数值且小于第二计数值时，维持充电能力。

如上所述，充电控制电路在计数值为第一计数值以下时，降低充电能力，在计数值为第二计数值以上时，增大充电能力。由此，以使计数值处于大于第一计数值且小于第二计数值的范围的方式控制充电能力，并维持该充电能力。像这样，设定适当的充电能力。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路根据第一充电模式期间的长度来设定第二充电模式期间中的整流电压用阈值电压，由此对第二充电模式期间中的充电能力进行设定。

如上所述，在检测到全波整流电压低于整流电压用阈值电压的期间中，充电电路进行充电动作。因此，进行充电动作的期间的长度根据整流电压用阈值电压而变化。进行充电动作的期间的长度越长则充电能力越高，因此充电控制电路通过设定整流电压用阈值电压能够设定充电能力。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路包括整流电压分压电路、峰值保持电路、基准电压生成电路以及比较器。也可以是，整流电压分压电路输出对全波整流电压进行分压得到的分压整流电压。也可以是，峰值保持电路输出对分压整流电压的峰值电压进行保持的保持电压。也可以是，基准电压生成电路根据保持电压生成整流电压用基准电压。也可以是，比较器通过对整流电压用基准电压与分压整流电压进行比较，来检测全波整流电压是否低于整流电压用阈值电压。也可以是，充电控制电路根据第一充电模式期间中的计数值来设定第二充电模式期间中的整流电压用基准电压，由此对第二充电模式期间中的充电能力进行设定。

这样，比较器通过对整流电压用基准电压与分压整流电压进行比较，能够检测全波整流电压是否低于整流电压用阈值电压。而且，充电控制电路通过设定整流电压用基准电压，能够设定与全波整流电压进行比较的整流电压用阈值电压。

另外，在本实施方式中，也可以是，充电控制电路根据第一充电模式期间的长度来设定在第二充电模式期间中充电电路向电容器输出的充电电流，由此对第二充电模式期间中的充电能力进行设定。

充电电路向电容器输出的充电电流越大，则充电能力越高。因此，充电控制电路通过根据第一充电模式期间的长度设定充电电流，能够根据第一充电模式期间的长度设定第二充电模式期间中的充电能力。

另外，在本实施方式中，也可以是，检测电路输出在电源电压为第一阈值电压与第二阈值电压之间的电压时成为激活的充电模式设定信号。也可以是，充电控制电路在充电模式设定信号为激活时，将充电电路设定为充电模式。

这样，充电控制电路能够基于在电源电压为第一阈值电压与第二阈值电压之间的电压时成为激活的充电模式设定信号，将充电电路设定为充电模式。

另外，在本实施方式中，也可以是，检测电路包括电源电压分压电路和施密特触发电路。也可以是，电源电压分压电路输出对电源电压进行分压得到的分压电源电压。也可以是，施密特触发电路对分压电源电压与检测用基准电压进行比较，将比较结果作为充电模式设定信号进行输出。

施密特触发电路具有迟滞。因此，施密特触发电路通过对分压电源电压与检测用基准电压进行比较，能够进行电源电压与第一阈值电压的比较以及电源电压与第二阈值电压的比较。具体地说，在电源电压下降时，检测电源电压是否低于第一阈值电压，在电源电压上升时，检测电源电压是否达到第二阈值电压。

另外，在本实施方式中，也可以是，电源控制装置包括降压电路。也可以是，降压电路设置在第一节点与充电电路之间，将对全波整流电压进行降压后的电压输出到充电电路。

降压电路对全波整流电压进行降压，因此当在全波整流电压高时流通充电电流时，降压电路中的电力损耗变大。如上所述，在本实施方式中，在全波整流电压低于整流电压用阈值电压时流过充电电流，因此能够降低降压电路中的电力损耗。

另外，本实施方式的开关电源包括上述的任一项所记载的电源控制装置、第一整流电路、第二整流电路、变压器、开关元件、第一输出电路以及第二输出电路。第一整流电路对交流电压进行整流。第二整流电路对交流电压进行全波整流后作为全波整流电压供给到第一节点。变压器具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组。开关元件与初级绕组串联地设置在第一整流电路中的两输出端之间。第一输出电路对在次级绕组中感应出的电压进行整流并平滑化后输出。第二输出电路对在辅助绕组中感应出的电压进行整流并平滑化后输出到第二节点。电源控制装置对开关元件的开关进行控制。

另外，本实施方式的电子设备包括上述任一项所记载的电源控制装置。

此外，如上所述那样对本实施方式详细地进行了说明，但本领域技术人员应可以容易地理解，能够进行实质上不脱离本公开的新事项和效果的多种变形。因而，这种变形例全部包含在本公开的范围内。例如，在说明书或附图中，至少一次与更广义或同义的不同的用语一同记载的用语在说明书或附图的任意部分都可以置换为该不同的用语。另外，本实施方式和变形例的全部组合也包含在本公开的范围内。另外，电源控制装置、开关电源和电子设备等的结构和动作等也不限定于在本实施方式中说明的结构和动作等，可以进行各种变形实施。

Claims (13)

1.一种电源控制装置，其特征在于，包括：

充电电路，其基于输入到第一节点的全波整流电压，对与电源电压节点连接的电容器进行充电；

检测电路，其检测所述电源电压节点的电压即电源电压是否低于第一阈值电压以及检测所述电源电压是否达到第二阈值电压，所述第二阈值电压比所述第一阈值电压高；以及

充电控制电路，其基于来自所述检测电路的检测结果，对所述充电电路进行充电控制，

当所述检测电路检测到所述电源电压低于所述第一阈值电压时，所述充电控制电路使所述充电电路的充电模式有效，当所述检测电路检测到所述电源电压达到所述第二阈值电压时，所述充电控制电路使所述充电模式无效，

所述充电控制电路根据所述充电模式为有效的第一充电模式期间的长度，来设定所述充电模式下次变为有效的第二充电模式期间中的所述充电电路的充电容量。

2.根据权利要求1所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路在所述第一充电模式期间和所述第二充电模式期间中检测所述全波整流电压是否低于整流电压用阈值电压，

所述充电控制电路在所述第一充电模式期间和所述第二充电模式期间中的、检测到所述全波整流电压低于所述整流电压用阈值电压的期间，使所述充电电路进行对所述电容器进行充电的充电动作。

3.根据权利要求2所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路对所述第一充电模式期间中的所述充电动作的次数进行计数，基于作为计数结果的计数值，设定所述第二充电模式期间中的所述充电容量。

4.根据权利要求3所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路在所述计数值为第一计数值以下时，降低所述充电容量，在所述计数值为第二计数值以上时，增大所述充电容量，所述第二计数值比所述第一计数值大。

5.根据权利要求4所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路在所述计数值大于所述第一计数值且小于所述第二计数值时，维持所述充电容量。

6.根据权利要求2～5中的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路根据所述第一充电模式期间的长度来设定所述第二充电模式期间中的所述整流电压用阈值电压，由此对所述第二充电模式期间中的所述充电容量进行设定。

7.根据权利要求3～5中的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路包括：

整流电压分压电路，其输出对所述全波整流电压进行分压而得到的分压整流电压；

峰值保持电路，其输出对所述分压整流电压的峰值电压进行保持的保持电压；

基准电压生成电路，其根据所述保持电压生成整流电压用基准电压；以及

比较器，其通过对所述整流电压用基准电压与所述分压整流电压进行比较，来检测所述全波整流电压是否低于所述整流电压用阈值电压，

所述充电控制电路根据所述第一充电模式期间中的所述计数值来设定所述第二充电模式期间中的所述整流电压用基准电压，由此对所述第二充电模式期间中的所述充电容量进行设定。

8.根据权利要求1～5中的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，

所述充电控制电路根据所述第一充电模式期间的长度来设定在所述第二充电模式期间中所述充电电路向所述电容器输出的充电电流，由此对所述第二充电模式期间中的所述充电容量进行设定。

9.根据权利要求1所述的电源控制装置，其特征在于，

所述检测电路输出在所述电源电压为所述第一阈值电压与所述第二阈值电压之间的电压时成为激活的充电模式设定信号，

所述充电控制电路在所述充电模式设定信号为激活时，将所述充电电路设定为所述充电模式。

10.根据权利要求9所述的电源控制装置，其特征在于，

所述检测电路包括：

电源电压分压电路，其输出对所述电源电压进行分压而得到的分压电源电压；以及

施密特触发电路，其对所述分压电源电压与检测用基准电压进行比较，将比较结果作为所述充电模式设定信号输出。

11.根据权利要求1所述的电源控制装置，其特征在于，

所述电源控制装置包括降压电路，所述降压电路设置在所述第一节点与所述充电电路之间，将对所述全波整流电压进行降压后的电压输出到所述充电电路。

12.一种开关电源，其特征在于，包括：

权利要求1至11中的任一项所述的电源控制装置；

第一整流电路，其对交流电压进行整流；

第二整流电路，其对所述交流电压进行全波整流而作为所述全波整流电压供给到所述第一节点；

变压器，其具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组；

开关元件，其与所述初级绕组串联地设置在所述第一整流电路中的两输出端之间；

第一输出电路，其对在所述次级绕组中感应出的电压进行整流以及平滑化后进行输出；以及

第二输出电路，其对在所述辅助绕组中感应出的电压进行整流以及平滑化后输出到所述电源电压节点，

所述电源控制装置对所述开关元件的开关进行控制。

13.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1至11中的任一项所述的电源控制装置。