CN105075102B - 电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机 - Google Patents

电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电力转换装置，其能够同时扩大相电流的检测期间并简化检测步骤，并且控制载波频率来提高设备和装置的性能。在电力转换装置中，设置有：电源分流电阻（5），其设置于直流电源（1）的负电压侧与逆变器（2）之间；以及各相下桥臂分流电阻（6a～6c），其分别设置于各相下桥臂开关元件（3d～3f）与电源分流电阻（5）之间，其中，对各相下桥臂开关元件（3d～3f）和各相下桥臂分流电阻（6a～6c）的各连接点与直流电源（1）的负电压侧之间的各电压、即各相下桥臂电压进行检测，并基于各检测值，计算流入负载装置（9）的各相电流，并且根据特定的控制参数（A）的变化，对作为各驱动信号的基准频率的载波信号的载波频率进行控制。

Description

电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、 冰箱、制冷机
技术领域
本发明涉及电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机。
背景技术
在电力转换装置中，例如对流入电动机等的3相负载的各相电流进行检测，并基于该各相电流来控制负载，其中，该电力转换装置是通过将构成PWM调制方式的3相逆变器的开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态组合来生成3相交流电压并供给负载的。
作为检测流入3相负载的各相电流的方法，存在有设置与构成逆变器的开关元件串联连接的电流传感器或分流电阻的方式。作为设置分流电阻的结构存在：设置对直流电源与逆变器装置间的电流进行检测的电源分流电阻的结构；以及在下桥臂开关元件与直流电源的负极侧之间，设置检测该相的相电流的下桥臂分流电阻的结构。在设置电源分流电阻或下桥臂分流电阻的结构中，由于需要按各相位确定检测的相电流，而使得控制软件复杂化。此外，在设置有电源分流电阻的结构中，在仅能够检测一相电流的情况下，为了检测两相电流而需要进行通电调节。也就是说，在1个开关周期内，将检测各相电流的期间限定为较窄的范围。因此，例如公开了下述逆变器装置：通过“设置电源分流电阻和至少两相的下桥臂分流电阻，利用电源分流电阻对无法由下桥臂分流电阻检测的相电流进行检测”，从而不需要进行各相位的检测电流的确定、通电调节、时间序列的电流检测，而以简单的控制软件就能够检测相电流(例如专利文献1)。
专利文献1：日本特开2006-67747号公报
发明内容
例如在使用微处理器这样的数字控制装置作为检测相电流及进行其后的控制的装置的情况下，模拟值的各分流电阻的电压的模/数转换(AD转换)、相电流的检测及其后的控制方面要花费一定的处理时间。在上述专利文献1记载的技术中，由下桥臂分流电阻进行相电流的检测，判断是否能检测出相电流之后，在无法由下桥臂分流电阻检测出相电流的情况下，由电源分流电阻来检测相电流，因此在载波频率较高的情况下或者由于逆变器的调制度，而开关的导通/断开(ON/OFF)状态的变化变快，使得由控制装置进行的处理产生延迟，或者出现无法检测出相电流的情况，而基于相电流的检测值进行的后级处理的精度下降。特别是，在使载波频率变化来提高搭载电力转换装置的设备和装置的性能时，存在难以检测相电流的问题。
本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于提供一种电力转换装置，其能够同时扩大相电流的检测期间并简化检测步骤，并且控制载波频率来提高设备和装置的性能。
为了解决上述问题实现上述目的，本发明涉及的电力转换装置，其将由直流电源供给的直流电转换为交流电并供给到负载装置，上述电力转换装置包括：逆变器，将由上桥臂开关元件以及下桥臂开关元件构成的桥臂并联连接而构成；分流电阻，其至少设置于上述直流电源的负电压侧与上述各相下桥臂开关元件之间；电压检测部，其对上述各相下桥臂开关元件与上述直流电源的负电压侧之间的电压进行检测；以及控制部，其基于上述电压检测部的各检测值，生成与上述各相上桥臂开关元件及上述各相下桥臂开关元件对应的驱动信号，上述控制部根据特定的控制参数的变化，对上述驱动信号的基准频率、即载波信号的载波频率进行变更。
根据本发明，能够同时扩大相电流的检测期间并简化检测步骤，并且控制载波频率来提高设备和装置的性能。
附图说明
图1是表示实施方式涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。
图3是表示空间矢量调制方式下的各相上桥臂开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态与逆变器的输出电压矢量的关系的图。
图4是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图5是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图6是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图7是表示逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图8是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图9是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图10是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图11是表示实施方式涉及的电力转换装置中具备电力计算部的示例图。
图12是表示实施方式涉及的电力转换装置中具备直流母线电压检测部的示例图。
图13是表示采用对交流电源进行整流来得到直流电源的结构的示例图。
图14是表示在逆变器的前级设置有转换器的示例图。
图15是表示压缩机中使用的制冷剂的介电常数的温度特性的一个示例的图。
符号的说明
1 直流电源
2 逆变器
3a U相上桥臂开关元件
3b V相上桥臂开关元件
3c W相上桥臂开关元件
3d U相下桥臂开关元件
3e V相下桥臂开关元件
3f W相下桥臂开关元件
4a至4f 续流二极管
5 电源分流电阻
6a U相下桥臂分流电阻
6b V相下桥臂分流电阻
6c W相下桥臂分流电阻
7 控制部
8a U相下桥臂电压检测部
8b V相下桥臂电压检测部
8c W相下桥臂电压检测部
9 负载装置(电动机)
10 电流运算部
11 电压指令值计算部
12 驱动信号生成部
13 载波信号生成部
31 交流电源
32 整流器
32a、32b、32c、32d 整流二极管
33 转换器
100 电力转换装置
具体实施方式
下面，参照附图，对本发明的实施方式涉及的电力转换装置进行说明。此外，本发明并不由以下所示的实施方式限定。
实施方式
图1是表示实施方式涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。在图1所示的示例中，实施方式涉及的电力转换装置100构成为，将由直流电源1供给的直流电转换为对负载装置(在图1所示的示例中为电动机)9供给的3相交流电。
如图1所示，电力转换装置100具有以下用于向负载装置9供给3相交流电的主要构成要素：逆变器2，其由3个桥臂构成，该3个桥臂包括：上桥臂开关元件3a至3c(这里，3a：U相，3b：V相，3c：W相)以及下桥臂开关元件3d至3f(这里，3d：U相，3e：V相，3f：W相)；以及控制部7，其生成与各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f对应的6个驱动信号，并分别输出到各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f。各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f分别包括反向并联连接的续流二极管4a至4f(这里，4a：U相上桥臂，4b：V相上桥臂，4c：W相上桥臂，4d：U相下桥臂，4e：V相下桥臂，4f：W相下桥臂)。
控制部7是运算/控制单元，例如由微处理器或CPU等构成，将输入的模拟电压信号转换为数字值，并进行与负载装置9的控制应用相对应的运算和控制。
此外，实施方式涉及的电力转换装置100包括：电源分流电阻5，其设置在直流电源1的负电压侧(在图1所示的示例中为GND)与逆变器2之间；各相下桥臂分流电阻6a、6b、6c(这里，6a：U相，6b：V相，6c：W相)，其分别设置在各相下桥臂开关元件3d、3e、3f与电源分流电阻5之间；以及各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c(这里，8a：U相，8b：V相，8c：W相)，其检测各相下桥臂开关元件3d、3e、3f和各相下桥臂分流电阻6a、6b、6c的各连接点与直流电源1的负电压侧(这里为GND)之间的各电压(以下，称为“各相下桥臂电压”)Vu、Vv、Vw。此外，在图1所示的示例中，设电源分流电阻5的电阻值为Rdc，各相下桥臂分流电阻6a、6b、6c的电阻值为Rsh。
各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c例如由放大单元构成，用于使各相下桥臂电压Vu、Vv、Vw成为控制部7容易处理的电压值。
图2是表示实施方式涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。实施方式涉及的电力转换装置100的控制部7包括：电流运算部10，其基于由各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c检测出的各相下桥臂电压Vu、Vv、Vw，计算流入负载装置9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw；电压指令值计算部11，其基于电流运算部10的输出即各相电流iu、iv、iw，计算从逆变器2输出到负载装置9的各相绕组的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*；驱动信号生成部12，其基于从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*，生成输出到各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn；以及载波信号生成部13，其根据特定的控制参数(图2中的A)的变化，生成作为各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的基准频率的三角波或锯齿波等载波信号fc*。
电流运算部10基于从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*以及从载波信号生成部13输出的载波信号fc*，判断后述的空间矢量调制方式的各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态，并计算与该各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态对应的各相电流iu、iv、iw。与该空间矢量调制方式的各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态对应的各相电流iu、iv、iw的计算方法，将在后面阐述。
电压指令值计算部11根据从电流运算部10输出的各相电流iu、iv、iw，计算换算为从驱动信号生成部12输出的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的导通占空比(也就是说，在1个开关周期内，各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的导通时间的比例)所得各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*。
驱动信号生成部12对从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*与从载波信号生成部13输出的载波信号fc*进行比较，并根据各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*与载波信号fc*的大小关系，生成输出到各开关元件3a至3f的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。
此外，上述控制部7的结构是用于控制作为负载装置的负载装置9的一个结构示例，本发明并不局限于该控制部7的结构和控制方法。此外，对于载波信号生成部13的根据控制参数A的变化来控制载波频率，将在后面说明。
接着，对基于PWM调制而生成针对各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的驱动信号时的空间矢量调制方式进行说明。图3是表示空间矢量调制方式下的各相上桥臂开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态与逆变器的输出电压矢量的关系的图。图3(a)是表示各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态与逆变器2的输出电压矢量的关系的示意图，图3(b)表示逆变器2的输出电压矢量的定义。此外，在图3所示的示例中，将各相上桥臂开关元件3a至3c为导通(ON)状态的情况定义为“1”，各相上桥臂开关元件3a至3c为断开(OFF)状态的情况定义为“0”。
如图3所示，作为各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态，存在导通(ON)状态(即“1”)以及断开(OFF)状态(即“0”)这2种状态，并且如果与各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态的组合相对应地，将逆变器2的输出电压矢量以下述形式定义，即，((U相上桥臂开关元件3a的状态)(V相上桥臂开关元件3b的状态)(W相上桥臂开关元件3c的状态))，则存在V0(000)、V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)、V7(111)这8种矢量。将上述逆变器的输出电压矢量中不具有大小的V0(000)以及V7(111)称为零矢量，将除此以外的大小相等且相互之间具有60度相位差的V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)称为实矢量。
控制部7对上述各零矢量V0、V7以及各实矢量V1至V6进行任意组合并合成，由此生成与各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f对应的3相PWM电压的驱动信号。
接着，参照图4至图10，对实施方式涉及的电力转换装置100的各相电流iu、iv、iw的计算方法进行说明。
图4是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。在图4所示的示例中，设负载装置(这里为电动机)9的从各相绕组的高电位侧流向低电位侧的各相电流iu、iv、iw为正值。此外，在以下各图所示的示例中，也与图4为相同的记载。
如图4所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(1)、(2)、(3)表示。
Vu＝iu×Rdc…(1)
Vv＝iu×Rdc+iv×Rsh…(2)
Vw＝iu×Rdc+iw×Rsh…(3)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，能够使用上述式(1)、(2)、(3)计算各相电流iu、iv、iw。
图5是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图5所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，V相电流iv从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(4)、(5)、(6)表示。
Vu＝iv×Rdc+iu×Rsh…(4)
Vv＝iv×Rdc…(5)
Vw＝iv×Rdc+iw×Rsh…(6)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，能够使用上述式(4)、(5)、(6)计算各相电流iu、iv、iw。
图6是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图6所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，W相电流iw从直流电源1的正电压侧经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，V相电流iv经由V相下桥臂开关元件3e、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(7)、(8)、(9)表示。
Vu＝iw×Rdc+iu×Rsh…(7)
Vv＝iw×Rdc+iv×Rsh…(8)
Vw＝iw×Rdc…(9)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，能够使用上述式(7)、(8)、(9)计算各相电流iu、iv、iw。
图7是表示逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。在图7所示的示例中，作为一个示例，示出了在从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器2的电流。
如图7所示，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下，电流几乎不流入电源分流电阻5，X点的电压几乎为零。此时，U相电流iu从X点经由续流二极管4d流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b流向X点，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f流向X点。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(10)、(11)、(12)表示。
Vu＝(－iu)×Rsh…(10)
Vv＝iv×Rsh…(11)
Vw＝iw×Rsh…(12)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下，能够使用上述式(10)、(11)、(12)计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100中，在为实矢量V1(100)、V2(010)、V3(001)以及零矢量V0(000)的情况下，通过检测U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw，能够计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
此外，由于不使用基尔霍夫第一定律、相电流的平衡条件而得到各相电流iu、iv、iw，所以也能够适用于电动机9是不平衡负载的情况。
图8是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图8所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，V相电流iv经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，W相电流iw从电动机9经由W相下桥臂开关元件3f、W相下桥臂分流电阻6c、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(13)、(14)、(15)表示。
Vu＝iw×Rdc…(13)
Vv＝iw×Rdc…(14)
Vw＝iw×Rdc+iw×Rsh…(15)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iu+iv＝iw…(16)
iu＝iv＝(1/2)iw…(17)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)且电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(13)、(14)、(15)中的任一式以及式(17)计算各相电流iu、iv、iw。
图9是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图9所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，V相电流iv从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，W相电流iw经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(18)、(19)、(20)表示。
Vu＝iu×Rdc+iu×Rsh…(18)
Vv＝iu×Rdc…(19)
Vw＝iu×Rdc…(20)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iv+iw＝iu…(21)
iv＝iw＝(1/2)iu…(22)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)且电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(18)、(19)、(20)中的任一式以及式(22)计算各相电流iu、iv、iw。
图10是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图10所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，W相电流iw经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(23)、(24)、(25)表示。
Vu＝iv×Rdc…(23)
Vv＝iv×Rdc+iv×Rsh…(24)
Vw＝iv×Rdc…(25)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iu+iw＝iv…(26)
iu＝iw＝(1/2)iv…(27)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)且电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(23)、(24)、(25)中的任一式以及式(27)计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100中，即使是为实矢量V4(110)、V5(011)、V6(101)的情况下，在电动机9是3相平衡负载时，通过检测U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw中的任一个，就能够计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
另外，在上述说明中，对将下桥臂电压检测部设置成3相的结构进行了说明，但是在将该下桥臂电压检测部设置成两相的结构中，当负载装置9是平衡负载时，通过使用基尔霍夫第一定律、相电流的平衡条件，也能够计算各相电流iu、iv、iw，这里省略其详细说明。
接着，参照图1、图2、图11至图15，对本实施方式涉及的电力转换装置100中载波信号生成部13根据特定的控制参数A的变化来控制载波频率进行说明。
在本实施方式中，作为逆变器2的控制参数包括：逆变器2的输出频率、逆变器2的输入电力、逆变器2的输出电力、负载装置9的消耗电力、逆变器2的直流母线电压、直流电源1是转换器的情况下表示转换器的工作状态的转换器工作状态信号、表示逆变器2的运转状态的运转状态信号。
首先，对控制参数A为逆变器2的输出频率的示例进行说明。在控制参数A为逆变器2的输出频率的情况下，例如将由未图示的上级控制单元输出的输出频率指令作为控制参数A输入到控制部7即可。或者，也可以设置检测逆变器2的输出频率的检测部，将其检测值作为控制参数A输入到控制部7。进而，也可以将根据逆变器2的输出频率而变化的电量、例如在负载装置9是图1所示的电动机的情况下将电动机的转速作为控制参数A输入到控制部7。
如图2所示，例如与载波信号fc*的载波频率同步地将各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c的各检测值输入到电流运算部10，并且将从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*输入到驱动信号生成部12，在这种情况下，如果逆变器2的输出频率升高，那么在逆变器2的输出频率的每个周期将各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c的各检测值输入到控制部7的次数、以及更新各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*的次数就减少，而电流运算部10和驱动信号生成部12的可控制性变差。
另一方面，如果载波频率升高，则构成逆变器2的各开关元件3a至3f的开关次数增多，因此开关损耗增加，设备的效率变差。
也就是说，进行下述控制即可：在逆变器2的输出频率较高时使载波频率升高，在逆变器2的输出频率较低时使载波频率降低。更具体而言，只要进行控制以使载波频率的周期与逆变器2的输出频率的1个周期的比率不变，就能够在电流运算部10和驱动信号生成部12的可控制性与开关损耗之间取得平衡。
因此，在本实施方式中，例如在载波信号生成部13预先设定表示逆变器2的输出频率与载波频率的关系的表，并根据作为控制参数A而输入的逆变器2的输出频率，对载波频率进行控制以使其成为从上述表中读取的载波频率。
更具体而言，以下述方式设定表，即，逆变器2的输出频率的1个周期的期间为载波频率的10个周期的期间。
像这样进行控制，就能够使载波频率的周期与逆变器2的输出频率的1个周期的比率保持不变，能够同时防止电流运算部10和驱动信号生成部12的可控制性变差并抑制开关损耗。
或者，作为简单地得到上述效果的方法，例如在载波信号生成部13预先设定针对逆变器2的输出频率fo的阈值fα以及第一载波频率fca及第二载波频率fcb(这里，第一载波频率fca＜第二载波频率fcb)，在作为控制参数A而输入的逆变器2的输出频率fo为阈值fα以下的情况下(fo≤fα)，使载波频率为第一载波频率fca，在逆变器2的输出频率fo大于阈值fα的情况下(fo＞fα)，使载波频率为第二载波频率fcb即可。
接着，对使控制参数A为逆变器2的输入电力或输出电力、或者为负载装置9的消耗电力的例子进行说明。图11是表示实施方式涉及的电力转换装置中具备电力计算部的示例图。
在使控制参数A为逆变器2的输入电力或输出电力、或者为负载装置9的消耗电力的情况下，如图11所示那样设置电力计算部14，用于计算逆变器2的输入电力或输出电力、或者负载装置9的消耗电力，将从该电力计算部14输出的电力作为控制参数A输入到控制部7即可。另外，该电力计算部14能够使用公知技术构成，本发明不由该电力计算部14的结构限定。此外，在以下的说明中，将逆变器2的输入电力或输出电力、或者负载装置9的消耗电力总称为“逆变器电力”。
如果逆变器电力增大，则构成逆变器2的各开关元件3a至3f的开关损耗相应地增大。
也就是说，进行下述控制即可：在逆变器电力较大时使载波频率降低，在逆变器电力较小时使载波频率升高。
因此，在本实施方式中，例如在载波信号生成部13预先设定表示逆变器电力与载波频率的关系的表，并根据作为控制参数A而从电力计算部14输入的逆变器电力，对载波频率进行控制以使其成为从上述表中读取的载波频率。
更具体而言，以下述方式设定表，即，载波频率随着逆变器电力增大而降低。
像这样进行控制，就能够抑制随着逆变器电力增大而增加的开关损耗。
或者，作为简单地得到上述效果的方法，例如在载波信号生成部13预先设定针对逆变器电力P的阈值Pα以及第一载波频率fca及第二载波频率fcb(这里，第一载波频率fca＜第二载波频率fcb)，在作为控制参数A而输入的逆变器电力P为阈值Pα以下的情况下(P≤Pα)，使载波频率为第二载波频率fcb，在逆变器电力P大于阈值Pα的情况下(P＞Pα)，使载波频率为第一载波频率fca即可。
接着，对控制参数A为逆变器2的直流母线电压的例子进行说明。图12是表示实施方式涉及的电力转换装置中具备直流母线电压检测部的示例图。
在使控制参数A为逆变器2的直流母线电压的情况下，如图12所示那样设置直流母线电压检测部15,用于检测逆变器2的直流母线电压，将从该直流母线电压检测部15输出的直流母线电压作为控制参数A输入到控制部7即可。另外，该直流母线电压检测部15能够使用公知技术构成，本发明不由该直流母线电压检测部15的结构限定。此外，也可以将根据直流母线电压而变化的电量、例如在负载装置9是图1所示的电动机的情况下将电动机的调制率作为控制参数A输入到控制部7。
如果直流母线电压增大，则构成逆变器2的各开关元件3a至3f的开关损耗相应地增大。
也就是说，进行下述控制即可：在直流母线电压较大时使载波频率降低，在直流母线电压较小时使载波频率升高。
因此，在本实施方式中，例如在载波信号生成部13预先设定表示直流母线电压与载波频率的关系的表，并根据作为控制参数A而从直流母线电压检测部15输入的直流母线电压，对载波频率进行控制以使其成为从上述表中读取的载波频率。
更具体而言，以下述方式设定表，即，载波频率随着直流母线电压增大而降低。
像这样进行控制，就能够抑制随着直流母线电压增大而增加的开关损耗。
或者，作为简单地得到上述效果的方法，例如在载波信号生成部13预先设定针对直流母线电压V的阈值Vα以及第一载波频率fca及第二载波频率fcb(这里，第一载波频率fca＜第二载波频率fcb)，在作为控制参数A而输入的直流母线电压V为阈值Vα以下的情况下(V≤Vα)，使载波频率为第二载波频率fcb，在直流母线电压V大于阈值Vα的情况下(V＞Vα)，使载波频率为第一载波频率fca即可。
在由直流电源1输出的直流母线电压不稳定而产生变化的情况下，同一负载条件下的开关损耗增大，但是如上述那样通过使载波频率随着从直流母线电压检测部15输入的直流母线电压的增大而降低，能够减少开关损耗。
此外，一般而言，在逆变器电力或直流母线电压较大的情况下，根据构成逆变器2的各开关元件3a至3f产生的发热量，有可能需要散热片，但是在本实施方式中，通过使载波频率随着逆变器电力或直流母线电压的上升而降低来抑制开关损耗，能够使其不超过散热片的热容量，而且还能够使该散热片小型化。
而且，在作为构成逆变器2的各开关元件3a至3f例如使用由碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)类材料或金刚石等宽禁带(WBG)半导体形成的开关元件的结构中，能够得到更大的效果。
由这种WBG半导体形成的开关元件因耐热性高，所以能够使散热片小型化，通过如上述那样以使载波频率随着逆变器电力或直流母线电压的增大而降低的方式进行控制，能够进一步实现散热片的小型化。
图13是表示采用对交流电源进行整流来得到直流电源的结构的示例图。此外，图14是表示在逆变器的前级设置有转换器的示例图。
如图13所示，也可以是如下结构：用由整流二极管32a至32d构成的整流器32对由交流电源31供给的交流电压进行整流，来得到直流电源1。采用这样的结构，由交流电源31供给的交流电压发生变化，其结果所得到的直流母线电压也发生变化，在这种情况下，在直流母线电压增大时，也能够降低载波频率来抑制开关损耗。
此外，在图13所示的例子中，示出了交流电源31是单相交流电源，整流器32是单相整流器的例子，但是交流电源31以及整流器32的相数没有限制，显然只要能够构成直流电源1则可以是任何结构。
此外，在使控制参数A为逆变器2的直流母线电压的情况下，在如图14所示那样在逆变器2的前级设置使直流电源1输出的直流电压升压、降压或升降压的转换器33的结构中，能够得到更大的效果。
此外，在将本实施方式涉及的电力转换装置100应用于以电动机作为负载的电动机驱动装置的情况下，通过转换器33使直流电源1输出的直流电压升压而得到直流母线电压，在这种结构中，能够扩大电动机的运转范围，并且能够使电动机绕组高匝数化，从而使电动机高电压化，减少电流并实现高效率化。
此外，在电动机中，为了不产生因电流流入定子生成的退磁场所导致的磁铁的退磁，而在电动机的设计条件和驱动条件上有限制。为了消除上述限制，存在添加作为稀土资源的镝元素来提高矫顽力的情况。如果使用本实施方式涉及的电力转换装置100构成电动机驱动装置，则在镝的使用量较少(例如镝含量为0以上0.5％以下)且耐退磁力较小(例如矫顽力为1700kA/m以下)的电动机中，提高直流母线电压、减少定子中产生的退磁场以使其能够在与镝的使用量较多的电动机同样的温度范围、转速范围内使用，在这种情况下，也能够降低载波频率来抑制开关损耗。
此外，在通过转换器33使直流电源1输出的直流电压降压来得到直流母线电压的结构中，电动机负载较小、逆变器2的输出电压比直流电源1输出的直流电压低的范围内，获取降压至与逆变器2的输出电压同等的电压的直流母线电压并施加于逆变器2，由此能够实现各开关元件3a至3f的低损耗化，另外在直流母线电压升高的情况下，通过降低载波频率，也能够提高开关损耗的抑制效果。
另外，转换器33可以仅由电抗器、电容器等无源元件构成，也可以是具有电抗器、电容器、开关元件，通过开关元件的开闭控制对电抗器进行能量的充放电的结构。
进而，在采用转换器33由电抗器、电容器、开关元件构成，并且如图14所示那样由控制逆变器2的控制部7对转换器33内的开关元件进行开闭控制的结构的情况下，也可以使控制参数A为表示转换器33的工作状态的转换器工作状态信号。
在使控制参数A为转换器工作状态信号的情况下，例如将转换器工作状态信号作为控制参数A从未图示的上级控制单元输入到控制部7即可。这里，转换器工作状态信号采用例如表示是否使转换器33工作的电压值等模拟电量或数字数据等已知的信号，本发明不由该转换器工作状态信号的种类限定。
在同时控制逆变器2和转换器33的情况下，控制部7的运算负荷增大。例如如图2所示那样进行下述控制，即，与载波信号fc*的载波频率同步地将各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c的各检测值输入到电流运算部10，并且将从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*输入到驱动信号生成部12，在这种情况下，在载波信号fc*的顶峰或谷底的定时开始逆变器2的控制或转换器33的控制涉及的运算，在至少1个周期后的载波的顶峰或谷底的定时，更新、反映构成逆变器2的各开关元件3a至3f的导通占空比即各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*或构成转换器的开关元件的导通占空比。
也就是说，在控制部7，由于在以载波信号fc*的1个周期为基准的预先决定的期间内需要进行逆变器2的控制或转换器33的控制涉及的运算，所以在使逆变器2和转换器33同时工作的情况下，控制部7的运算负荷增大，在载波频率较高的情况下，能够用于逆变器2的控制或转换器33的控制涉及的运算的时间变短。因此，可能导致来不及进行控制的运算而使得可控制性降低或者无法进行控制而使设备停止。
因此，在本实施方式中，在使控制参数A为转换器工作状态信号并使逆变器2以及转换器33同时工作的情况下，将载波频率设定得较低，能够避免来不及进行控制的运算而使得可控制性降低或者无法进行控制而使设备停止的状况。
接着，对使控制参数A为表示逆变器2的运转状态的运转状态信号的例子进行说明。
在使控制参数A为运转状态信号的情况下，例如将运转状态信号作为控制参数A从未图示的上级控制单元输入到控制部7即可。这里，运转状态信号采用例如逆变器2在启动时、停止时、稳定工作时等各种状态下不同的电压值等模拟电量或数字数据等已知的信号，本发明不由该运转状态信号的种类限定。
参照图15，对将本实施方式涉及的电力转换装置100应用于以电动机作为负载的电动机驱动装置，并且将该电动机驱动装置应用于空调机或冰箱、制冷机等的压缩机的情况进行说明。图15是表示压缩机中使用的制冷剂的介电常数的温度特性的一个示例的图。在图15所示的示例中，横轴表示温度，纵轴表示制冷剂的介电常数。
一般而言，压缩机使用的制冷剂如图15所示那样，具有低温时介电常数较高、高温时介电常数较低的温度特性。也就是说，在使压缩机在低温下工作的情况下，从启动到压缩机暖机为止的期间介电常数较高，可能导致压缩机的漏电流增加。
一般而言，采用以下对策即通过改良构成压缩机的绝缘材料或电动机构造来降低静电电容从而抑制漏电流，但是在本实施方式中，使控制参数A为逆变器2的运转状态信号，在逆变器2启动时，将载波频率设定得较低，能够抑制漏电流。
特别是，由于R32与R410A等相比介电常数较大，所以在仅使用R32的压缩机或R32的比率较高的压缩机中，能够得到较大的效果。
此外，不仅在逆变器2的启动时，而且在其停止时或稳定工作等时，也能够根据逆变器2的运转状态设定最佳的载波频率。
如以上说明的那样，本实施方式的电力转换装置设置有：电源分流电阻，其设置在直流电源的负电压侧与逆变器之间；以及各相下桥臂分流电阻，其分别设置在各相下桥臂开关元件与电源分流电阻之间，在各相上桥臂开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态即逆变器的输出电压矢量为零矢量V0的情况以及为实矢量V1至V6的情况下，对各相下桥臂开关元件和各相下桥臂分流电阻的各连接点与直流电源的负电压侧之间的各电压即各相下桥臂电压进行检测，并基于其各检测值，计算流入负载装置的各相电流，因此能够同时扩大相电流的检测期间并简化检测步骤，另外根据特定的控制参数的变化，对作为各驱动信号的基准频率的载波信号的载波频率进行控制，因此能够根据控制参数实现载波频率的最佳化，能够提高设备和装置的性能。
此外，在使控制参数为逆变器的输出频率的情况下，对载波频率进行控制以使其在逆变器的输出频率较高时升高，在逆变器的输出频率较低时降低，更具体而言，进行控制以使载波频率的周期与逆变器的输出频率的1个周期的比率不变，由此能够同时防止电流运算部和驱动信号生成部的可控制性变差并抑制开关损耗。
此外，在控制参数为逆变器的输入电力或输出电力、或者负载装置的消耗电力即逆变器电力的情况下，设置用于计算逆变器电力的电力计算部，并且对载波频率进行控制以使其在逆变器电力较大时降低，逆变器电力较小时升高，更具体而言，对载波频率进行控制以使其随着逆变器电力增大而降低，由此能够抑制随着逆变器电力增大而增加的开关损耗。
此外，在使控制参数为逆变器的直流母线电压的情况下，设置用于检测逆变器的直流母线电压的直流母线电压检测部，并且对载波频率进行控制以使其在直流母线电压较大时降低，直流母线电压较小时升高，更具体而言，对载波频率进行控制以使其随着直流母线电压增大而降低，由此能够抑制随着直流母线电压增大而增加的开关损耗。
由此，在由直流电源输出的直流母线电压不稳定而产生变化的情况下，同一负载条件下的开关损耗增大，但是如上述那样通过使载波频率随着直流母线电压的增大而降低，能够减少开关损耗。
此外，一般而言，在逆变器电力或直流母线电压较大的情况下，根据构成逆变器的各开关元件产生的发热量，有可能需要散热片，但是在本实施方式中，通过使载波频率随着逆变器电力或直流母线电压的上升而降低来抑制开关损耗，从而能够使其不超过散热片的热容量，并且还能够使该散热片小型化。
特别是，在使用由耐热性较高的WBG半导体形成的开关元件构成逆变器的情况下，通过对载波频率进行控制以使其随着逆变器电力或直流母线电压增大而降低，能够进一步实现散热片的小型化。
另外，由WBG半导体形成的开关元件的耐电压性高且允许电流密度也高，因此能够使开关元件小型化，通过使用该小型化了的开关元件，能够使逆变器和电力转换装置小型化，进而能够使组装有该电力转换装置的设备和装置小型化。
此外，由于电力损耗较低，所以能够使开关元件高效率化，能够进一步使逆变器和电力转换装置小型化，进而能够进一步使组装有该电力转换装置的设备和装置小型化。
此外，也可以是用整流器对从交流电源供给的交流电压进行整流来得到直流电源的结构，在由交流电源供给的交流电压发生变化，其结果所得到的直流母线电压也发生变化，在这种情况下，在直流母线电压增大时也能够降低载波频率来抑制开关损耗。
此外，在使控制参数为逆变器的直流母线电压的情况下，在逆变器的前级设置使直流电源输出的直流电压升压、降压或升降压的转换器的结构中，能够得到更大的效果。
此外，在将本实施方式涉及的电力转换装置应用于以电动机作为负载的电动机驱动装置的情况下，通过转换器使直流电源输出的直流电压升压而得到直流母线电压，在这种结构中，能够扩大电动机的运转范围，并且能够使电动机绕组高匝数化，从而使电动机高电压化，减少电流并实现高效率化。
在镝的使用量较少且耐退磁力较小的电动机中，提高直流母线电压、减少定子中产生的退磁场以使其能够在与镝的使用量较多的电动机同样的温度范围、转速范围内使用，在这种情况下，也能够降低载波频率来抑制开关损耗。
此外，在通过转换器使直流电源输出的直流电压降压而得到直流母线电压的结构中，电动机负载较小、逆变器的输出电压比直流电源输出的直流电压低的范围内，获取降压至与逆变器的输出电压同等的电压的直流母线电压并施加于逆变器，由此能够实现各开关元件的低损耗化，另外在直流母线电压升高的情况下，通过降低载波频率，也能够提高开关损耗的抑制效果。
此外，转换器可以仅由电抗器、电容器等无源元件构成，也可以是具有电抗器、电容器、开关元件，通过开关元件的开闭控制对电抗器进行能量的充放电的结构，显然无论在哪种结构中，都能够得到上述效果。
进而，在采用转换器由电抗器、电容器、开关元件构成，并且由控制逆变器的控制部对转换器内的开关元件进行开闭控制的结构的情况下，也可以使控制参数为表示转换器的工作状态的转换器工作状态信号，在这种情况下，通过在使逆变器和转换器同时工作时将载波频率设定得较低，能够避免来不及进行控制的运算而使得可控制性降低或者无法进行控制而使设备停止的状况。
此外，在将本实施方式涉及的电力转换装置应用于以电动机作为负载的电动机驱动装置，并且将该电动机驱动装置应用于空调机或冰箱、制冷机等的压缩机的情况下，也可以使控制参数为表示逆变器的运转状态的运转状态信号，在这种情况下，通过在逆变器启动时将载波频率设定得较低，能够抑制在从启动到压缩机暖机为止的、制冷剂的介电常数较大的期间中增加的漏电流。
特别是，在仅使用与R410A等相比介电常数较大的R32的压缩机或R32的比率较高的压缩机中，能够得到较大的效果。
此外，不仅在逆变器的启动时，而且在停止时或稳定工作等时，也能够根据逆变器的运转状态设定最佳的载波频率。
另外，在上述实施方式中，示出了将电力转换装置应用于以电动机作为负载的电动机驱动装置，并且将该电动机驱动装置应用于空调机或冰箱、制冷机等的压缩机的例子，但是也能够应用于空调机或冰箱、制冷机等的鼓风机中，在这种情况下，显然也能够得到实施方式中说明的效果。
此外，以上实施方式所示的结构是本发明的一个构成示例，显然还能够与其它的公知技术组合，在不脱离本发明的要旨的范围内，还能够进行省略一部分等变更来构成。
如上所述，本发明涉及的电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机，对于具备PWM调制方式的3相逆变器的结构是有用的，特别是适于作为能够同时扩大相电流的检测期间并简化检测步骤，并且控制载波频率来提高设备和装置的性能的技术。

Claims (27)

1.一种电力转换装置，其将由直流电源供给的直流电转换为交流电并供给到负载装置，所述电力转换装置的特征在于，包括：
逆变器，将由上桥臂开关元件以及下桥臂开关元件构成的桥臂并联连接而构成；
分流电阻，其至少设置于所述直流电源的负电压侧与各相下桥臂开关元件之间；
电压检测部，其对所述各相下桥臂开关元件与所述直流电源的负电压侧之间的电压进行检测；以及
控制部，其基于所述电压检测部的各检测值，生成与各相上桥臂开关元件及所述各相下桥臂开关元件对应的驱动信号，
所述控制部根据特定的控制参数的变化，对所述驱动信号的基准频率、即载波信号的载波频率进行变更，
在所述逆变器启动时，所述控制部进行控制，以使所述载波频率降低。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述分流电阻是电源分流电阻和各相下桥臂分流电阻，该电源分流电阻设置于所述直流电源的负电压侧与所述逆变器之间，该各相下桥臂分流电阻分别设置于所述各相下桥臂开关元件与所述电源分流电阻之间。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部进行控制，以使在所述逆变器的输出频率较高时所述载波频率升高、所述输出频率较低时所述载波频率降低。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述负载装置是电动机，
所述控制部进行控制，以使在所述电动机的转速较高时所述载波频率升高、所述电动机的转速较低时所述载波频率降低。
5.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部进行控制，以使所述载波频率的周期与所述输出频率的1个周期的比率不变。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部保持有表示所述输出频率与所述载波频率的关系的表，并根据所述输出频率，进行控制以使所述载波频率成为从所述表中读取的所述载波频率。
7.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部预先设定针对所述输出频率的阈值和第一载波频率及其频率高于该第一载波频率的第二载波频率，在所述输出频率为所述阈值以下的情况下，使所述载波频率为所述第一载波频率，在所述输出频率大于所述阈值的情况下，使所述载波频率为所述第二载波频率。
8.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部进行控制，以使在所述逆变器的输入电力或输出电力或者所述负载装置的消耗电力、即逆变器电力较大时所述载波频率降低、所述逆变器电力较小时所述载波频率升高。
9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部进行控制，以使所述载波频率随着所述逆变器电力的增大而降低。
10.根据权利要求9所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部保持有表示所述逆变器电力与所述载波频率的关系的表，并根据所述逆变器电力，进行控制以使所述载波频率成为从所述表中读取的所述载波频率。
11.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部预先设定针对所述逆变器电力的阈值和第一载波频率及其频率高于该第一载波频率的第二载波频率，在所述逆变器电力为所述阈值以下的情况下，使所述载波频率为所述第二载波频率，在所述逆变器电力大于所述阈值的情况下，使所述载波频率为所述第一载波频率。
12.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部进行控制，以使在所述逆变器的直流母线电压较大时所述载波频率降低、所述直流母线电压较小时所述载波频率升高。
13.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述负载装置是电动机，
所述控制部进行控制，以使在所述电动机的调制率较大时所述载波频率降低、所述调制率较小时所述载波频率升高。
14.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部进行控制，以使所述载波频率随着所述直流母线电压的增大而降低。
15.根据权利要求14所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部保持有表示所述直流母线电压与所述载波频率的关系的表，并根据所述直流母线电压，进行控制以使所述载波频率成为从所述表中读取的所述载波频率。
16.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部预先设定针对所述直流母线电压的阈值和第一载波频率及其频率高于该第一载波频率的第二载波频率，在所述直流母线电压为所述阈值以下的情况下，使所述载波频率为所述第二载波频率，在所述直流母线电压大于所述阈值的情况下，使所述载波频率为所述第一载波频率。
17.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
在所述逆变器的前级具有转换器，其将从所述直流电源施加的直流电压转换成直流母线电压，
在所述转换器工作时，所述控制部进行控制，以使所述载波频率降低。
18.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述各相上桥臂开关元件以及所述各相下桥臂开关元件中的至少1个由宽禁带半导体形成。
19.根据权利要求18所述的电力转换装置，其特征在于：
所述宽禁带半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
20.一种电动机驱动装置，其特征在于：
具有权利要求1至19中任一项所述的电力转换装置，
所述电力转换装置的负载是电动机负载。
21.根据权利要求20所述的电动机驱动装置，其特征在于：
所述电动机负载使用磁铁，其中镝含量为0以上0.5％以下，并且具有1700kA/m以下的矫顽力。
22.一种鼓风机，其特征在于：
具有权利要求20或21所述的电动机驱动装置。
23.一种压缩机，其特征在于：
具有权利要求20或21所述的电动机驱动装置。
24.根据权利要求23所述的压缩机，其特征在于：
以R32单体或包含R32作为制冷剂。
25.一种空调机，其特征在于：
具有权利要求22所述的鼓风机或权利要求23所述的压缩机中的至少一方。
26.一种冰箱，其特征在于：
具有权利要求22所述的鼓风机或权利要求23所述的压缩机中的至少一方。
27.一种制冷机，其特征在于：
具有权利要求22所述的鼓风机或权利要求23所述的压缩机中的至少一方。
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