CN104714083A - 脉宽调制输出电压测量装置及方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及脉宽调制输出电压测量装置及方法。提供了用于控制电压源型逆变器输出电压的输出电压反馈系统和方法，其使用低带宽缓冲电路和低A/D转换器采样率来对PWM输出电压波形进行感测和采样，以提供相电压或线-线电压的估计伏秒值，该估计伏秒值被反馈以控制电压源型逆变器。

Description

脉宽调制输出电压测量装置及方法
技术领域
本公开涉及脉宽调制输出电压测量装置及方法。
背景技术
电机驱动器和其他开关电源用于提供多相AC输出电力，以驱动负载，例如，感应电动机。大多数传统AC驱动器包括开关逆变器输出级，其利用分别连接在DC总线的相应端子与输出端子中的一个之间的开关阵列来转换来自DC总线的电力，以提供AC输出电压，从而驱动负载。为了在各个负载端子处产生可变频率、可变幅度的输出电压信号，采用脉宽调制型开关控制，以选择性激励逆变器开关。通常根据一个或更多个设定点信号或值并且还根据来自逆变器输出的反馈，以闭环方式控制开关操作。在通常情况下，电机驱动器接收速度和位置设定点，并且还可以接收转矩设定点以及反馈信号，该反馈信号表示逆变器的测量输出电压和驱动器的其他操作条件。一个或更多个内部控制回路用于基于所接收的设定点和反馈值来调整输出负载电机速度、转矩、电压和/或电流。
然而，由于输出逆变器的脉冲宽度调制操作，所以难以准确评估在逆变器输出端的电压波形。具体地，逆变器开关在相对较高脉冲宽度调制频率下(例如，几千赫兹)操作，使得输出电压波形包括高频成分。另外，开关式电源处于嘈杂的电气环境，因此电压输出波形不是纯粹的正弦曲线。此外，在许多应用中，所驱动的负载的额定输出相对较高，从而DC总线电压和AC输出电压是相对较高的值。因此，在这些情况下，难以获得准确的反馈，原因是所感测的信号有时具有很高的电压幅值，并且在逆变器内对大电流的切换造成了难以准确地感知输出电压信号的嘈杂环境。然而，同时，出于反馈目的，需要能够准确地再现PWM电压输出波形的高带宽感测电路，而高带宽感测电路更易受噪声影响。此外，在非常低的调制指数操作水平下，电压波形脉冲宽度非常窄，并且反射波影响以及空载时间补偿影响变得更加显著，导致更加难以确定反馈信号。因此，仍然需要用于感测输出电压以控制电机驱动器的开关逆变器和其他电力转换应用的改进的方法和装置。
发明内容
现在概述本公开的一个或更多个方面，以助于基本理解本公开，其中，此概述不是对本公开的广泛概览，其目的不是确定本公开的特定特征，也不是划定其范围。替代地，该概览的主要目的是在下文中给出更详细的描述之前以简化形式给出本公开的各个方面。
本公开提供了包括低调制指数操作点的用于测量逆变器输出电压的装置和技术，通过该装置和技术，能够缓解或克服上面的一些缺点并且能够降低反馈系统部件成本，却不会牺牲对提供至负载的AC电压的准确控制的能力。发明人已认识到，代替试图准确再现在开关逆变器的输出端提供的、包括所有非理想因素和高频成分的PWM电压波形，使用低带宽感测电路来测量或估计在对逆变器开关操作的反馈控制中使用的输出的伏秒或PWM周期平均电压，有助于改善控制和噪声抗扰性。因此，能够使用降低的采样频率，并且能够在使用更低成本的低带宽模拟运算放大器和电路部件的同时对模拟输入信号进行低通滤波。此外，由于能够使用高阻抗分压电路来按比例确定反馈信号，所以转换速率要求变得不严格，因此便于成本降低。
根据本公开的一个或更多个方面，提供了一种反馈系统，该系统包括：低通滤波器电路，该低通滤波器电路所具有的截止频率低于准确量化被感测的PWM电压信号的所有高频成分所需的频率；转换器电路，其对来自低通滤波器的信号进行采样；以及处理器，其估计所关注的相电压或线-线电压的伏秒值。在某些实现中，例如，通过在相应的PWM周期中将采样值累加并且将累加总值除以采样数量，来在PWM周期上对采样值求平均，以计算估计伏秒值。此外，在某些实施例中，处理器避免累加落入0伏附近的容差范围内的采样值，从而改善伏秒估计的准确性。
此外，本公开的其他方面提供了用于估计PWM逆变器输出电压的方法，其包括：使用截止频率低于与输出电压波形的最大上升率或下降率对应的输出电压波形频率的低通滤波器对输出电压信号进行低通滤波，以及使用模拟缓冲电路对低通滤波输出电压信号分别进行缓冲。该方法还涉及对缓冲信号进行采样并且根据至少一些采样值来确定所关注的相电压或线-线电压的估计伏秒值。
附图说明
下面的描述和附图详细地给出了本公开的某些例示性实现，这些示例性实现表示可执行本公开的不同原理的几个示例性方式。然而，所例示的的示例没有穷举本公开的许多可能实施例。当结合附图来考虑时，将在下面的详细描述中给出本公开的其他目的、优点和新特征，其中：
图1是例示根据本公开的一个或更多个方面的具有输出电压反馈系统的示例性电机驱动电力转换系统的示意图；
图2是例示在根据本公开的图1的电机驱动器中具有初始低通滤波器级和第二级以在模数转换器之前产生缓冲线-线电压信号的示例性输出电压反馈系统实施例的进一步细节的示意图；
图3是例示另一电压反馈系统实施例的示意图，其中在图1的电机驱动器中对滤波后的线-中性点或线-地信号进行采样；
图4是示出具有高频成分和其他非理想因素的示例性感测PWM输出电压信号的曲线图，图中示出了最大上升率；
图5是例示使用图2和图3中的低通滤波器所获得的示例性滤波后输出电压信号的曲线图；
图6是例示当输出电压信号在预定容差范围之外时选择性累加电压采样的滤波后输出电压信号的曲线图；以及
图7是例示根据本公开的其他方面的用于估计PWM开关逆变器的输出电压的示例性方法的流程图。
具体实施方式
现在参考附图，下文中结合附图来描述几个实施例或实现方式，其中，全文中相同的附图标记用于表示相同的元件，并且其中各种特征并不一定是按比例绘制。
图1中例示了电机驱动器110，其经由连接至LCL输入滤波器120的输入端子104从电源102接收三相输入电力。驱动器110包括有源前端(AFE，active front end)整流器130，该有源前端整流器130具有根据来自电机驱动控制器160的整流器开关控制部件162的开关控制信号162a进行操作的开关器件S1-S6，从而转换来自相A、B和C的AC输入电力，以提供在中间DC总线电路140的电容器Cdc两端的DC总线电压Vdc。提供DC总线电压作为至电压源型逆变器150(VSE，voltage sourceinverter)的输入，电压源型逆变器150具有开关器件S7-S12，开关器件S7-S12根据来自控制器160的逆变器开关部件166的逆变器开关控制信号166a进行操作，从而在相线U、V和W处产生可变频率、可变幅度AC输出信号，以驱动电机负载106。
该驱动器还包括输出电压反馈系统170，该输出电压反馈系统170向控制器160的一个或更多个处理器提供用于控制输出逆变器150的操作的反馈信号或值。控制器160使用模拟电路以及一个或更多个处理器和设置有编程指令的相关联的存储器来实现，以根据已知的脉宽调制开关控制原理来实现整流器和逆变器开关控制功能。另外，控制器160的输出电压反馈系统170接收来自逆变器150的输出端子173u、173v以及173w的模拟输出电压反馈信号Vu、Vv以及Vw以及来自电机驱动器110中的传感器的各种其他电压和/或电流反馈信号或值(未示出)。控制器160使用该反馈信号或值，该反馈信号或值包括表示在操作有源前端整流器130和/或逆变器150的过程中为了根据期望的速度、转矩和/或其他设定点值来驱动电机负载106和/或在再生条件器件期间对驱动器110进行操作而用于各种电机控制功能的输出电压的那些反馈信号或值。
图2例示了输出电压反馈系统170的一个实施例，其包括具有由一系列电阻器和电容器形成的各个低通滤波器电路的三相第一级171，其中，在此实施例中的电阻器还提供了分压电路。例如，关于第一相“U”，由电阻器R1、R2、R3以及R10形成电阻分压器，其中连接电阻器R3和R10的节点向第一电压跟随器运算放大器电路174u提供同相输入，第一电压跟随器运算放大器电路174u对相应的线电压信号进行缓冲并且从第一级171提供相应缓冲输出175u。类似地，如图2所示，相电压Vv的输出电压信号173v通过包括电阻器R4、R5、R6和R11的电阻分压电路来提供，以向相关联的电压跟随器运算放大器电路174v提供同相输入，并且相电压Vw的输出电压信号173w通过由电阻器R7、R8、R9和R12形成的分压电路来提供，以向电压跟随器运算放大器电路174w提供同相输入。输入信号173可以是任何合适的逆变器输出电压测量值，包括但不限于线-中性点电压、线-地电压等。第一级电路171经由分压电阻器和针对每个逆变器输出相的输入电容来提供模拟RC低通滤波器，其中单独通过相关联的放大器174u、174v或174w的寄生输入电容CI1-CI3或者结合相关联的放大器174u、174v或174w的寄生输入电容CI1-CI3和可选外部电容C1-C3来提供低通滤波电容。
还参考图4，此外，各个低通滤波器电路具有截止频率fcutoff，该截止频率低于与输出电压信号173的输出电压波形的最大上升率或下降率对应的输出电压波形频率fwf。图4中的曲线图180例示了来自第一逆变器输出相“U”的示例性逆变器输出波形173u，其是具有包括由于逆变器开关S7-S12的开关操作而引起的各种非理想因素和高频成分的波形的脉宽调制电压信号。此外，如图4可看到，电压信号173u具有最大上升或下降率，其被确定为最大波形坡度184除以相应的上升时间182的比率。类似的计算可用于评估向下的斜坡的最大下降率。在几千赫兹的脉宽调制开关频率的一个实施例中，信号173的PWM输出电压波形具有5MHz-10MHz的波形频率fwf。发明人认识到，需要高带宽模拟电路和高逆变器采样率，以准确地再现或量化具有这种高频成分的波形。然而，与此同时，高带宽感测电路对通常在电机驱动器和其他开关电源中发现的噪声特别敏感。因此，试图准确地再现逆变器输出频率波形173的非理想因素和高频成分的传统方法性能不佳，对于低调制指数操作尤其如此，在该低调制指数操作中基于输出电流的极性的补偿在低电流幅度处和在电流波形过零点附件受到影响，并且反射波影响变得更明显。
还参考图5，图2中的第一反馈电路级171的低通滤波器截止频率fcutoff有利地设置成低于波形频率fwf的值。此外，为了保持对电机驱动器的控制性，发明人还认识到，确定等价于实际PWM输出电压波形173的伏秒值能够通过控制器160为逆变器150的闭环操作提供合适反馈。图2中的电压跟随运算放大器174向第二电路级提供了相应的低通滤波输出电压信号175u、175v以及175w。图5中的曲线图186例示了由跟随器运算放大器电路174u提供的示例性滤波输出电压信号175u，其示出了通过使用低于波形频率fwf的截止频率fcutoff的低通滤波器而在很大程度上被平滑了的初始信号173u的高频成分。在某些实施例中，在第一级171中模拟低通滤波器的截止频率fcutoff是约1MHz以下，优选地是约700kHz以下，更优选地是约500kHz以下，其中一个特定实施例提供了约600kHz至700kHz的低通截止频率。
因此，对输出电压波形信号173的模拟低通滤波有利地降低了反馈电路170对噪声的敏感性，并且还便于降低在模拟电路中的部件成本。例如，第一级运算放大器174在某些实现中具有在输出电压波形频率fwf以下的各个带宽。另外，能够在没有提供外部电容器的某些实现中设定RC低通滤波器频率，其中，能够根据相关联的运算放大器174的寄生电容(例如，第一相“U”的运算放大器174u的CI1)，通过调节电阻分压电路(例如R1-R3和R10)的值来设定截止频率fcutoff。就这一点而言，反馈电路输入带宽以及由第一级171提供的低通滤波的截止频率能够通过调节电阻分压电路电阻值和/或通过为级运算放大器174选择带宽来针对给定应用进行调整。
另外，如图2和图3可看到，全部地或部分地使用电压跟随器运算放大器电路174u-174w的内部电容CI来设定低通滤波器截止频率fcutoff将有利地促进低通滤波电容的匹配，特别是在运算放大器174u-174w集成到单个集成电路封装174中的情况下，如图2和图3的虚线中所示。以这种方式，电路部件匹配便于降低在反馈电路170内的共模噪声问题，并且还促使第一电路级171中设置的各个低通滤波器电路的截止频率fcutoff均匀化。在实践中，对于小于1MHz的截止频率使用相对较高分压电阻值(例如，2M欧)意味着，需要相对较小的电容来设定低通滤波器截止频率。就这一点而言，第一级运算放大器174的寄生输入电容可以在几微微法拉或几十微微法拉的范围内(包括与至集成电路引脚和关联的电路板迹线的连接相关联的寄生电容)，因此寄生输入电容可适合于定义期望的低通滤波器截止频率fcutoff。可替代地，如图2和图3中所示，能够将外部电容(例如，图中虚线中所示的C1-C3)从第一级运算放大器174的同相输入端连接至电路地，以与寄生输入电容CI一起设定低通滤波器截止频率fcutoff。
此外，在例示的实施例中，第一级运算放大器174的转换速率最好(相对于模拟带宽频率)足够高，以防止测量电压的失真：
转换速率≥2πfBWVpeak
其中，Vpeak是应用于第一级171的电压(由于设置在第一级电路的输入端处的分压电阻网络，其是非常小的电压，例如，+/-1V(Vpeak＝1V))的摆幅，以缓解信号的失真。
如图2中进一步示出的，在此示例中的第二电路级173提供了具有运算放大器177a和177b的模拟减法电路，每个运算放大器从跟随器电路174接收两个缓冲信号175并且提供缓冲线-线电压信号输出。在此示例中，例如，第一减法器或电路包括运算放大器177a和加法电阻器R13和R14，通过加法电阻器R13和R14，分别在运算放大器177a的同相输入端和反相输入端接收缓冲信号175u和175v。在运算放大器输出端与反相输入端之间形成包括R19与C6的并联组合的反馈电路，其中电容器C4连接在同相输入端与电路地之间。另外，运算放大器177a的同相输入端通过电阻器R17连接至参考电压12(Vref)。如此连接的第一运算放大器电路177a提供了缓冲输出电压(u’–v’+Vref)，其表示逆变器输出相“U”和相“V”之间的线-线电压加上参考电压12所提供的偏置量。按照运算放大器电路通过双轨(双极)电源供电的方式，经由参考12的偏置能够用于使缓冲输出175uv与通过单轨电源来供电的转换器电路(A/D)176a接口。根据两个或更多个线-中性点或线-地信号175u、175v和/或175w来产生线-线信号175uv的过程中使用不同偏置(或不使用偏置)的其他实现是可能的。此外，在图2的示例中，第二减法器电路包括电阻器R15、R16、R18以及R20和电容器C5和C7以及第二运算放大器177b，以提供缓冲线-线电压信号175vw，其表示基于信号175v和175w由参考量12偏置的在相“V”与相“W”之间的电压。
A/D转换器176a和176b以高于低通滤波器截止频率fcutoff的采样频率fs对来自模拟减法器电路172的缓冲线-线电压信号175uv和175vw进行接收并且采样。转换器176将每个采样的线-线电压的多个采样值提供至逆变器开关控制部件166的微处理器178，用于进一步处理和闭环控制操作，以控制逆变器150。具体地，在此示例中的处理器178被编程，以根据来自转换器176的至少一些采样值来确定所关注的一个或更多个线-线电压的估计伏秒值，以助于输出电压反馈进而控制开关逆变器150。就这一点而言，在相“W”与相“U”之间的线-线电压值能够由处理器178基于与其余两个线-线电压相关联的接收采样值来得到，或者能够为第三运算放大器电路177设置相关联的A/D转换器176，以将第三线-线电压的采样值提供至处理器178。
图3例示了具有如上面结合图2描述的第一级模拟电路171的替代实施例，其中，三个A/D转换器176u、176v和176w被设置成对缓冲且滤波后的线-中性点或线-地信号175u、175v和175w分别进行采样和转换，并且将相应的采样值提供至处理器178。通过这些采样值，控制器160能够确定任意期望的线-线电压。
因此，对感测的逆变器输出电压信号173的低通滤波有助于抗噪声干扰，同时还允许对逆变器操作进行闭环反馈控制。就这一点而言，所公开的技术没有以数字形式再现实际脉宽调制输出电压波形，而是产生具有等价的伏秒值的更低频率波形的估计，然后该估计被控制器162用于反馈，以操作电机驱动器110。此方法不需要高带宽运算放大器174、177或其他高带宽电路。此外，与传统方法相比，所公开的技术有利于转换器176使用更低的采样频率。为了便于准确再现滤波信号175，优选地，将转换器176的采样率设置成至少是低通滤波器截止频率的两倍(fs≥2fcutoff)，并且优选地，转换器采样率至少是低通滤波器截止频率的10-20倍(fs≥10fcutoff)，以缓解混叠问题(aliasing problem)。例如，在一个可能实现中，10-20MHz的采样频率能够与约1MHz以下的低通滤波器截止频率结合使用。
再参考图6，曲线图190例示了在脉宽调制周期TPWM上与逆变器输出的相“U”的输出电压对应的滤波波形175u曲线图。在操作中，处理器178被编程，以根据来自转换器176的至少一些采样值来确定所关注的相电压(例如，利用图3的电路)或所关注的线-线电压(例如，利用图2或图3的电路)的估计伏秒值，以用于输出电压反馈从而控制开关逆变器150。在一个可能的实现中，处理器176在脉宽调制周期TPWM上对来自与所关注的相电压或线-线电压对应的一个或更多个转换器176的一些采样值或全部采样值取平均(例如，对采样值的绝对值取平均)，以计算估计伏秒值。如之前所提及，本公开不是执行高带宽模拟信号处理和高速采样以再现具有所有非理想因素和高频成分的初始输出电压脉宽调制波形，而是允许将反馈系统减慢至所关注频率范围并且使用所得到的用于反馈控制的伏秒估计来在不明显牺牲反馈控制准确性的情况下促使成本降低和改善噪声抗扰性。在一个可能的示例中，A/D转换器176的采样频率fs是脉宽调制频率的约10倍或更大(采样周期TCAMPLE≤0.1TPWM)，并且处理器178在脉宽调制周期期间对至少一些采样值进行累加以提供累加总值(例如，对于所关注的至少一个线-线或线-中性点或线-地电压值)，并且将累加总值除以PWM周期中的采样数量，以提供感兴趣的相电压或线-线电压的估计伏秒值。就这一点而言，尽管能够使用便于估计伏秒电压值的任意合适形式的求平均方法，但处理器178有利地累加来自转换器176的采样的绝对值。
此外，在某些实施例中，如图6中所示，处理器178避免累加落入预定范围192内的采样值。就这一点而言，对于特定采样周期，处理器178在给定采样值被确定为在范围192内的情况下能够避免将该给定采样值加至累加总值和/或能够仅仅将“0”加至该总值。范围192可以是任意预定范围，优选包括表示在对应于0V的值的两侧上的正电压和负电压的值。在例示的示例中，正阈值TH+192a设置成在表示0V以上的值，而负阈值TH-192b设在0值以下，但范围192不需要关于零电压水平对称。此技术有利地降低了噪声的影响并且防止了在PWM周期期间在所计算的伏秒或平均电压值中的DC偏置。在图6的示例中，在从T1至T2的时间范围期间采样值被累加，但处理器178避免累加从T2至T3的采样，原因是这些值在范围192内。之后，处理器178累加从T3至T4的采样值，然后避免累加T4之后的采样，原因是它们在预定范围192内。就这一点而言，发明人已认识到，通常的电压源型逆变器(VSI，voltage sourceinverter)的线-线电压仅具有某些离散电平(例如，对于两电平VSI，两个非零电平(+DC，-DC))，因此能够将落入适当定义的阈值范围172内的采样值假设为零，由此避免累加这样的采样值以缓解对所计算的伏秒值的测量值的噪声影响。
图7例示了用于估计PWM逆变器(例如，上面的逆变器150)的输出电压的处理或方法200。尽管方法200例示并且描述为一系列动作和事件，但本公开的方法不受这种动作或事件的例示顺序的限制，除非本文有明确说明。除非下文中明确提供，否则，除了本文所例示并且描述的那些动作和事件，一些动作或事件可以以不同的顺序出现和/或与其他动作或事件同时出现，并且实现根据本公开的处理或方法不一定需要所有例示的步骤。例示的方法可以硬件、处理器执行的软件或固件或其结合的方式实现，以提供如本文所描述的逆变器输出电压反馈和闭环逆变器控制，并且各种实施例或实现包括具有用于执行例示的和描述的方法的计算机可执行指令的非易失性计算机可读介质。例如，方法200使用本文所描述的模拟电路和处理器178，利用用于伏秒值计算的程序指令，通过存储在与处理器178相关联的电子存储器中各种数据来实现，但是方法200能够在其他系统(包括但不限于本文中所例示并且描述的那些系统)中实现。
在图7的202中，例如，使用上述的第一级RC低通滤波器电路171，在与初始输出电压波形的最大上升或下降率对应的输出电压波形频率以下的截止频率处，对一个或更多个电压信号进行低通滤波，并且在204处使用低带宽模拟电路来缓冲滤波后输出电压信号。例如，图2和图3的电压跟随器运算放大器电路174能够用于缓冲如上所述的滤波后输出信号。在图7的206处，例如，使用在上面结合图2例示和描述的第二级模拟电路172，从缓冲的信号可选地产生线-线电压信号。例如，当使用上面的图3中的电路时，该步骤可以省略。
在208处，在低通滤波器截止频率以上的采样频率下，对线-线电压信号(如图2中所示，或图3中的线-中性点信号或线-地信号)进行采样，以提供多个采样值。在210处，贯穿每个PWM周期来累加采样值(例如，累加采样的绝对值)，可选择地排除对落入零附近的阈值范围(例如，在上面的图6中的阈值范围192)内的采样的累加。在图7的220中，给定PWM周期的累加总值除以该周期的采样数，以为逆变器的闭环控制提供估计的伏秒值。
上述技术有利地为脉宽调制逆变器150的输出提供了更高的抗噪声干扰反馈估计，从而有助于对电机驱动器110的闭环控制，同时还有助于降低部件成本。另外，能够对与初始PWM输出电压波形对应的等效伏秒值进行估计，且不像试图准确再现PWM波形的高频成分的传统方法那样需要高采样率转换器结构。就这一点而言，实现高带宽输入级的传统目标防止或抑制了使用高感测电阻的能力，原因是相对于低通滤波，感测电阻越高，则寄生运算放大器输入电容的影响越显著。因此，新方法(降低第一级的带宽)有助于在第一级使用更高的感测电阻。可选地使用运算放大器174的内部寄生电容来设置低通滤波器截止频率，从而避免或缓解外部电容器的电容变化的可能性，特别是在缓冲运算放大器174在单个集成电路封装内形成的情况下(例如，如上面的图2和图3中所示)。例如，外部电容器通常具有1％或更高容差，其中运算放大器输入端的内部寄生电容是容易预测的。另外，本公开的各种概念适用于电机驱动器和其他高噪声开关电源应用。例如，共模噪声在电机驱动器应用中通常是显著的，其中，在单个集成电路封装中设置所有第一级运算放大器174将依赖于寄生输入电容，其中硅上的电容具有非常高的容差(良好的电容组件匹配)。因此，在逆变器150的三个输出相两端产生的任何共模噪声具有抵消共模噪声的平衡阻抗(优于在第一级171使用外部电容器的情况)。因此，与传统技术相比，使用内部寄生电容器的设计将更少受共模噪声的影响。此外，所公开的设计有利地通过使用内部寄生电容器和精密电阻器R1-R12在无共模噪声或共模噪声很少的情况下进行操作，其中，这些输入电路的精密电阻器能够在电容器可用的较高容差下来容易地获得。就这一点而言，可以以相对较低的成本获得用于输入电路R1-R12的0.1％电阻器。
上面的示例仅例示了本公开的不同方面的几个可能实施例，其中，本领域的技术人员在阅读并且理解了此说明书和附图时，可以进行各种等效修改和替代。尤其是关于上述部件(组件、器件、系统、电路等)所执行的各种功能，用于描述这种部件的术语(包括对“装置”的引用)除非另有说明否则意在对应于执行该部件的特定功能任何部件(即，功能等价)，例如，硬件、处理器执行软件或其结合，即使其在结构上并不等价于执行本公开的示例实施方式中的功能的所公开结构。另外，尽管相对于几个实现中的仅一个实现公开了本公开的特定特征，但这样的特征可以与其他实现中的一个或更多个其他特征结合，只要对于任意给定的或特定的应用这样的结合是符合期望的并且是有利的即可。另外，就在具体实施方式和/或权利要求中使用的术语“包括(including，includes)”，“具有(have，has，with)”或其变形而言，这样的术语意在以类似于术语“包含(comprising)”的方式包括在内。

Claims (20)

1.一种用于估计脉宽调制逆变器(150)的输出电压(Vu,Vv,Vw)的方法(200)，所述方法(200)包括：
对脉宽调制逆变器(150)的多个输出电压信号(173u,173v,173w)使用相应的多个低通滤波器电路(171)分别进行低通滤波(202)，所述多个低通滤波器电路(171)具有低于与所述输出电压信号(173u,173v,173w)的输出电压波形的最大上升率或最大下降率对应的输出电压波形频率(fwf)的低通滤波器截止频率(fcutoff)；
对经低通滤波的输出电压信号使用相应的多个模拟缓冲电路(174u,174v,174w)分别进行缓冲(204)，以提供多个缓冲电压信号(175)；
在高于所述低通滤波器截止频率(fcutoff)的采样频率(fs)下，对至少一些缓冲电压信号(175)进行采样(208)，以提供多个采样值；
使用至少一个处理器(178)，根据至少一些采样值来确定(210,212)所关注的相电压或线-线电压的估计伏秒值。
2.根据权利要求1所述的方法(200)，包括，使用所述至少一个处理器(178)，在脉宽调制周期上对与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值求平均，以计算所述估计伏秒值。
3.根据权利要求2所述的方法(200)，其中，对与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值求平均包括：
使用所述至少一个处理器(178)，在所述脉宽调制周期上，将与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值累加(210)，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及
使用所述至少一个处理器(178)，将所述累加总值除以(212)针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供针对所述相电压或所述线-线电压的估计伏秒值。
4.根据权利要求3所述的方法(200)，包括：避免累加落入预定范围(192)内的采样值，所述预定范围包括表示正电压和负电压的值。
5.根据权利要求4所述的方法(200)，包括：
使用模拟减法器电路(172)将所述缓冲电压信号(175)中的至少两个合并(206)，以提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
以所述采样频率(fs)对所述缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样(208)，以提供所述多个采样值；
使用所述至少一个处理器(178)，在所述脉宽调制周期上将所述至少一些采样值累加(210)，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及
使用所述至少一个处理器(178)，将所述累加总值除以(212)针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供所述估计伏秒值。
6.根据权利要求3所述的方法(200)，包括：
使用模拟减法器电路(172)将所述缓冲电压信号(175)中的至少两个合并(206)，以提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
以所述采样频率(fs)对所述缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样(208)，以提供所述多个采样值；
使用所述至少一个处理器(178)，在所述脉宽调制周期上将至少一些采样值累加(210)，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及
使用所述至少一个处理器(178)，将所述累加总值除以(212)针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供所述估计伏秒值。
7.根据权利要求2所述的方法(200)，包括：
使用模拟减法器电路(172)将所述缓冲电压信号(175)中的至少两个合并(206)，以提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
以所述采样频率(fs)对所述缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样(208)，以提供所述多个采样值；以及
使用所述至少一个处理器(178)，在脉宽调制周期上对至少一些采样值求平均，以计算所述估计伏秒值。
8.根据权利要求1所述的方法(200)，包括：
使用模拟减法器电路(172)将所述缓冲电压信号(175)中的至少两个合并(206)，以提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
以所述采样频率(fs)对所述缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样(208)，以提供所述多个采样值；以及
使用所述至少一个处理器(178)，根据至少一些采样值来确定(210,212)所述估计伏秒值。
9.一种提供用于控制开关逆变器(150)的输出电压反馈的反馈系统(170)，包括：
低通滤波器电路(171,172)，所述低通滤波器电路具有低于与输出电压信号(173)的输出电压波形的最大上升率或最大下降率对应的输出电压波形频率(fwf)的低通滤波器截止频率(fcutoff)，所述低通滤波器电路(171)包括：
输入端，所述输入端接收来自所述开关逆变器(150)的至少一个输出电压信号(173)，
电阻电容低通滤波器，所述电阻电容低通滤波器提供低通滤波的输出电压信号，以及
模拟电压跟随器电路(174)，所述模拟电压跟随器电路(174)接收所述低通滤波的输出电压信号并且提供缓冲电压信号(175)；
转换器电路(176)，所述转换器电路被连接成在高于所述低通滤波器截止频率(fcutoff)的采样频率(fs)处对所述缓冲电压信号(175)进行采样并且提供多个采样值；以及
至少一个处理器(178)，所述至少一个处理器(178)被编程为根据至少一些采样值来确定所关注的相电压或线-线电压的估计伏秒值，以进行输出电压反馈从而控制所述开关逆变器(150)。
10.根据权利要求9所述的反馈系统(170)，其中，所述至少一个处理器(178)被编程为在脉宽调制周期上对与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值求平均，以计算所述估计伏秒值。
11.根据权利要求10所述的反馈系统(170)，其中，所述至少一个处理器(178)被编程，以：
在所述脉宽调制周期上，将与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值累加，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及
使用所述至少一个处理器(178)，将所述累加总值除以针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供针对所关注的相电压或线-线电压的估计伏秒值。
12.根据权利要求11所述的反馈系统(170)，其中，所述至少一个处理器(178)被编程为避免累加落入预定范围(192)内的采样值，所述预定范围内包括表示正电压和负电压的值。
13.根据权利要求12所述的反馈系统(170)，包括：
模拟减法器电路(172)，所述模拟减法器电路(172)包括至少一个运算放大器(177)，所述至少一个运算放大器(177)接收至少两个缓冲电压信号(175)并且提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
其中，所述转换器电路(176)被连接成在所述采样频率(fs)处对来自所述模拟减法器电路(172)的缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样，以提供所述多个采样值；以及
其中，所述至少一个处理器(178)被编程，以：
在所述脉宽调制周期上，将至少一些采样值累加，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及
将所述累加总值除以针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供所述估计伏秒值。
14.根据权利要求11所述反馈系统(170)，包括：
模拟减法器电路(172)，所述模拟减法器电路(172)包括至少一个运算放大器(177)，所述至少一个运算放大器(177)接收至少两个缓冲电压信号(175)并且提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
其中，所述转换器电路(176)被连接成在所述采样频率(fs)处对来自所述模拟减法器电路(172)的缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样，以提供所述多个采样值；以及
其中，所述至少一个处理器(178)被编程，以：
在所述脉宽调制周期上，将至少一些采样值累加，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及
将所述累加总值除以针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供所述估计伏秒值。
15.根据权利要求10所述反馈系统(170)，包括：
模拟减法器电路(172)，所述模拟减法器电路(172)包括至少一个运算放大器(177)，所述至少一个运算放大器(177)接收至少两个缓冲电压信号(175)并且提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
其中，所述转换器电路(176)被连接成在所述采样频率(fs)处对来自所述模拟减法器电路(172)的缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样，以提供所述多个采样值；以及
其中，所述至少一个处理器(178)被编程为在脉宽调制周期上对至少一些采样值求平均，以计算所述估计伏秒值。
16.根据权利要求9所述反馈系统(170)，包括：
模拟减法器电路(172)，所述模拟减法器电路(172)包括至少一个运算放大器(177)，所述至少一个运算放大器(177)接收至少两个缓冲电压信号(175)并且提供缓冲线-线电压信号(175uv)；
其中，所述转换器电路(176)被连接成在所述采样频率(fs)处对来自所述模拟减法器电路(172)的缓冲线-线电压信号(175uv)进行采样，以提供所述多个采样值；以及
其中，所述至少一个处理器(178)被编程，以根据至少一些采样值来确定所述估计伏秒值。
17.根据权利要求9所述的反馈系统(170)，
其中，所述低通滤波器电路(171)包括电阻分压器网络(R1-R3,R10)，所述电阻分压器网络(R1-R3,R10)从所述开关逆变器(150)接收所述至少一个输出电压信号(173)；以及
其中，所述模拟电压跟随器电路(174)包括具有输入端的运算放大器(174)，所述输入端从所述电阻分压器网络接收分压信号并且提供所述缓冲电压信号(175)；
其中，所述电阻分压器网络(R1-R3,R10)和所述运算放大器(174)的输入电容提供了截止频率(fcutoff)低于所述输出电压波形频率(fwf)的电阻电容低通滤波器。
18.根据权利要求17所述的反馈系统(170)，其中，所述低通滤波器电路(171)包括连接在所述运算放大器(174)的输入端与电路地之间的外部电容(C1)，并且其中所述电阻分压器网络(R1-R3,R10)、所述运算放大器(174)的输入电容以及所述外部电容(C1)提供了截止频率(fcutoff)低于所述输出电压波形频率(fwf)的电阻电容低通滤波器。
19.根据权利要求18所述反馈系统(170)，其中，所述运算放大器(174)具有低于所述输出电压波形频率(fwf)的带宽。
20.根据权利要求17所述的反馈系统(170)，其中，所述运算放大器(174)具有低于所述输出电压波形频率(fwf)的带宽。
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