CN104638341B

CN104638341B - 平面天线

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Publication number: CN104638341B
Application number: CN201410601676.6A
Authority: CN
Inventors: 山城尚志; 甲斐学; 安德雷·S·安德连科
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2013-11-07
Filing date: 2014-10-31
Publication date: 2018-06-12
Anticipated expiration: 2034-10-31
Also published as: US20150123852A1; EP2871715B1; JP2015091108A; CN104638341A; EP2871715A1; US9831556B2; JP6232946B2

Abstract

一种平面天线包括：由电介质形成的基板；形成在所述基板的第一表面上的分布常数线，所述分布常数线包括被供应电力的第一端以及作为开放端或被接地的第二端；以及至少一个第一谐振器，其被布置在所述基板的所述第一表面上，并被布置在电流的驻波的节点中的任一节点附近允许所述至少一个第一谐振器电磁耦合到所述分布常数线的范围内，其中，响应于从所述分布常数线辐射的或由所述分布常数线接收的具有特定设计波长的无线电波，所述电流流经所述分布常数线。

Description

平面天线

技术领域

在本文中讨论的实施例涉及例如平面天线。

背景技术

近年来，射频识别(RFID)系统已被广泛使用。RFID系统的典型示例包括使用相当于UHF频带(900MHz频带)的电磁波或微波(2.45GHz)作为通信介质的系统，以及使用互感磁场的系统。在这样的系统当中，使用UHF频带中的电磁波的RFID系统受到了很多关注，这是因为这些RFID系统具有相对长的可进行通信的距离。

作为可以用于使标签阅读器使用UHF频带的电磁波来与射频识别标签通信的天线，已提出了利用微带线(microstrip line)作为天线的微带天线(参见日本特许专利公开4-287410和日本特许专利公开2007-306438)。注意，在下文中将会出于便于说明的目的将射频识别标签称为“RFID标签”。

同时，已提出了通过下述方式来管理位于架上的物品的方法：将标签阅读器的天线集成到架中，并且进行被附到位于架上的物品的RFID标签与标签阅读器之间的通信。

被集成到架中的这种天线称为架天线。架天线优选地在该架天线的表面附近针对具有用于通信的特定频率的无线电波形成均匀且强的电场，以使得架天线可以与位于集成有架天线的架上的任何位置的物品的RFID标签通信。

相应地，本说明书的目的是提供一种可以在天线的表面附近提高电场的均匀性并且增加电场强度的平面天线。

发明内容

根据本发明的方面，一种平面天线包括：由电介质形成的基板；形成在所述基板的第一表面上的分布常数线(distributed constant line)，所述分布常数线包括被供应电力的第一端以及作为开放端的第二端，其中，分布常数线是微带线，微带线包括布置在基板的第二表面上的地电极以及布置在基板的第一表面上的导体，导体为线性导体；以及至少一个第一谐振器，其被布置在所述基板的所述第一表面上，并被布置在电流的驻波的节点中的任一节点附近允许所述至少一个第一谐振器电磁耦合到所述分布常数线的范围内，其中，响应于从所述分布常数线辐射的或由所述分布常数线接收的具有特定设计波长的无线电波，所述电流流经所述分布常数线；以及至少一个第二谐振器，其平行于导体而被布置在基板的第一表面上，并被布置在电流的驻波的波腹中的任一波腹附近允许至少一个第二谐振器电磁耦合到导体的范围内，所述至少一个第二谐振器被布置成与所述至少一个第一谐振器正交，其中，所述至少一个第一谐振器和所述至少一个第二谐振器由导电材料制成，其中，所述至少一个第一谐振器与所述至少一个第二谐振器不连接，以及所述至少一个第一谐振器中的每个谐振器被布置在离分布常数线的第二端为半个设计波长的整数倍的距离的位置处。

附图说明

图1是根据第一实施例的架天线的透视图；

图2A是从沿图1中的线IIA-IIA的箭头的方向看到的架天线的侧剖面图；

图2B是从沿图1中的线IIB-IIB的箭头的方向看到的架天线的侧剖面图；

图3是在图1中描绘的架天线的平面图；

图4是示出了用于模拟根据第一实施例的架天线的天线特性的元件的尺寸的、架天线的平面图；

图5是描绘根据第一实施例的架天线的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图；

图6是描绘在根据第一实施例的架天线的表面的附近形成的电场的模拟结果的图示；

图7是根据第一实施例的修改的架天线的平面图；

图8是描绘根据图7中描绘的修改的架天线的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图；

图9是描绘在根据图7中描绘的修改的架天线的表面附近形成的电场的模拟结果的图示；

图10是根据第一实施例的其他修改的架天线的平面图；

图11是描绘根据图10中描绘的修改的架天线的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图；

图12是描绘在根据图10中描绘的修改的架天线的表面附近形成的电场的模拟结果的图示；

图13是根据第二实施例的架天线的平面图；

图14是示出了用于模拟根据第二实施例的架天线的天线特性的元件的尺寸的、架天线的平面图；

图15是描绘根据第二实施例的架天线的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图；

图16A是描绘特定时间点的架天线的表面附近的电场的方向的图示；

图16B是描绘特定时间点的架天线的表面附近的电场的方向的图示；

图16C是描绘特定时间点的架天线的表面附近的电场的方向的图示；

图17是根据第二实施例的修改的架天线的平面图；

图18是描绘根据图17中描绘的修改的架天线的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图；

图19是根据对第二实施例的又一修改的架天线的平面图；

图20是根据对每个实施例的另一修改的架天线的平面图；

图21是根据第三实施例的架天线的平面图；

图22是示出了用于模拟根据第三实施例的架天线的天线特性的元件的尺寸的、架天线的平面图；

图23是描绘根据第三实施例的架天线的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图；以及

图24是描绘在根据第三实施例的架天线的表面附近形成的电场的模拟结果的图示。

具体实施方式

在下文中，将参照附图来描述根据各种实施例的平面天线。平面天线利用包括电导线或导线的微带线作为微带天线，该电导线或导线的一端连接到馈电点而另一端为开放端或者被短路到地电极。因此，在平面天线中，流经微带天线的电流被导线的另一端反射，从而电流形成驻波。在驻波的节点处，流动电流被最小化，并且节点周围的电场强度被最大化。相应地，在平面天线中，在与形成微带的导线相同的平面上，至少一个谐振器被布置在驻波的节点中的任一节点附近允许该至少一个谐振器电磁耦合到微带天线的范围内。因此，平面天线可以提高天线表面附近的电场的均匀性和强度。

在下文中所描述的实施例中，本文中公开的每个平面天线均被形成为架天线。然而，本文中公开的每个平面天线可以用于与架天线不同的应用目的，例如用作被用于与RFID标签通信的各种近场天线。

图1是根据第一实施例的架天线的立体图，而图2A是从沿图1中的线IIA-IIA的箭头的方向看到的架天线的侧剖面图。图2B是从沿图1中的线IIB-IIB的箭头的方向看到的架天线的侧剖面图。图3是图1中描绘的架天线的平面图。

架天线1包括基板10、设置在基板10的下表面上的地电极11、设置在基板10的上面上的导体、以及设置在与导体12相同的平面上的多个谐振器13-1至13-4。

基板10支承地电极11、导体12以及谐振器13-1至13-4。基板10由电介质形成，因此地电极11与导体12和谐振器13-1至13-4绝缘。例如，基板10由玻璃环氧树脂(如阻燃剂型4(FR-4))形成。可替代地，基板10可以由可形成为层形式的另一电介质形成。基板10的厚度被确定成使得架天线1的特性阻抗具有特定值或预定值，例如50Ω或75Ω。

地电极11、导体12以及谐振器13-1至13-4由金属(如铜、金、银、或镍、或其合金)或另一导电材料形成。如图1、图2A及图2B所示，地电极11、导体12以及谐振器13-1至13-4通过例如蚀刻或粘附而被固定到基板10的下表面或上表面上。

地电极11是平的且接地的导体，并且地电极11被设置为覆盖基板10的整个下表面。

如图1所示，导体12是设置在基板10的上表面上的线性导体(linear conductor)，并且被布置成与基板10的纵向方向基本平行，并被布置在基板10沿其横向方向基本被分成两半的位置处。导体12的一端用作馈电点12a，并且连接到通信电路(未描绘)，该通信电路处理通过架天线1辐射或接收的无线电信号。导体12的另一端12b是开放端。导体12、地电极11以及基板10一起形成微带线，该微带线用作微带天线并且是分布常数线的示例。

由于导体12的端点12b是开放端，所以从微带天线辐射的无线电波或由微带天线接收的无线电波使得流经导体12的电流形成驻波。因此，驻波的节点形成在与导体12的端点12b分开的位置处，即距微带天线的开放端对应于半个无线电波的整数倍的距离处。注意，由于导体12被布置在作为电介质的基板10的上表面上，所以与空气中的波长相比，根据基板10的相对介电常数，基板10上的无线电波的波长更短。在驻波的每个节点处，电流被最小化，并且在该节点的周围形成相对强的电场。注意，出于方便的目的，从微带天线辐射的或由微带天线接收的无线电波的波长在下文中将被称为“设计波长”。设计波长由λ表示。

谐振器13-1至13-4中的每个由环形导体形成，并且被设置在基板10的上表面上，其中该环形导体沿谐振器的纵向方向具有基本等于半个设计波长的长度，并且其中一圈的长度基本等于设计波长。换言之，导体12和谐振器13-1至13-4被设置在同一平面上。

如上所述，在沿导体12距微带天线的开放端12b对应于半个设计波长的整数倍的距离的位置处，在导体12周围形成相对强的电场。相应地，谐振器13-1至13-4中的每个谐振器被布置在从导体12的开放端12b沿导体12基本为半个设计波长的整数倍的距离的位置处，以使得每个谐振器的一端位于该谐振器的一端电磁耦合到导体12的范围内。因此，对于具有设计波长的无线电波，利用由无线电波导致流经导体12的电流的驻波的节点的附近的电场，谐振器13-1至13-4中的每个谐振器电磁耦合到微带天线。因此，谐振器13-1至13-4中的每个谐振器可以辐射或接收具有设计波长的无线电波。此外，谐振器13-1至13-4的纵向方向被布置成与导体12的纵向方向正交。因此，谐振器13-1至13-4中的每个谐振器可以形成下述电场：该电场在与由微带天线导致的电场不同的方向上延伸。因此，与仅由微带天线导致的电场相比，提高了架天线1的表面的附近的电场的均匀性和强度。

然而，流经微带线的电流的相位在位于导体12上的半个设计波长的间隔处的位置之间相反。因此，当两个谐振器被以半个设计波长的间隔布置在相对于导体12的宽度方向而言的相同侧时，流经两个谐振器的电流具有相反的相位，即流动电流的方向相反。因此，由两个谐振器产生的电场彼此抵消。相比之下，当两个谐振器被以设计波长的整数倍的间隔布置在相对于导体12的宽度方向而言的相同侧时，流经两个谐振器的电流同相，即流动电流的方向相同。类似地，当两个谐振器被布置成使得以半个设计波长的间隔将导体12夹在其间时，流经两个谐振器的电流的方向也相同。当流经两个谐振器的电流的方向相同时，由谐振器产生的相应的电场彼此增强。相应地，在本实施例中，以使得将导体12夹在其间的方式来交替地布置谐振器。两个相邻谐振器被布置为使得这两个相邻谐振器的一端分别位于导体12的两个相邻节点附近可以电磁耦合到导体12的范围内。相应地，在两个相邻谐振器的端部电磁耦合到导体12的这一侧的、两个相邻谐振器的端部之间的间隔近似为半个设计波长。具体地，谐振器13-1被布置在离开放端12b为半个设计波长λ/2距离的位置附近。谐振器13-2被布置在与谐振器13-1相同侧的离谐振器13-1为λ的距离的位置附近。相比之下，谐振器13-3和谐振器13-4被布置在导体12的与谐振器13-1和谐振器13-2相对的侧的离谐振器13-1和谐振器13-2分别为λ/2的距离的位置附近。也就是说，谐振器13-3和谐振器13-4被布置在离开放端12b分别为λ和2λ的位置附近。

如图3所示，谐振器13-1至13-4中的每个谐振器形成为环形，并且沿纵向方向具有近似为半个设计波长的长度。由架天线1辐射或接收的无线电波导致流经每个谐振器的电流是交流电，因此，对于交流电的每半个波长相位反向，也就是说电流的方向相反。因此，在形成为环形的、沿纵向方向具有近似为半个设计波长的长度的谐振器中，在沿该谐振器的纵向方向的两个部分中流动的电流的方向相同。因此，在两个部分处分别产生的电场可以彼此增强。

下面将描述架天线1的天线特性的模拟结果。图4是架天线1的平面图，其示出了用于模拟的元件的尺寸。图5是描绘架天线1的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图。图6是描绘在架天线1的表面的附近形成的电场的模拟结果的图示。在该模拟中，形成基板10的电介质的相对介电常数εr为4.0，并且电介质的介电损耗正切tanδ为0.01。地电极11、导体12以及谐振器13-1至13-4全部是由铜(电导率σ＝5.8×10⁷S/m)形成的。

如图4所示，基板10沿导体12的纵向方向具有500mm的长度，并且沿与导体12的纵向方向正交的方向具有240mm的长度。基板10的厚度为3mm。导体12的宽度是6mm，并且从馈电点12a到开放端12b的长度为417mm。形成谐振器13-1至13-4中的每个谐振器的导体的宽度是3mm，并且该导体的沿每个谐振器的纵向方向的两条线之间的间隔为5mm。此外，沿每个谐振器的纵向方向的长度为85mm(沿环的内侧的纵向方向的间隔是79mm)。从导体12的开放端12b到谐振器13-1的距离是84mm。此外，谐振器13-1与谐振器13-2之间的间隔以及谐振器13-3与谐振器13-4之间的间隔各自均为171mm。从谐振器13-4到馈电点12a的距离是40mm。

在图5中，横轴代表频率[GHz]，而纵轴代表S11参数的值[dB]。曲线图500描绘了通过使用有限积分技术模拟电磁场而获得的架天线1的S11参数的频率特性。如曲线图500所示，发现在架天线1中，S11参数在RFID系统中使用的900MHz频带中的大约930MHz处在-10dB处或在-10dB以下，这被认为指示良好的天线特性。

在图6中，曲线图600描绘了在架天线1的表面上方30cm的位置处的与架天线1的表面平行的平面的电场的强度分布。注意，假设无线电波的频率为930MHz。在曲线图600中，密度越高的地方，电场越强。如曲线图600所示，发现电场不仅在沿导体12的纵向方向的方向上均匀地延伸，还在与导体12的纵向方向正交的方向上均匀地延伸。

如上所述，在该架天线中，微带天线的一端形成为开放端，因此流经微带天线的电流形成驻波。在驻波的节点附近，一个或更多个谐振器被布置在与形成微带线的导体相同的平面上，因此微带天线和谐振器电磁耦合。因此，在该架天线中，无线电波可以从微带天线和每个谐振器二者辐射，或者可以由微带天线和每个谐振器二者接收。这可以提高架天线的表面附近的电场的均匀性，并且可以增加该电场的强度。此外，在该架天线中，谐振器与形成微带线的导体布置在同一平面上。因此，不需要以多层结构来形成基板。为此，该架天线可以抑制制造成本。

注意，根据修改，与导体12的馈电点12a相对的端点12b可以例如通过形成在基板10中的通孔而被短路到地电极11。在该情况下，端点12b用作流经微带线的电流的固定端。因此，在将端点12b用作固定端的情况下，识别流经导体12的电流的节点的位置。换言之，离端点12b沿导体12的纵向方向的距离为(1/4+n/2)λ(其中，n是零或大于零的整数，并且λ是设计波长)的位置是节点位置。所有的谐振器沿导体12的纵向方向从离端点12b为1/4λ的位置开始按顺序地、以将导体12夹在其间的方式交替地布置，以使得相邻谐振器之间的间隔为λ/2。

根据另一修改，每个谐振器的形状不仅限于环形。图7是根据该修改的架天线2的平面图。架天线2与根据前述实施例的架天线1的不同之处仅在于谐振器的形状。相应地，下面将描述谐振器。在该修改中，如图7所示，谐振器23-1至23-4中的每个谐振器是形成为发夹的形状的偶极天线，并且其与图1中描绘的谐振器13-1至13-4中的每个谐振器的不同之处在于远离于导体12的那一侧的那一端是开口的。然而，同样在该示例中，谐振器23-1至23-4中的每个谐振器的纵向方向上的长度被设置为半个设计波长。这些谐振器以将导体12夹在其间的方式交替地布置在基板10的上表面上。两个相邻的谐振器被布置成使得这两个相邻的谐振器在这些谐振器电磁耦合到导体12的那一侧的端部之间的间隔是半个设计波长。换言之，两个相邻的谐振器被布置成使得这两个相邻的谐振器各自的一端分别位于导体12的两个相邻节点附近可以电磁耦合到导体12的范围内。

图8是描绘架天线2的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图。图9是描绘在架天线2的表面附近形成的电场的模拟结果的图示。注意，在图8和图9的模拟中，假设每个元件的尺寸和电气特性与第一实施例的模拟中的每个元件的尺寸和电气特性相同。

在图8中，横轴代表频率[GHz]，而纵轴代表S11参数的值[dB]。曲线图800描绘了通过使用有限积分技术模拟电磁场而获得的架天线2的S11参数的频率特性。如曲线图800所示，发现在架天线2中，S11参数在大约940MHz处近似为-10dB。

在图9中，曲线图900描绘了在架天线2的表面上方30cm的位置处的与架天线2的表面平行的平面的电场的强度分布。然而，注意，假设无线电波的频率为940MHz。在曲线图900中，密度越高的地方，电场越强。如曲线图900所示，发现电场不仅在沿导体12的纵向方向的方向上均匀地延伸，还在与导体12的纵向方向正交的方向上均匀地延伸。

谐振器可以是具有半个设计波长的长度的偶极天线。图10是根据该修改的架天线3的平面图。架天线3与根据第一实施例的架天线1的不同之处仅在于谐振器的形状。相应地，下面将描述谐振器。在该修改中，谐振器33-1至33-4中的每个谐振器是由线性导体形成的偶极天线。然而，同样在该示例中，将谐振器33-1至33-4中的每个谐振器的纵向方向上的长度设置为半个设计波长。这些谐振器以使得将导体12夹在其间的方式交替地布置在基板10的上表面上。两个相邻的谐振器被布置成使得这两个相邻的谐振器在这些谐振器电磁耦合到导体12的那一侧的端部之间的间隔是半个设计波长。换言之，两个相邻的谐振器被布置成使得这两个相邻的谐振器各自的一端分别位于导体12的两个相邻节点附近可以电磁耦合到导体12的范围内。在该修改中，为了使谐振器33-1至33-4中的每个谐振器电磁耦合到微带线，形成微带线的导体12与每个谐振器之间的间隔优选地窄于导体与根据第一实施例或前述修改的谐振器之间的间隔。

图11是描绘架天线3的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图。图12是描绘在架天线3的表面附近形成的电场的模拟结果的图示。注意，在图11和图12的模拟中，每个元件的尺寸和电气特性与第一实施例的模拟中的每个元件的尺寸和电气特性的不同之处仅在于谐振器的尺寸和布置。在该模拟中，形成谐振器33-1至33-4中的每个谐振器的导体的宽度是15mm，并且每个谐振器的沿其纵向方向的长度为83.3mm。此外，谐振器33-1与谐振器33-2之间的间隔以及谐振器33-3与谐振器33-4之间的间隔各自均被假设为167mm。假设从馈电点12a到谐振器33-2和谐振器33-4的距离分别为129mm和38mm。此外，假设每个谐振器与导体12之间的间隔为1.5mm。

在图11中，横轴代表频率[GHz]，而纵轴代表S11参数的值[dB]。曲线图1100描绘了通过使用有限积分技术模拟电磁场而获得的架天线3的S11参数的频率特性。如曲线图1100所示，发现在架天线3中，S11参数在930MHz周围处在-10dB处或-10dB以下。

在图12中，曲线图1200描绘了在架天线3的表面上方30cm的位置处的与架天线3的表面平行的平面的电场的强度分布。然而，注意，假设无线电波的频率为940MHz。在曲线图1200中，密度越高的地方，电场越强。如曲线图1200所示，发现电场不仅在沿导体12的纵向方向的方向上均匀地延伸，还在与导体12的纵向方向正交的方向上均匀地延伸。

注意，在前述实施例或修改中，每个谐振器可以以倾斜的方式布置，以使得当距形成微带线的导体12的距离增加时，谐振器靠近馈电点或变得距馈电点更远。可替代地，每个谐振器可以形成为例如曲线、弧、或弯折线的形状。然而，甚至在每个谐振器形成为曲线形的情况下，也优选沿每个谐振器的纵向方向的长度近似为半个设计波长。这是因为，当沿谐振器的纵向方向的长度超过半个设计波长时，存在在谐振器中流动的电流的方向不同的部分，因此，从这些具有不同电流方向的部分产生的电场彼此抵消，从而使电场变弱。

接下来，将描述根据第二实施例的架天线。根据第二实施例的架天线与根据第一实施例的架天线的不同之处在于谐振器被布置成使得所产生的电场是圆偏振。相应地，下面将描述与谐振器有关的元件。对于根据第二实施例的架天线的其他元件，应参照对根据第一实施例的架天线的相应元件的描述。

图13是根据第二实施例的架天线的平面图。在根据第二实施例的架天线4中，四个谐振器43-1至43-4中的每个谐振器由沿纵向方向具有近似半个设计波长的长度的环形导体形成，并且被设置在基板10的上表面上。也就是说，谐振器43-1至43-4中的每个谐振器和导体12被布置在同一平面上。然而，与根据第一实施例的架天线1不同，在架天线4中，谐振器43-1和43-2被布置成使得其纵向方向与导体12的纵向方向基本平行。换言之，谐振器43-1和43-2被布置成使得其与谐振器43-3和43-4基本正交。谐振器43-1和43-2还被布置成靠近流经微带线的电流的驻波的波腹部分，即由流经微带线的电流产生的电磁场被最大化的部分。谐振器43-1的一端和谐振器43-2的一端被布置在流经微带线的电流的驻波的节点附近，在这些节点附近布置有谐振器43-3和谐振器43-4。谐振器43-1和谐振器43-2的纵向方向上的长度各自均近似为设计波长λ的一半，并且从驻波的节点到相邻波腹的距离为λ/4。因此，谐振器43-1和谐振器43-2的中心附近靠近流经微带线的电流的驻波的波腹的部分。因此，利用流经微带线的电流或由该电流产生的磁场，微带线与谐振器43-1和谐振器43-2电磁耦合。注意，谐振器43-1和谐振器43-2被布置成与导体12基本平行。因此，甚至在谐振器43-1和43-2与导体12之间的间隔大于谐振器43-3和43-4与导体12之间的间隔的情况下，谐振器43-1和43-2也可以电磁耦合到导体12。

注意，被布置成与导体12基本平行的谐振器43-1和43-2仅必须靠近流经导体12的电流的驻波的波腹。这些谐振器中的每个谐振器的一端的沿导体12的纵向方向的位置可以不同于被布置成与导体12基本正交的任何谐振器的位置。

谐振器43-1在馈电点12a侧的端点与谐振器43-2在馈电点12a侧的端点之间的间隔基本等于λ，以使得流经谐振器43-1和谐振器43-2的电流同相。类似地，谐振器43-3与谐振器43-4之间的间隔基本等于λ，以使得流经谐振器43-3和谐振器43-4的电流同相。

由于以如上所述的那样来布置谐振器，所以谐振器43-1和谐振器43-2导致产生与导体12的纵向方向基本平行的电场，而谐振器43-3和谐振器43-4导致产生与导体12的纵向方向基本正交的电场。在驻波的节点处的电流的相位从与该节点相邻的波腹处的电流的相位偏移π/4。因此，流经谐振器43-1和谐振器43-2的电流的相位也从流经谐振器43-3和谐振器43-4的电流的相位偏移π/4。流经每个谐振器的电流的相位同步变化，因此从谐振器43-1和谐振器43-3产生的电场引起圆偏振。类似地，从谐振器43-2和谐振器43-4产生的电场引起圆偏振。因此，在架天线4的表面附近，瞬时电场在与导体12的纵向方向平行的方向上的分量的强度与瞬时电场在与导体12的纵向方向正交的方向上的分量的强度的组合也响应于流经每个谐振器的电流的相位的改变而变化。因此，瞬时电场的方向也变化。因此，架天线4可以在不依赖于电场的方向的情况下使电场的强度均匀。

下面将描述根据第二实施例的架天线4的天线特性的模拟结果。图14是架天线4的平面图，其示出了用于模拟根据第二实施例的架天线4的天线特性的元件的尺寸。图15是描绘架天线4的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图。图16A至图16C是描绘在架天线4的表面附近形成的电场的方向随时间改变的模拟结果的图示。注意，在该模拟中，每个元件的尺寸和电气特性与第一模拟中的每个元件的尺寸和电气特性的不同之处仅在于谐振器43-1和43-2的尺寸和布置以及基板10的宽度。在该模拟中，基板10的宽度为180mm。此外，谐振器43-1和谐振器43-2的纵向方向上的长度为87mm，而谐振器43-1与谐振器43-2之间的间隔为95mm。此外，从馈电点12a到谐振器43-1的距离和从馈电点12a到谐振器43-2的距离分别等于从馈电点12a到谐振器43-3的距离和从馈电点12a到谐振器43-4的距离。此外，谐振器43-1和43-2与导体12之间的间隔为3mm，而谐振器43-3和43-4与导体12之间的间隔为2mm。

在图15中，横轴代表频率[GHz]，而纵轴代表S11参数的值[dB]。曲线图1500描绘了通过使用有限积分技术模拟电磁场而获得的架天线4的S11参数的频率特性。如曲线图1500所示，发现在架天线4中，S11参数在大约930MHz处在-10dB处或-10dB以下。

在图16A至图16C中，箭头1601至1603指示在一定时间段中在不同时间点处箭头的位置处的电场的方向，其中在该时间段中，在微带线上的某个点处电流的相位从0变化到2π。如图16A至图16C所示，发现架天线4上的每个元件中的电场的方向随时间的流逝而变化。

如上所述，根据第二实施例，架天线可以在不依赖于电场的方向的情况下，使电场的强度在架天线的表面附近是均匀的。当架天线与另一通信装置(例如附到位于架天线上的物品的RFID标签)通信时，存在另一通信装置可相对于架天线指向各个方向的可能性。然而，根据该实施例，架天线可以在不依赖于电场的方向的情况下使电场的强度均衡。因此，架天线可以在不依赖于其他通信装置的天线的方向的情况下实现与另一通信装置进行令人满意的通信。在该架天线中，在相对于形成微带线的导体的宽度方向而言的一侧的谐振器被布置成使得这些谐振器的纵向方向与该导体的纵向方向基本平行。因此，在与导体的纵向方向正交的方向上的谐振器的大小比在根据第一实施例的架天线中小。因此，可以缩小整个架天线的大小。

在第二实施例中，如在第一实施例中那样，导体12的与馈电点12a相对的端点12b可以例如通过形成在基板10中的通孔而被短路到地电极11。

根据第二实施例，每个谐振器的形状不限于环形。谐振器可以是具有半个设计波长的长度的偶极天线。

图17是根据该修改的架天线5的平面图。架天线5与根据上述第二实施例的架天线4的不同之处仅在于谐振器的形状。相应地，下面将描述谐振器。

在该修改中，谐振器53-1至53-4中的每个谐振器是由线性导体形成的偶极天线。然而，同样在该示例中，将谐振器53-1至53-4中的每个谐振器的纵向方向上的长度设置成近似为半个设计波长。

图18是描绘架天线5的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图。注意，在图18的模拟中，每个元件的尺寸和电气特性与第二实施例的模拟中的每个元件的尺寸和电气特性的不同之处仅在于谐振器53-1和谐振器53-2的布置。在该模拟中，谐振器53-1与谐振器53-2之间的间隔为98.7mm。从导体12的开放端12b到谐振器53-1的距离为69.35，而从馈电点12a到谐振器53-2的距离为82.35mm。此外，谐振器53-1和53-2与导体12之间的间隔为3mm。

在图18中，横轴代表频率[GHz]，而纵轴代表S11参数的值[dB]。曲线图1800描绘了通过使用有限积分技术模拟电磁场而获得的架天线5的S11参数的频率特性。如曲线图1800所示，发现在架天线5中，S11参数在从930MHz到950MHz的范围附近处在-10dB处或-10dB以下。

图19是根据对第二实施例的又一修改的架天线6的平面图。架天线6与图13所示的架天线4的不同之处在于形成微带线的线性导体的形状以及谐振器的布置。

在该修改中，形成微带线的导体22连同被设置为覆盖基板10的整个下表面的地电极(未描绘)是弯曲的之字形。在该示例中，每当布置了下述的谐振器63和谐振器64的对，导体22就以直角弯曲：谐振器63被布置成与导体22的纵向方向基本平行，而谐振器64被布置成与导体22的纵向方向基本正交，利用该对谐振器63和谐振器64辐射的无线电波是圆偏振。如在前述第二实施例中那样，每个谐振器64被布置在流经导体22的电流的驻波的节点附近，以使得可以由于电场而电磁耦合到导体22。相比之下，每个谐振器63被布置成靠近流经导体22的电流的驻波的波腹，以使得可以由于电流而电磁耦合到导体22。两个相邻谐振器64之间的沿导体22的距离基本等于设计波长。然而，当两个谐振器64被布置成在导体22的同一侧彼此分开设计波长时，流经彼此正交的两个谐振器64的电流同相，因此电场不引起圆偏振。为了解决这一点，与第二实施例不同，在相对于导体22的宽度方向而言的同一侧，交替地布置被布置成与导体22的纵向方向基本平行的谐振器63和被布置成与导体22的纵向方向基本正交的谐振器64。

在根据该修改的架天线6中，由于谐振器之间的间隔比第二实施例中小，所以架天线6可以产生更强的电场。

图20是根据对前述实施例中的每个实施例的另一修改的架天线7的平面图。架天线7与根据前述实施例或修改中的每个的架天线的不同之处在于形成微带线的线性导体的形状。在该修改中，形成微带线的导体32连同被设置为覆盖基板10的下表面的地电极(未描绘)在从馈电点32a朝另一端的路线中分支成两个基本平行的微带线32c和32d。如在前述实施例或修改中的每个中那样，微带线32c和32d中的每个微带线的端点是开放端，或者被短路到设置在基板10的下表面上的地电极。同样在该示例中，对于微带线32c和32d中的每个微带线，各自均具有近似半个设计波长的长度的一个或更多个谐振器73被布置在流经该微带线的电流的节点附近。微带线32c和32d中的每个微带线与每个谐振器73电磁耦合，因而使基板10的表面上的电场的分布均匀且被增强。注意，每个谐振器73可以是形成为环形的导体，或者可以是偶极天线。在该修改中，谐振器和微带线被布置的范围很广，因此可以发射和接收无线电波的范围比在前述实施例或修改中更广。

注意，在前述实施例或修改中，电介质层可以设置在谐振器和形成微带线的导体12之上，以使得导体12和谐振器被夹在电介质之间。因此，与导体12和谐振器中的无线电波的设计波长对应的实际长度根据每个电介质的相对介电常数而减小。因此，更大程度地减小了整个天线的大小。

根据又一实施例，可以使用其他形式的分布常数线来替代微带线。

图21是根据第三实施例的架天线的平面图。在架天线8中，勒谢尔线(Lecherwire)被用作分配常数线以替代微带线。在架天线8中，勒谢尔线81以及谐振器83-1至83-4被布置在由电介质形成的基板10的一个表面上。注意，在该实施例中，由于勒谢尔线81自身用作分布常数线，因此不需要将地电极设置在基板10的其他表面上。因此，基板10主要用于支承勒谢尔线81以及谐振器83-1至83-4。

勒谢尔线81包括彼此平行的两个导线81a和导线81b。电流流经导线81a的方向与电流流经导线81b的方向相反。因此，可以将被布置成靠近导线81a以电磁耦合到导线81a的谐振器83-1以及被布置成靠近导线81b以电磁耦合到导线81b的谐振器83-3布置在勒谢尔线81的纵向方向上的相同位置。类似地，可以将谐振器83-2和谐振器83-4布置在勒谢尔线81的纵向方向上的相同位置。

勒谢尔线的与馈电点81c相对的端点81d形成为开放端或者接地，以使得流经勒谢尔线81的电流形成驻波。谐振器83-1至83-4各自被布置为使得每个谐振器的一端位于流经勒谢尔线81的电流的驻波的节点附近可以进行电磁耦合的范围内。换言之，在端点81d是开放端的情况下，谐振器83-1和83-2被布置在离端点81d为设计波长λ的一半的整数倍的位置附近。或者，在端点81d接地的情况下，即在端点81d是固定端的情况下，谐振器83-1和83-3被布置在离端点81d为λ×(1/4+n/2)(其中，n是零或大于零的整数)位置的附近。此外，以使谐振器83-1和83-3与谐振器83-2和83-4之间的间隔基本等于λ的方式来布置每个谐振器，以使得在谐振器83-1中流动的电流和在谐振器83-4中流动的电流同相。同样在该实施例中，每个谐振器的纵向方向上的长度优选近似为半个设计波长。

下面将描述架天线8的天线特性的模拟结果。

图22是架天线8的平面图，示出了用于模拟的元件的尺寸。图23是描绘架天线8的S参数的频率特性的模拟结果的曲线图。图24是描绘在架天线8的表面附近形成的电场的模拟结果的图示。在该模拟中，形成基板10的电介质的相对介电常数εr为2.2，而电介质的介电损耗正切tanδ西格玛为0.00。勒谢尔线81以及谐振器83-1至83-4全部由铜(电导率σ＝5.8×10⁷S/m)形成。

如图22所示，基板10沿勒谢尔线81的纵向方向的长度为800mm，并且沿与勒谢尔线81的纵向方向正交的方向的长度为400mm。基板10的厚度为0.6mm。

此外，勒谢尔线81的导线81a和导线81b的宽度各自均为2mm，而这些导线之间的间隔为4mm。从馈电点81c到开放端81d的长度为670mm。相比之下，形成谐振器83-1至83-4中的每个谐振器的导体的宽度为6mm。此外，沿每个谐振器的纵向方向的长度为140.8mm。从开放端81d到谐振器83-1和83-3的距离为146mm。此外，谐振器83-1与谐振器83-2之间的间隔以及谐振器83-3与谐振器83-4之间的间隔各自均为292mm。从谐振器83-2和83-4到馈电点81c的距离为220mm。每个谐振器与勒谢尔线81之间的间隔为0.2mm。

在图23中，横轴代表频率[GHz]，而纵轴代表S11参数的值[dB]。曲线图2300描绘了通过使用有限积分技术模拟电磁场而获得的架天线8的S11参数的频率特性。如曲线图2300所示，发现在架天线8中，S11参数在大约920MHz处在-10dB处或-10dB以下，这被认为指示良好的天线特性。

在图24中，曲线图2400描绘了在架天线8的表面上方30cm的位置处的与架天线8的表面平行的平面的电场的强度分布。然而，注意，假设无线电波的频率为920MHz。在曲线图2400中，密度越高的地方，电场越强。如曲线图2400所示，发现电场不仅在沿勒谢尔线81的纵向方向的方向上均匀地延伸，还在与勒谢尔线81的纵向方向正交的方向上均匀地延伸。

根据该实施例，不需要在基板的背面上设置地电极。因此，在调节架天线的特性阻抗时不需要考虑基板的厚度。因此，根据该实施例，可以使架天线的厚度更大程度地减小。

注意，在前述实施例或修改中的每个中，谐振器的数量不限于示出的数量，并且谐振器的数量可以为一个或更多个。

Claims

1.一种平面天线，包括：

由电介质形成的基板；

形成在所述基板的第一表面上的分布常数线，所述分布常数线包括被供应电力的第一端以及作为开放端的第二端，其中，所述分布常数线是微带线，所述微带线包括布置在所述基板的第二表面上的地电极以及布置在所述基板的所述第一表面上的导体，所述导体为线性导体；

至少一个第一谐振器，其被布置在所述基板的所述第一表面上，并被布置在电流的驻波的节点中的任一节点附近允许所述至少一个第一谐振器电磁耦合到所述分布常数线的范围内，其中，响应于从所述分布常数线辐射的或由所述分布常数线接收的具有特定设计波长的无线电波，所述电流流经所述分布常数线；以及

至少一个第二谐振器，其平行于所述导体而被布置在所述基板的所述第一表面上，并被布置在所述电流的驻波的波腹中的任一波腹附近允许至少一个第二谐振器电磁耦合到所述导体的范围内，所述至少一个第二谐振器被布置成与所述至少一个第一谐振器正交，其中，所述至少一个第一谐振器和所述至少一个第二谐振器由导电材料制成，

其中，所述至少一个第一谐振器与所述至少一个第二谐振器不连接，以及

所述至少一个第一谐振器中的每个谐振器被布置在离所述分布常数线的所述第二端为半个设计波长的整数倍的距离的位置处。

2.根据权利要求1所述的平面天线，其中，所述至少一个第一谐振器包括多个第一谐振器，所述多个第一谐振器各自被交替地布置以将所述导体夹在所述多个第一谐振器之间，所述多个第一谐振器中的每个谐振器与所述分布常数线隔离，并且所述多个第一谐振器中的两个相邻第一谐振器被布置在流经所述导体的电流的相应的两个相邻节点处允许所述两个相邻第一谐振器中的每个第一谐振器电磁耦合到所述分布常数线的范围中。

3.根据权利要求1所述的平面天线，其中，所述至少一个第一谐振器包括多个第一谐振器，所述多个第一谐振器中的每个第一谐振器沿所述多个第一谐振器中的所述每个第一谐振器的纵向方向具有所述设计波长的一半的长度。

4.根据权利要求2所述的平面天线，其中，所述多个第一谐振器中的每个第一谐振器沿所述多个第一谐振器中的所述每个第一谐振器的纵向方向具有所述设计波长的一半的长度。

5.根据权利要求1所述的平面天线，其中，所述至少一个第一谐振器包括多个第一谐振器，所述至少一个第二谐振器包括多个第二谐振器，并且所述导体被形成为使得所述导体对应于下述每个部分而弯曲：在该部分处，布置有所述多个第一谐振器中的一个第一谐振器和所述多个第二谐振器中的一个第二谐振器的对；并且，所述多个第一谐振器中的所述一个第一谐振器和所述多个第二谐振器中的所述一个第二谐振器沿所述导体的纵向方向在所述导体的相应侧以所述设计波长的间隔交替地布置。

6.根据权利要求1所述的平面天线，

其中，所述分布常数线是勒谢尔线，所述勒谢尔线包括彼此平行地布置在所述基板的所述第一表面上的第一导线和第二导线，以及

其中，所述至少一个第一谐振器包括第三谐振器和第四谐振器，所述第三谐振器被布置成使得所述第三谐振器在所述第一导线的位于距所述第二端特定距离处的节点处，以所述第三谐振器的一端电磁耦合到所述第一导线，所述第四谐振器被布置成使得所述第四谐振器在所述第二导线的位于距所述第二端所述特定距离处的节点处，以所述第四谐振器的一端电磁耦合到所述第二导线。