CN104584433A - 栅极驱动电路 - Google Patents

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Abstract

栅极驱动电路(1000)具有：调制电路(30)，生成第一被调制信号和第二被调制信号；绝缘传输部，包括对第一被调制信号进行绝缘传输的第一电磁场谐振耦合器(20a)、和对第二被调制信号进行绝缘传输的第二电磁场谐振耦合器(20b)；第一整流电路(40a)，通过对第一被调制信号进行整流来生成第一信号；第二整流电路(40b)，通过对第二被调制信号进行整流来生成第二信号；第三整流电路(40c)，通过对第二高频进行整流来生成充电用电压；电容器(50)，根据充电用电压被充电；以及输出电路(60)，根据第一信号及第二信号中的至少一方选择是否将对电容器充电的电荷提供给半导体开关元件的栅极端子。

Description

栅极驱动电路
技术领域
本发明涉及驱动半导体开关元件的绝缘型的栅极驱动电路。
背景技术
近年来，随着环保意识的增强，所有电气设备都有省电要求。尤其是作为电气设备的省电的一大要点，对电力进行开关的逆变器(inverter)系统受到关注。逆变器被广泛用于空调、洗衣机、冰箱等身边的电气设备、太阳能电池中搭载的功率调节器这样的产业用电气设备、或者电动汽车这样车载用的电气设备。
这样的逆变器由对电力进行开关的半导体开关元件、和用于驱动半导体开关元件的栅极驱动电路构成。作为功率器件的半导体开关元件典型地讲在几十伏～几千伏的高电压下进行动作。
与此相对，用于将半导体开关元件接通、关断的控制信号是从在几伏以下的电压下动作的控制电路(控制IC)提供的。因此，在这种情况下，栅极驱动电路在确保设有半导体开关元件的输出侧和设有控制电路的输入侧之间的电绝缘的同时，向半导体开关元件提供驱动信号。另外，关于这种绝缘型的栅极驱动电路，还提出了采用电磁场谐振耦合器的栅极驱动电路(例如，参照非专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特表2012－522477号公报
非专利文献
非专利文献1：S.Nagai et al.,“A DC-Isolated Gate Drive IC withDrive-by-Microwave Technology for Power Switching Devices”,2012 IEEEISSCC Digest of Technical Papers,Vol.65,pp.404-405,Feb 2012.
发明内容
发明要解决的问题
在栅极驱动电路中，为了将半导体开关元件快速接通，需要在瞬时向半导体开关元件的栅极端子提供大电流。
因此，本发明提供一种能够向半导体开关元件提供大电流的栅极驱动电路。
用于解决问题的手段
本发明的一个方式的绝缘型的栅极驱动电路，驱动半导体开关元件，具有：调制电路，生成根据第一输入信号对第一高频进行调制而得到的第一被调制信号、和根据与所述第一输入信号不同的第二输入信号对所述第一高频进行调制而得到的第二被调制信号；绝缘传输部，由包含对所述第一被调制信号进行绝缘传输的第一电磁场谐振耦合器、和对所述第二被调制信号进行绝缘传输的第二电磁场谐振耦合器的多个电磁场谐振耦合器构成；第一整流电路，对通过所述第一电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第一被调制信号进行整流，由此生成第一信号；第二整流电路，对通过所述第二电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二被调制信号进行整流，由此生成第二信号；第三整流电路，对通过所述多个电磁场谐振耦合器中的一个电磁场谐振耦合器绝缘传输的第二高频进行整流，由此生成充电用电压；电容器，根据所述充电用电压被充电；以及输出电路，根据所述第一信号及所述第二信号中的至少一方，选择是否将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子。
发明效果
根据本发明的栅极驱动电路，能够向半导体开关元件提供大电流。
附图说明
图1是表示实施方式1的栅极驱动电路的一例的系统框图。
图2是表示实施方式1的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图3是表示实施方式1的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图4是表示实施方式1的栅极驱动电路中的输入信号的一例的图。
图5是表示实施方式1的栅极驱动电路中的电磁场谐振耦合器的结构例的图。
图6是表示实施方式1的栅极驱动电路中的半桥电路的动作例的图。
图7是表示实施方式1的栅极驱动电路中构成半桥电路的晶体管的栅极源极间电压和对电容器充电的电荷之间的关系的一例的图。
图8是表示实施方式1的栅极驱动电路中从输出端子输出的输出波形的模拟结果的图。
图9是表示实施方式1的栅极驱动电路中从输出端子输出的输出波形的实测结果的图。
图10是表示实施方式1的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图11是表示实施方式1的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图12是表示实施方式2的栅极驱动电路的一例的系统框图。
图13是表示实施方式2的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图14是表示实施方式2的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图15是表示实施方式3的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图16是表示实施方式3的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图17是表示实施方式4的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图18是表示实施方式4的栅极驱动电路的动作例的图。
图19是表示实施方式4的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图20是表示实施方式5的栅极驱动电路的一例的系统框图。
图21是表示实施方式5的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图22是表示实施方式5的栅极驱动电路中构成半桥电路的晶体管的栅极源极间电压和对电容器充电的电荷之间的关系的一例的图。
图23是表示实施方式5的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
图24是表示实施方式5的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
具体实施方式
(作为本发明的基础的认识)
在半导体开关元件的开关中，典型地采用输入侧和输出侧绝缘的绝缘型的栅极驱动电路。
绝缘型的栅极驱动电路中，连接输出侧的高电压电路、和连接输入侧的低电压电路被绝缘。由此，绝缘型的栅极驱动电路能够防止低电压电路的误动作及故障。
另外，绝缘型的栅极驱动电路的高电压电路的接地回路和低电压电路的接地回路被分开，因而在其中一方的电路产生了误动作等的情况下，能够防止对另一方的电路施加过剩电压。
在此，作为绝缘型的栅极驱动电路的一例，具有光耦合器的栅极驱动电路是公知的。在这样的栅极驱动电路中，控制信号通过光耦合器来绝缘传输。另一方面，从电压源提供的驱动电力使用变压器的电磁感应来绝缘传输。并且，栅极驱动电路通过将控制信号和驱动电力合成来生成驱动信号，并向半导体开关元件提供驱动信号。
但是，采用光耦合器的栅极驱动电路部件数目较多，因而存在电路规模(安装面积)大、成本高的问题。
与此相对，在非专利文献1中提出了利用微波的绝缘型的栅极驱动电路。这样的栅极驱动电路利用微波向半导体开关元件提供驱动信号和驱动电力。具体而言，栅极驱动电路根据控制信号对作为驱动电力的微波进行调制，并且使用被称为电磁场谐振耦合器的绝缘元件对调制后的微波进行绝缘传输。然后，栅极驱动电路通过对调制后的微波进行整流来生成驱动信号。
这种利用微波的栅极驱动电路具备作为小型单一元件的电磁场谐振耦合器，取代了光耦合器和变压器这样的多个部件。因此，利用微波的栅极驱动电路能够实现超小型化。
可是，对于栅极驱动电路，为了使半导体开关元件快速接通，期望能够在短时间内对半导体开关元件的栅极电容(Ciss)充以足够的电荷。尤其是处理大功率/大电流的功率器件的半导体开关元件，由于栅极宽度(Wg)较宽，因而栅极电容也大。
近年来对半导体开关元件的动作要求进一步快速化。为了使功率器件的半导体开关元件以与栅极宽度较窄的半导体开关元件相同的速度、或者在其之上的速度进行动作，栅极驱动电路需要在瞬时向半导体开关元件的栅极流过大电流。因此，期望栅极驱动电路的输出能实现大电流。
但是，利用微波的栅极驱动电路由于是利用微波向半导体开关元件的栅极端子提供驱动电力，因而与已有的采用光耦合器和变压器的栅极驱动电路相比，难以向半导体开关元件的栅极端子提供较大的驱动电力。即，利用微波的栅极驱动电路存在难以向半导体开关元件的栅极端子提供大电流的问题。
为了解决这种问题，公知有在栅极驱动电路的输出部追加缓冲器电路，使从栅极驱动电路输出的输出电流增加的方法。在该方法中，使用由晶体管构成的开关电路对来自电源的电流进行切换，从而向半导体开关元件的栅极端子提供大电流。
专利文献1公开了具有电桥电路作为开关电路并且具有电容器作为电源的电路。具体而言，专利文献1的电路通过利用浮动电桥电路对电容器的电荷的状态进行切换来对负载提供电力。
但是，无论在上述哪种情况下，都存在因为使电源(电容器)绝缘的结构而导致电路规模变大的问题。
因此，本发明的发明者们对电路规模小、而且能够向半导体开关元件提供大电流的绝缘型栅极驱动电路进行了研究，并完成了本发明。
(实施方式的概要)
本发明的一个方式的绝缘型的栅极驱动电路，驱动半导体开关元件，具有：调制电路，生成根据第一输入信号对第一高频进行调制而得到的第一被调制信号、和根据与所述第一输入信号不同的第二输入信号对所述第一高频进行调制而得到的第二被调制信号；绝缘传输部，由包含对所述第一被调制信号进行绝缘传输的第一电磁场谐振耦合器、和对所述第二被调制信号进行绝缘传输的第二电磁场谐振耦合器的多个电磁场谐振耦合器构成；第一整流电路，对通过所述第一电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第一被调制信号进行整流，由此生成第一信号；第二整流电路，对通过所述第二电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二被调制信号进行整流，由此生成第二信号；第三整流电路，对通过所述多个电磁场谐振耦合器中的一个电磁场谐振耦合器绝缘传输的第二高频进行整流，由此生成充电用电压；电容器，根据所述充电用电压被充电；以及输出电路，根据所述第一信号及所述第二信号中的至少一方，选择是否将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子。
由此，栅极驱动电路能够向半导体开关元件提供大电流。并且，通过对第二高频进行整流来得到充电用电压，因而不需要另外设置用于对电容器充电的绝缘电源，即可对电容器进行充电。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述绝缘传输部也可以还包含对所述第二高频进行绝缘传输的第三电磁场谐振耦合器。
由此，能够将对被调制信号进行绝缘传输的电磁场谐振耦合器、和对第二高频进行绝缘传输的电磁场谐振耦合器分开。因此，第二高频在由第三电磁场谐振耦合器传输后，不需分配即可输入第三整流电路。因此，能够向半导体开关元件的栅极端子提供更大的电流。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述第二高频的振幅的最大值也可以大于所述第一被调制信号及所述第二被调制信号的振幅的最大值。
由此，能够增大用于对电容器充电的第二高频的电力。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述栅极驱动电路也可以还具有生成所述第一高频和所述第二高频的高频生成器。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述高频生成器也可以还包括：频率分配滤波器，将高频分离为基波成分和高次谐波成分，并将所述基波成分作为所述第二高频输出，将所述高次谐波成分作为所述第一高频输出。
由此，能够将高次谐波成分用于输出电路的开关控制。因此，能够提高用于对电容器充电的电力效率。因此，能够增加在电容器的充电中使用的电量，能够使半导体开关元件的开关更加快速化。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述高频生成器也可以还包括改变所述第二高频的振幅的放大电路。
由此，能够进一步增加在电容器的充电中使用的电量，能够使半导体开关元件的开关非常快速化。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述放大电路也可以根据输入到控制端子的信号来改变所述第二高频的振幅，在所述输出电路不向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路输出所述充电用电压，在所述输出电路向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路不输出所述充电用电压。
由此，例如能够仅在对电容器充电的期间从高频振荡电路输出高频，能够使栅极驱动电路省电。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述第二被调制信号也可以包括所述第二高频，所述第三整流电路对通过所述第二电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二被调制信号进行整流，由此生成所述充电用电压。
由此，作为充电用电压的基础的第二高频是通过对第二被调制信号进行绝缘传输的第二电磁场谐振耦合器来绝缘传输的，因而能够实现栅极驱动电路的简化。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述第二被调制信号的振幅的最大值也可以大于所述第一被调制信号的振幅的最大值。
由此，能够增大用于对电容器充电的第二高频的电力。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述栅极驱动电路也可以还具有放大电路，该放大电路设于所述调制电路和所述第二电磁场谐振耦合器之间，并对所述第二被调制信号进行放大。
由此，能够增加在电容器充电时使用的电量，能够使半导体开关元件的开关更加快速化。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述栅极驱动电路也可以还具有生成所述第一高频的高频振荡电路。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，也可以在所述输出电路不向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路输出所述充电用电压，在所述输出电路向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路不输出所述充电用电压。
由此，例如能够仅在对电容器充电的期间从高频振荡电路输出高频，能够使栅极驱动电路省电。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述输出电路也可以包括：第一开关元件，根据所述第一信号向所述半导体开关元件的栅极端子提供对所述电容器充电的电荷；以及第二开关元件，根据所述第二信号从所述半导体开关元件的栅极端子提取电荷。
这样，通过将输出电路形成为所谓半桥电路的结构，栅极驱动电路能够向半导体开关元件提供大电流。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述输出电路也可以包括：第一开关元件及第四开关元件，根据所述第一信号向所述半导体开关元件的栅极端子提供对所述电容器充电的电荷；以及第二开关元件及第三开关元件，根据所述第二信号从所述栅极端子提取电荷，并将该电荷向所述电容器充电。
这样，通过将驱动电路形成为所谓H电桥电路的结构，栅极驱动电路能够将一次向半导体开关元件的栅极提供的电荷回收，并再次对电容器充电。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述调制电路也可以是通过将所述第一输入信号和所述第一高频混合来生成所述第一被调制信号、并且通过将所述第二输入信号和所述第一高频混合来生成所述第二被调制信号的混合电路。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述第二输入信号也可以是所述第一输入信号的反转信号。
在本发明的一个方式的栅极驱动电路中，例如，所述调制电路也可以是根据所述第一输入信号和所述第二输入信号来切换将所述第一高频输出给所述第一电磁场谐振耦合器还是输出给所述第二电磁场谐振耦合器、从而生成所述第一被调制信号和所述第二被调制信号的开关电路。
本发明的另一方式的绝缘型的栅极驱动电路，驱动半导体开关元件，具有：调制电路，生成根据输入信号对第一高频进行调制而得到的被调制信号；绝缘传输部，包含对所述被调制信号进行绝缘传输的电磁场谐振耦合器；整流电路，对通过所述电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述被调制信号进行整流，由此生成信号；另一整流电路，对通过所述绝缘传输部绝缘传输的第二高频进行整流，由此生成充电用电压；电容器，根据所述充电用电压被充电；以及输出电路，根据所述信号选择是否将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子。
由此，栅极驱动电路能够向半导体开关元件提供大电流。并且，通过对第二高频进行整流来得到充电用电压，因而不需要另外设置用于对电容器充电的绝缘电源，即可对电容器进行充电。
在本发明的另一方式的栅极驱动电路中，例如，所述被调制信号也可以包括所述第二高频，所述另一整流电路对通过所述电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二高频进行整流，由此生成所述充电用电压。
在本发明的另一方式的栅极驱动电路中，例如，所述绝缘传输部也可以还包括对所述第二高频进行绝缘传输的另一电磁场谐振耦合器。
下面，使用附图详细说明实施方式。另外，各附图是示意图，不一定是严格图示的图。并且，在各个附图中对实质上相同的构成要素标注相同的标号，有时省略或者简化重复说明。
另外，下面说明的实施方式均用于示出总括性的或者具体性的示例。在下面的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置位置及连接方式等仅是一例，其主旨不是限定本发明。并且，关于下面的实施方式的构成要素中、没有在表示最上位概念的独立权利要求中记载的构成要素，仅是作为任意的构成要素而进行说明。
(实施方式1)
下面，参照附图说明实施方式1。
图1是表示实施方式1的栅极驱动电路的一例的系统框图。
图2是表示图1所示的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
栅极驱动电路1000具有直流电源100和信号发生器3。并且，栅极驱动电路1000具有高频振荡电路10、调制电路30、第一电磁场谐振耦合器20a、第二电磁场谐振耦合器20b、第三电磁场谐振耦合器20c。并且，栅极驱动电路1000具有第一整流电路40a、第二整流电路40b、第三整流电路40c、电容器50、半桥电路60、输出端子71、输出基准端子72。
另外，电容器50例如是电容性元件，不是寄生电容。电容器50例如是电容值为10pF以上的元件。
另外，在实施方式1中，半桥电路60例如由第一开关元件61和第二晶体管62构成。第一开关元件61例如也可以是晶体管61。第二开关元件62例如也可以是晶体管62。
另外，半桥电路60是输出电路60的一例。下面，说明输出电路60是由晶体管61和晶体管62构成的半桥电路60的示例。
栅极驱动电路1000是驱动半导体开关元件1的绝缘型的栅极驱动电路。
在本公开中，半导体开关元件1具有对在半导体开关元件1中流过的电流进行控制的端子例如栅极端子。半导体开关元件1例如是具有栅极端子、第一端子、第二端子的半导体开关元件。在这种情况下，第一端子和第二端子之间的导通状态根据输入到栅极端子的信号而被控制。也可以是，第一端子和第二端子中的一方是源极端子、另一方是漏极端子。也可以是，第一端子和第二端子中的一方是发射极端子、另一方是集电极端子。半导体开关元件1例如是功率器件的一种，处理100V以上的电压、1A以上的电流。
半导体开关元件1例如具有栅极端子、源极端子、漏极端子。例如，半导体开关元件1的栅极端子与栅极驱动电路1000的输出端子71连接，半导体开关元件1的源极端子与栅极驱动电路1000的输出基准端子72连接。半导体开关元件1例如也可以是IGBT(Insulated Gate BipolarTransistors：绝缘栅双极型晶体管)或SiC FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)或氮化镓(GaN)晶体管。在图1所示的例子中，半导体开关元件1和负载2串联连接。具体而言，负载2的一端与半导体开关元件1的源极端子连接。并且，直流电源101的正端子与半导体开关元件1的漏极端子连接，直流电源101的负端子与负载2的另一端连接。
直流电源100例如是提供高频振荡电路10和调制电路30各自进行动作所需的电力的电源。另外，在图1中，直流电源100设于栅极驱动电路1000的内部，但也可以设于栅极驱动电路1000的外部。即，栅极驱动电路1000也可以不具有直流电源100。
信号发生器3生成输入信号并输出给调制电路30。输入信号相当于控制信号，用于驱动半导体开关元件1的驱动信号是根据控制信号生成的。信号发生器3例如由逻辑IC构成。输入信号是如图2所示的波形501和波形502那样由高电平和低电平构成的2值的信号。
输入信号也可以由第一输入信号和第二输入信号构成。在图2所示的例子中，波形501表示第一输入信号，波形502表示第二输入信号。第一输入信号例如包括第一低电平电压和大于第一低电平电压的第一高电平电压。第二输入信号例如包括第二低电平电压和大于第二低电平电压的第二高电平电压。在第一输入信号表示第一高电平电压的期间中，第二输入信号也可以表示第二低电平电压。在第二输入信号表示第二高电平电压的期间中，第一输入信号也可以表示第一低电平电压。第二输入信号也可以是第一输入信号反转后的信号。例如，第二输入信号也可以是使第一输入信号以第一高电平电压和第二高电平电压的中间值为基准而反转后的信号。在这种情况下，如图2所示，第一输入信号和第二输入信号可以成为相辅的(互补的)关系。第一低电平电压以及/或者第二低电平电压例如可以是0V。
另外，在图1和图2中，信号发生器3设于栅极驱动电路1000的内部，但也可以设于栅极驱动电路1000的外部。在这种情况下，栅极驱动电路1000具有输入信号输入用的第一输入端子。即，栅极驱动电路1000也可以不具有信号发生器3。
高频振荡电路10生成高频。高频也可以是微波。高频发挥对电力进行传输的作用。高频振荡电路10至少具有两个系统的输出。高频振荡电路10输出分别在调制电路30和第三电磁场谐振耦合器20c生成的高频。高频例如是如图2所示的波形503和波形504那样的波形。高频的频率只要是低输出即可，例如也可以是不需许可即可使用的ISM频带的2.4GHz或者5.8GHz，还可以是其它频率。具体而言，高频振荡电路10也可以是考毕兹(Colpitts)振荡器、或哈特莱(Hartley)振荡器、或者产生微波的其它振荡器。在高频的频率变动的情况下，高频振荡电路10也可以具有频率调整机构。另外，高频振荡电路10生成的高频例如具有一定的振幅和一定的频率。
在本公开中，有时将根据第一输入信号以及/或者第二输入信号被调制后的高频、即作为第一输入信号以及/或者第二输入信号的载波的高频称为第一高频，将用于提供充电用的电力的高频称为第二高频。在图2所示的例子中，波形503表示第一高频，波形504表示第二高频。另外，在实施方式1中，第二高频是输入第三电磁场谐振耦合器的高频。在这种情况下，第二高频可以具有一定的振幅，也可以具有多个振幅。即，第二高频也可以具有基于不同的多个振幅的信号成分。第一高频和第二高频可以具有相同的振幅，也可以具有不同的振幅。但是，在第二高频具有大于第一高频的振幅的情况下，如后面所述，能够增大对电容器充电的电荷量。第一高频和第二高频可以具有相同的频率，也可以具有不同的频率。
另外，在图1和图2中，高频振荡电路10设于栅极驱动电路1000的内部，但也可以设于栅极驱动电路1000的外部。在这种情况下，栅极驱动电路1000具有输入高频用的第二输入端子。即，栅极驱动电路1000也可以具有高频振荡电路10。
如后面所述，高频振荡电路10可以包含在高频生成器中。
调制电路30通过根据信号发生器3输出的第一输入信号对高频进行调制，来生成第一被调制信号，并输出给第一电磁场谐振耦合器20a。如图2所示，在调制电路30是混合电路的情况下，调制电路30通过将第一输入信号和高频混合来生成第一被调制信号。第一被调制信号例如是如图2所示的波形505那样的波形。
另外，调制电路30通过根据信号发生器3输出的与第一输入信号不同的第二输入信号对高频进行调制来生成第二被调制信号，并输出给第二电磁场谐振耦合器20b。如图2所示，在调制电路30是混合电路的情况下，具体而言，通过混合第二输入信号和高频来生成第二被调制信号。第二被调制信号例如是如图2所示的波形506那样的波形。在第二输入信号是第一输入信号反转后的信号的情况下，第一被调制信号和第二被调制信号成为相辅的(互补的)关系。
第一被调制信号例如包括第一振幅和大于第一振幅的第二振幅。第一被调制信号的第一振幅例如对应于第一输入信号的第一低电平电压，第一被调制信号的第二振幅例如对应于第一输入信号的第一高电平电压。第二被调制信号例如包括第三振幅和大于第三振幅的第四振幅。第二被调制信号的第三振幅例如对应于第二输入信号的第二低电平电压，第二被调制信号的第四振幅例如对应于第二输入信号的第二高电平电压。在第一被调制信号表示第二振幅的期间中，第二被调制信号也可以表示第三振幅。在第二被调制信号表示第四振幅的期间中，第一被调制信号也可以表示第一振幅。第一振幅和第三振幅、以及/或者第二振幅和第四振幅也可以是相同的值。第一振幅以及/或者第三振幅也可以是0。
在图2所示的例子中，第一被调制信号和第二被调制信号成为相辅的关系，但输入信号也可以是更加优化的其它波形。
在图2所示的例子中，调制电路30是混合电路，具体而言是所谓差分混合器。差分混合器能够以较低的损耗对高频进行调制，而且能够具有多个输入输出端子。
另外，调制电路30也可以是开关电路。图3是表示设置开关电路作为调制电路的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
在图3所示的栅极驱动电路1000a中，开关电路30a通过根据输入信号对将高频输出给第一电磁场谐振耦合器20a、还是输出给第二电磁场谐振耦合器20b进行切换，生成第一被调制信号和第二被调制信号。
另外，在这种情况下，输入信号例如是如图4(a)和图4(b)所示的互补的信号。这样的信号例如是由利用包括Si-CMOS或者化合物半导体的逻辑IC构成的信号发生器3生成的。另外，输入信号例如也可以是占空比不固定的PWM信号那样的信号。
在图4所示的例子中，例如也可以是，图4(a)所示的信号是第一输入信号，图4(b)所示的信号是第二输入信号。
在调制电路30a采用开关电路的情况下，调制电路30a的各输出端子之间的绝缘性提高。并且，调制电路30a不需要电感器等匹配电路，因而能够使栅极驱动电路1000的尺寸小型化。
第一电磁场谐振耦合器20a对由调制电路30生成的第一被调制信号进行绝缘传输。
第二电磁场谐振耦合器20b对由调制电路30生成的第二被调制信号进行绝缘传输。
第三电磁场谐振耦合器20c对由高频振荡电路10生成的高频进行绝缘传输。
在本公开中，有时将由第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b和第三电磁场谐振耦合器20c中的至少一方构成的组称为绝缘传输部。另外，绝缘传输部是一个以上的电磁场谐振耦合器的总称，并不限定各个电磁场谐振耦合器的配置和构造。例如，在绝缘传输部具有多个电磁场谐振耦合器的情况下，也可以在结构上将这些电磁场谐振耦合器配置成为一个单元。在实施方式1中，绝缘传输部包括第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b和第三电磁场谐振耦合器20c。
在此，详细说明电磁场谐振耦合器20的结构例。电磁场谐振耦合器20能够被用作第一电磁场谐振耦合器20a、第二电磁场谐振耦合器20b、和第三电磁场谐振耦合器20c。
图5是表示电磁场谐振耦合器的结构例的图。
如图5所示，电磁场谐振耦合器20具有第一振荡器2000和第二振荡器2003。电磁场谐振耦合器20是对传输对象的信号进行绝缘传输(非接触传输)的所谓开环型的电磁场谐振耦合器。
第一振荡器2000是由金属配线形成的圈形的传输线路，在传输线路内的任意位置具有开放部2002。第二振荡器2003是由金属配线形成的圈形的传输线路，在传输线路内的任意位置具有开放部2005。第一振荡器2000和第二振荡器2003所使用的金属配线例如可以由铜构成，也可以由金等其他金属构成。
第一振荡器2000和第二振荡器2003隔开一定的距离对置地设置。换言之，第一振荡器2000和第二振荡器2003的高频用的天线形成为圈形。第一振荡器2000和第二振荡器2003的线路长度例如是传输对象的信号的约二分之一波长的长度。
第一输入输出端子2001是向第一振荡器2000进行传输对象的信号的输入输出的金属配线，被配置在第一振荡器2000的任意位置。同样，第二输入输出端子2004向第二振荡器2003进行传输对象的信号的输入输出，被配置在第二振荡器2003的任意位置。
在电磁场谐振耦合器20中，输入到第一输入输出端子2001的传输对象的信号被输出给第二输入输出端子2004，输入到第二输入输出端子2004的传输对象的信号被输出给第一输入输出端子2001。第一输入输出端子2001和第二输入输出端子2004所使用的金属配线例如可以由铜构成，也可以由金等其他金属构成。
电磁场谐振耦合器20能够实现低损耗的绝缘传输，能够使振荡器之间的距离间隔较大。并且，如上所述振荡器的长度(传输线路的长度)依赖于传输对象的信号的频率，越是频率高的信号，振荡器越能够小型化。
另外，电磁场谐振耦合器20的轮廓可以是例如矩形状。电磁场谐振耦合器20只要是能够使用电磁场谐振耦合以非接触方式传输信号的结构，则可以是任何结构。
另外，第一电磁场谐振耦合器20a、第二电磁场谐振耦合器20b和第三电磁场谐振耦合器20c也可以不是彼此独立的元件。例如，也可以是一个绝缘元件在功能上包括第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b。换言之，只要一个绝缘元件能够分开传输第一被调制信号和第二被调制信号即可。
第一整流电路40a通过对由第一电磁场谐振耦合器20a绝缘传输的第一被调制信号进行整流来生成第一信号。第一整流电路40a例如由二极管41a、电感器42a和电容器43a构成。第一信号例如是如图2的波形508那样的波形的信号。第一信号从第一整流电路40a被输出，并输入例如晶体管61的栅极端子。
第二整流电路40b通过对由第二电磁场谐振耦合器20b绝缘传输的第二被调制信号进行整流来生成第二信号。第二整流电路40b例如由二极管41b、电感器42b和电容器43b构成。第二信号例如是如图2的波形509那样的波形的信号。第二信号从第二整流电路40b被输出，并输入例如晶体管62的栅极端子。
第一信号例如包括第一关断电压和与第一关断电压不同的第一接通电压。在晶体管61是N型晶体管的情况下，第一接通电压大于第一关断电压。在晶体管61是P型晶体管的情况下，第一接通电压小于第一关断电压。在晶体管61是常断型晶体管的情况下，第一信号的第一关断电压例如对应于第一被调制信号的第一振幅，第一信号的第一接通电压例如对应于第一被调制信号的第二振幅。在这种情况下，第一信号的第一关断电压例如对应于第一输入信号的第一低电平电压，第一信号的第一接通电压例如对应于第一输入信号的第一高电平电压。在晶体管61是常通型晶体管的情况下，第一信号的第一关断电压例如对应于第一被调制信号的第二振幅，第一信号的第一接通电压例如对应于第一被调制信号的第一振幅。在这种情况下，第一信号的第一关断电压例如对应于第一输入信号的第一高电平电压，第一信号的第一接通电压例如对应于第一输入信号的第一低电平电压。
第二信号例如包括第二关断电压和与第二关断电压不同的第二接通电压。在晶体管62是N型晶体管的情况下，第二接通电压大于第二关断电压。在晶体管61是P型晶体管的情况下，第二接通电压小于第二关断电压。在晶体管61是常断型晶体管的情况下，第二信号的第二关断电压例如对应于第二被调制信号的第三振幅，第二信号的第二接通电压例如对应于第二被调制信号的第四振幅。在这种情况下，第二信号的第二关断电压例如对应于第二输入信号的第二低电平电压，第二信号的第二接通电压例如对应于第二输入信号的第二高电平电压。在晶体管62是常通型晶体管的情况下，第二信号的第二关断电压例如对应于第二被调制信号的第四振幅，第二信号的第二接通电压例如对应于第二被调制信号的第三振幅。在这种情况下，第二信号的第二关断电压例如对应于第二输入信号的第二高电平电压，第二信号的第二接通电压例如对应于第二输入信号的第二低电平电压。
在第一信号表示第一接通电压的期间中，第二信号也可以表示第二关断电压。在第二信号表示第二接通电压的期间中，第一信号也可以表示第一关断电压。第一信号和第二信号可以是相辅的(互补的)关系，也可以是除此以外的关系。第一关断电压和第二关断电压、以及/或者第一接通电压和第二接通电压也可以是相同的值。
下面，只要没有特殊说明，就是对晶体管61及晶体管62是常通型而且是N型的示例进行说明。具体而言，例如对如图2所示第一接通电压和第二接通电压是0、第一关断电压和第二关断电压具有负的值的示例进行说明。
第三整流电路40c通过对由第三电磁场谐振耦合器20c绝缘传输的第二高频进行整流来生成第三信号。第三信号是如图2的波形507那样的波形的信号。第三整流电路40c根据所生成的第三信号对电容器50充电。第三信号具有直流电压成分。
如图2所示，第三信号也可以是一定的电压值。换言之，第三信号也可以不由多个电压值构成。即，第三信号也可以不具有信号成分。第三信号只要至少具有用于对电容器充电的电力即可。在本公开中，有时将用于对电容器充电的电压称为充电用电压。第三信号也可以如图2所示仅由充电用电压构成，还可以包括充电用电压和小于充电用电压的其它的电压。充电用电压也可以大于第一信号的第一接通电压和第二信号的第二接通电压。在这种情况下，对电容器充电的电荷量增大。第三信号也可以在第二信号表示第二接通电压的期间，表示充电用电压，还可以如图2所示，第三信号在第一信号表示第一接通电压的期间，也表示充电用电压。
在此，详细说明整流电路40的结构例。整流电路40能够用作第一整流电路40a、第二整流电路40b、和第三整流电路40c。另外，下面作为整流电路40的一例，说明第三整流电路40c的具体例。但是，以下说明的具体例同样也能够适用于第一整流电路40a和第二整流电路40b。
第三整流电路40c由二极管41c、电感器42c和电容器43c构成。第三整流电路40c形成为与被称为所谓整流天线(rectenna，rectifying antenna)的电路相似的结构。
在第三整流电路40c中，例如电感器42c的一端与二极管41c的一端连接，电感器42c的另一端与电容器43c的一端连接，二极管41c的另一端以及电容器43c的另一端与第三整流电路40c的输出基准端子连接。电感器42c的一端和二极管41c的一端之间的连接点，作为第三整流电路40c的输入端子发挥作用，电感器42c的另一端和电容器43c的一端之间的连接点，作为第三整流电路40c的输出端子发挥作用。
在图2所示的例子中，第三整流电路40c的输入端子与二极管41c的阴极连接。由此，第三整流电路40c对第二高频中的正的电压成分进行整流。另一方面，第一整流电路40a的输入端子与二极管41a的阳极连接，第二整流电路40b的输入端子与二极管41b的阳极连接。由此，第一整流电路40a以及第二整流电路40b对被调制后信号中负的电压成分进行整流。另外，关于各整流电路进行整流的电压成分是正还是负并不进行特别限定。这些极性可以根据输出电路60的特性适当设定。例如，可以根据构成输出电路60的晶体管61和晶体管62是常断型还是常通型、以及是N型还是P型，适当设定这些极性。
在此，第三整流电路40c的输出端子通过电感器42c和电容器43c被调整成为高频的频率的短路点。因此，从第三整流电路40c的输入端子输入的高频在第三整流电路40c的输出端子附近被反射。因此，第三整流电路40c的输入端子的高频的振幅(电压值)成为从第三电磁场谐振耦合器20c输入的原来的高频的振幅(电压值)的大约2倍。通过形成这种结构，能够用一个二极管41c高效地对高频进行整流。
另外，第三整流电路40c的输出端子不严格地成为高频的频率的短路点也可以，只要作为规定的频率的低通滤波器发挥作用，就能够实现高效率的整流。
第三整流电路40c例如具有微波频带的整流特性。在这种情况下，例如二极管41c使用肖特基势垒二极管。例如，在二极管41c是使用GaN(氮化镓)的肖特基势垒二极管的情况下，能够实现高频特性、低Vf、低接通电阻。当然，二极管41c也可以是Si或其它器件。
在后述的模拟和测定中，设高频的频率为2.4GHz。设二极管41c是阳极宽度为100μm的GaN肖特基势垒二极管。设电感器42c的电感为5nH，电容器43c的电容为10pF。
半桥电路60包括晶体管61和晶体管62。晶体管61根据第一信号将对电容器50充电的电荷提供给半导体开关元件1的栅极端子。晶体管62根据第二信号提取半导体开关元件1的栅极端子的电荷。
晶体管61根据第一信号将对电容器50充电的电荷提供给半导体开关元件1的栅极端子。晶体管61的漏极端子与电容器50的一端连接，晶体管61的源极端子与输出端子71、晶体管62的漏极端子、以及第一整流电路40a的输出基准端子连接。晶体管61的栅极端子与第一整流电路40a的输出端子连接。
例如在向栅极端子输入了第一信号的第一接通电压时，晶体管61将漏极端子和源极端子之间导通，由此使电容器50的一端和输出端子71之间导通。例如在向栅极端子输入了第一信号的第一关断电压时，晶体管61将漏极端子和源极端子之间绝缘，由此使电容器50的一端和输出端子71之间绝缘。
晶体管62根据第二信号提取半导体开关元件1的栅极端子的电荷。晶体管62的漏极端子与输出端子71及晶体管61的源极端子连接，晶体管62的源极端子与输出基准端子72、电容器50的另一端、以及第二整流电路40b的输出基准端子连接。晶体管62的栅极端子与第二整流电路40b的输出端子连接。
例如在向栅极端子输入了第二信号的第二接通电压时，晶体管62将漏极端子和源极端子之间导通，由此使输出端子71和输出基准端子72之间导通。例如在向栅极端子输入了第二信号的第二关断电压时，晶体管62将漏极端子和源极端子之间绝缘，由此使输出端子71和输出基准端子72之间绝缘。
在此，详细说明半桥电路60的动作。
图6是表示半桥电路60的动作例的图。
图7是表示晶体管61及晶体管62的栅极源极间电压、与对电容器50充电的电荷之间的关系的图。另外，栅极源极间电压是以各晶体管的源极端子为基准时的栅极端子的电压。此外，在图7中也一并图示了高频振荡电路10向第三电磁场谐振耦合器20c的输出、即第二高频的振幅。
如图7(a)和图7(b)所示，半桥电路60根据第一信号及第二信号交替地重复晶体管61接通而晶体管62关断的状态、和晶体管61关断而晶体管62接通的状态。由此，半桥电路60使半导体开关元件1进行开关。即，半桥电路60根据输入信号向半导体开关元件1提供对电容器50充电的电荷(即驱动电力)。
图6(a)是表示晶体管61关断、晶体管62接通时的图。即，图6(a)是表示对晶体管61的栅极与源极之间施加关断电压、对晶体管62的栅极与源极之间施加接通电压的图。
在图6(a)的状态下对电容器50充以电荷，但由于晶体管61是关断状态，因而不能向半导体开关元件1提供电流。
另一方面，图6(b)是表示晶体管61接通、晶体管62关断时的图。即，图6(b)是表示对晶体管61的栅极与源极之间施加接通电压、对晶体管62的栅极与源极之间施加关断电压的图。
在图6(b)的状态下，将在图6(a)的状态下对电容器50充电的电荷提供给半导体开关元件1的栅极端子。
在从图6(b)的状态切换为晶体管61关断、晶体管62接通的状态时，如图6(a)所示，电容器50被再次充电，在半导体开关元件1的栅极端子蓄积的电荷通过晶体管62向输出基准端子72放电。
通过如上所述的动作，栅极驱动电路1000能够在瞬时向半导体开关元件1提供大电流。
图8是表示从输出端子71输出的输出波形的模拟结果的图。即，栅极驱动电路1000向半导体开关元件1输出的驱动信号的波形的一例。
模拟条件如下所述。晶体管61和晶体管62是栅极宽度为4.8mm、栅极长度为0.7μm的GaN的HFET(Hetero Field Effect Transistor：异质结场效应晶体管)。电容器50是具有200nF电容值的电容器。设输入信号为2MHz的矩形波。模拟中，将具有1000pF电容值的电容元件和具有1kΩ阻值的电阻元件并联连接构成负载，来替代半导体开关元件1。
如图8所示，根据栅极驱动电路1000的模拟，输出信号的电压(即输入半导体开关元件1的栅极端子的电压)为0～10V。并且，通过输出信号而提供给输入半导体开关元件1的栅极端子的电流的峰值是0.8A。已有的采用微波的栅极驱动电路只能向半导体开关元件1的栅极端子提供0.1A以下的电流。即，该模拟结果表示通过栅极驱动电路1000，能够输出已有结构的8倍以上的电流。
图9是表示实际上对栅极驱动电路1000进行驱动时从输出端子71输出的输出波形的实测结果的图。在该实际测定中，假设半导体开关元件1是GaN功率晶体管。
如图9所示，对于实际的测定结果，也能够得到栅极驱动电路1000能够输出较大的栅极电流的结果。
另外，栅极驱动电路也可以具有放大电路，以便进一步增加对栅极驱动电路1000的栅极端子的供给电流。
图10是表示追加了放大电路的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
如图10所示，栅极驱动电路1001是在栅极驱动电路1000中追加了放大电路70的电路。
放大电路70将高频振荡电路10生成的高频放大并输出给第三电磁场谐振耦合器20c。并且，第三电磁场谐振耦合器20c对从放大电路70输出的高频进行绝缘传输。放大电路70例如是高频用的功率放大器。
通过追加这样的放大电路70，能够对电容器50充以更多的电荷。通过放大电路70，能够对电容器50快速充电。即，栅极驱动电路1001能够在瞬时向半导体开关元件1提供较大的电流，可实现半导体开关元件1的快速动作。
通过追加这样的放大电路70，例如，第二高频的振幅的最大值也可以大于第一被调制信号及第二被调制信号的振幅的最大值。具体而言，第二高频的振幅也可以大于第一被调制信号的第二振幅及第二被调制信号的第四振幅。
另外，在本公开中，放大电路70能够视作高频生成器的一部分。即，在图10所示的例子中，高频生成器包括高频振荡电路10和放大电路70。另外，如前面所述，栅极驱动电路1001也可以不具有高频振荡电路10。
另外，栅极驱动电路1001的至少一部分也可以实现为集成电路。
图11是表示实现为集成电路的栅极驱动电路1000的具体结构例的电路图。
如图11所示，也可以是，栅极驱动电路1001的至少一部分被集成为半导体芯片201。半导体芯片201也可以是Si基板、或者在蓝宝石基板上设有GaN半导体等的III-V类半导体基板。通过将栅极驱动电路1000集成化，包含栅极驱动电路1000的模块的装配变简单。
(实施方式2)
实施方式1的栅极驱动电路1000能够对电容器50充以电荷，并通过开关元件的切换向半导体开关元件1提供大电流。
实施方式1的栅极驱动电路1000具有三个电磁场谐振耦合器。
与此相对，实施方式2的栅极驱动电路能够减少电磁场谐振耦合器的数量，利用更简单的结构向半导体开关元件提供大电流。
下面，参照附图说明实施方式2的栅极驱动电路。在实施方式2中，以与实施方式1的不同之处为中心进行说明，有时省略有关与实施方式1实质上相同的构成要素的说明。
图12是表示实施方式2的栅极驱动电路的一例的系统框图。
图13是表示图12所示的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
栅极驱动电路1002具有直流电源100和信号发生器3。并且，栅极驱动电路1002具有高频振荡电路10、调制电路30、第一电磁场谐振耦合器20a、和第二电磁场谐振耦合器20b。并且，栅极驱动电路1002具有第一整流电路40a、第二整流电路40b、第三整流电路40c、电容器50、半桥电路60、输出端子71、输出基准端子72。半桥电路60由第一开关元件61和第二开关元件62构成。下面，说明第一开关元件61是晶体管61、第二开关元件62是晶体管62的示例。
信号发生器3生成输入信号并输出给调制电路30。输入信号相当于控制信号，用于驱动半导体开关元件1的驱动信号是根据控制信号生成的。信号发生器3例如由逻辑IC构成。输入信号例如是如图13所示的波形601和波形602那样由高电平和低电平构成的2值的信号。
高频振荡电路10生成高频，并向调制电路30输出所生成的高频。高频的频率例如可以是2.4GHz或者5.8GHz，还可以是其它的值。高频例如是如图13所示的波形603那样的波形。高频振荡电路10例如也可以是考毕兹振荡器、或哈特莱振荡器、或者产生微波的其它振荡器。在高频的频率变动的情况下，高频振荡电路10也可以具有频率调整机构。
调制电路30生成第一被调制信号和第二被调制信号。第一被调制信号例如是如图13所示的波形605那样的波形。第二被调制信号例如是如图13所示的波形604那样的波形。调制电路30例如也可以是差分混合电路或开关电路。
在实施方式2中，第二被调制信号包括第二高频。第二高频例如是第二被调制信号中具有用于生成充电用电压的振幅的部分。在通过对第一高频进行振幅调制来生成第二被调制信号的情况下，第二高频具有与第一高频相同的频率。
调制电路30向第一电磁场谐振耦合器20a输出第一被调制信号，向第二电磁场谐振耦合器20b输出第二被调制信号。省略有关第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b的具体结构的说明。
在实施方式2中，绝缘传输部包括第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b。
在此，第二被调制信号在由第二电磁场谐振耦合器20b绝缘传输后又被分配。
具体而言，由第二电磁场谐振耦合器20b绝缘传输的第二被调制信号中的一方通过第三整流电路40c被整流。换言之，第三整流电路40c通过对由第二电磁场谐振耦合器20b绝缘传输的第二被调制信号进行整流来生成第三信号。通过所生成的第三信号对电容器50充电。第三信号例如是如图13的波形606那样的波形。
在图13所示的例子中，第三信号包括第三接通电压和第三关断电压，第三接通电压相当于充电用电压。如图13所示，在第二被调制信号包括第三振幅和大于第三振幅的第四振幅的情况下，第三信号的第三接通电压对应于第二被调制信号的第四振幅，第三信号的第三关断电压对应于第二被调制信号的第三振幅。在这种情况下，第二被调制信号中第四振幅的期间相当于第二高频，该第二高频被整流而成为第三接通电压即充电用电压。另外，第三信号除第三接通电压以外也可以包括例如能够成为充电用电压的其它电压。在这种情况下，第二高频具有基于不同的多个振幅的信号成分。
由第二电磁场谐振耦合器20b绝缘传输的第二被调制信号中的另一方通过第二整流电路40b被整流。第二整流电路40b通过对由第二电磁场谐振耦合器20b绝缘传输的第二被调制信号进行整流来生成第二信号。第二信号例如是如图13的波形608那样的波形。第二信号被输入到构成半桥电路60的晶体管62并驱动晶体管62。
即，在实施方式2中，第二被调制信号是从第二电磁场谐振耦合器20b输出的，并输入第二整流电路40b和第三整流电路40c。因此，用于使输出电路60进行动作的第二信号和用于对电容器50充电的第三信号都是根据第二被调制信号生成的。
第一被调制信号由第一电磁场谐振耦合器20a绝缘传输，并输入第一整流电路40a。第一整流电路40a也可以是与第二整流电路40b大致相同的结构。
第一整流电路40a通过对第一被调制信号进行整流来生成第一信号。第一信号例如是如图13的波形607那样的波形。第一信号被输入到构成半桥电路60的晶体管61并驱动晶体管61。
并且，与实施方式1相同地，半桥电路60根据第一信号及第二信号交替地重复晶体管61接通而晶体管62关断的状态、和晶体管61关断而晶体管62接通的状态。由此，半桥电路60将对电容器50充电的电荷提供给半导体开关元件1。
如以上说明的那样，实施方式2的栅极驱动电路1002能够减少在栅极驱动电路1002中占据面积较大的电磁场谐振耦合器的数量。因此，栅极驱动电路1002能够大幅减小电路面积，电路结构也变简单。因此，栅极驱动电路1002的电路部件的安装变简单。
在实施方式1的栅极驱动电路1000中，如图7(c)所示，与晶体管61接通而晶体管62关断的期间、还是晶体管61关断而晶体管62接通的期间无关地，高频振荡电路10始终都向第三电磁场谐振耦合器20c输出第二高频。但是，在晶体管62关断的期间即对电容器50充电的电荷从输出端子71输出的期间中，电容器50不被充电。因此，在该期间中，高频振荡电路10也可以不向第三电磁场谐振耦合器20c输出作为电容器50的充电用电压的基础的第二高频。
在实施方式2的栅极驱动电路1002中，电容器50通过基于第二被调制信号的第三信号而被充电。因此，在栅极驱动电路1002中，在晶体管62关断的期间即对电容器50充电的电荷从输出端子71输出的期间中，不进行电容器50的充电。因此，实施方式2的栅极驱动电路1002能够高效地充电。
即，第三信号与第二信号同样是根据第二被调制信号生成的。因此，例如根据第二信号的第二接通电压使晶体管62接通的期间、和根据第三信号的第三接通电压对电容器50充电的期间能够同步。同样，根据第二信号的第二关断电压使晶体管62关断的期间、和根据第三信号的第三关断电压使电容器50放电的期间能够同步。由此，能够在对电容器50充电的电荷从输出端子71输出的期间中，不向电容器50提供充电用电压，在对电容器50充电的电荷不从输出端子71输出的期间中，向电容器50提供充电用电压。换言之，第三整流电路40c能够被控制成，在输出电路60不向半导体开关元件1的栅极端子提供电荷时输出充电用电压，而在输出电路60向半导体开关元件1的栅极端子提供电荷时则不输出充电用电压。
另外，栅极驱动电路也可以具有放大电路，以便进一步增加对半导体开关元件1的栅极端子的供给电流。
图14是表示追加了放大电路的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
如图14所示，栅极驱动电路1003是在栅极驱动电路1002中追加了放大电路70的电路。
放大电路70将第二被调制信号放大并输出给第二电磁场谐振耦合器20b。并且，第二电磁场谐振耦合器20b对从放大电路70输出的第二被调制信号进行绝缘传输。放大电路70例如是高频用的功率放大器。
通过追加这样的放大电路70，能够对电容器50充以更多的电荷。通过放大电路70，能够对电容器50快速充电。即，栅极驱动电路1003能够向半导体开关元件1提供大电流，实现半导体开关元件1的快速动作。
通过追加这样的放大电路70，例如，第二被调制信号的振幅的最大值也可以大于第一被调制信号的振幅的最大值。具体而言，第二被调制信号的第四振幅也可以大于第一被调制信号的第二振幅。
(实施方式3)
实施方式1及2的栅极驱动电路的输出电路是半桥电路，而实施方式3的栅极驱动电路的输出电路是H电桥电路(全桥电路)。下面，参照附图说明实施方式3的栅极驱动电路。
图15是表示实施方式3的栅极驱动电路1006的具体结构例的电路图。栅极驱动电路1006相对于图2所示的栅极驱动电路1000的不同之处在于，输出电路60a是H电桥电路。
图16是表示实施方式3的栅极驱动电路1007的具体结构例的电路图。栅极驱动电路1007相对于图13所示的栅极驱动电路1002的不同之处在于，输出电路60a是H电桥电路。
另外，在实施方式3的栅极驱动电路1006及1007中，除H电桥电路以外的结构分别与实施方式1及2相同，因而省略一部分说明。
例如，在半导体开关元件1是IGBT或功率MOSFET的情况下，从电容器50提供给半导体开关元件1的电力几乎不会作为栅极电流被消耗掉。即，在半导体开关元件1是IGBT或功率MOSFET的情况下，半导体开关元件1的栅极电容反复进行电荷的充电和放电。
但是，在具有半桥电路60的栅极驱动电路1000和1002中，在电容器50放电时(图6(b)的状态)被充电给栅极电容的电荷，在以后电容器50充电时(图6(a)的状态)又通过负载2向接地放电。
与此相对，栅极驱动电路1006和1007由于具有H电桥电路60a，因而对栅极电容充电的电荷再次被充电给电容器50。
图15和图16所示的H电桥电路60a包括第一开关元件61、第二开关元件62、第三开关元件63和第四开关元件64。第一开关元件61、第二开关元件62、第三开关元件63和第四开关元件64分别可以是晶体管61、晶体管62、晶体管63、晶体管64。下面对此情况进行说明。
晶体管62根据第二信号提取半导体开关元件1的栅极端子的电荷。
晶体管62的漏极端子与输出端子71及晶体管61的源极端子连接，晶体管62的源极端子与晶体管64的源极端子、电容器50的另一端、第一整流电路40a的输出基准端子、以及第二整流电路40b的输出基准端子连接。晶体管62的栅极端子与第一整流电路40a的输出端子连接。
晶体管63根据第二信号进行动作，并与晶体管62联动地从半导体开关元件1的栅极端子提取电荷，将所提取的电荷向电容器50充电。
晶体管63的漏极端子与电容器50的一端及晶体管61的漏极端子连接，晶体管63的源极端子与输出基准端子72及晶体管64的漏极端子连接。晶体管63的栅极端子与第一整流电路40a的输出端子及晶体管62的栅极端子连接。
晶体管61根据第一信号将对电容器50充电的电荷提供给半导体开关元件1的栅极端子。
晶体管61的漏极端子与电容器50的一端及晶体管63的漏极端子连接，晶体管61的源极端子与输出端子71及晶体管62的漏极端子连接。晶体管61的栅极端子与第二整流电路40b的输出端子及晶体管64的栅极端子连接。
晶体管64根据第一信号进行动作，并与晶体管61联动地将对电容器50充电的电荷提供给半导体开关元件1的栅极端子。
晶体管64的漏极端子与输出端子71及晶体管63的源极端子连接，晶体管64的源极端子与晶体管62的源极端子、电容器50的另一端、第一整流电路40a的输出基准端子、以及第二整流电路40b的输出基准端子连接。晶体管64的栅极端子与第二整流电路40b的输出端子及晶体管61的栅极端子连接。
下面，进行更具体的说明。
在H电桥电路60a中，晶体管61及晶体管64同时接通或者关断，晶体管62及晶体管63同时接通或者关断。
例如，第一信号的第一接通电压输入到晶体管61的栅极端子和晶体管64的栅极端子，由此晶体管61和晶体管64接通。从而，形成包括电容器50、晶体管61、输出端子71、半导体开关元件1的栅极电容、输出基准端子72、晶体管64的路径。例如，第二信号的第二接通电压输入到晶体管62的栅极端子和晶体管63的栅极端子，由此晶体管62和晶体管63接通。从而，形成包括电容器50、晶体管63、输出基准端子72、半导体开关元件1的栅极电容、输出端子71、晶体管62的路径。
在晶体管61和晶体管64接通的情况下，从电容器50放电的电荷对半导体开关元件1的栅极电容充电。另外，此时晶体管62和晶体管63是关断的。
另一方面，在晶体管62和晶体管63接通的情况下，从半导体开关元件1的栅极电容提取电荷。但是，与半桥电路的情况不同，在H电桥电路60a中，通过晶体管62和晶体管63接通，电容器50和栅极电容连接。此时，电容器50的极性和栅极电容的极性是相反的，因而电荷从栅极电容向电容器50急速移动。即，对栅极电容充电的电荷再次被电容器50回收，并对电容器50充电。
这样，使用H电桥电路60a的栅极驱动电路1006和1007能够持续使用对电容器50充电一次的电力。因此，栅极驱动电路1006和1007能够对半导体开关元件1提供大电流，而不会使用无用的电力。即，栅极驱动电路1006和1007能够进一步降低功耗。
另外，晶体管61～64也可以是例如栅极宽度4.8mm、栅极长度0.7μm的氮化镓HFET。电容器50也可以是具有200nF电容值的电容器。输入信号也可以是2MHz的矩形波。
(实施方式4)
在实施方式1～3的栅极驱动电路中，用于对电容器50提供充电用电压的第二高频的频率、和作为用于向输出电路发送第一信号及第二信号的载波的第一高频的频率可以相同，也可以不同。
与此相对，实施方式4的栅极驱动电路将高频中的基波成分用于对电容器50提供充电用电压，将高次谐波成分用于控制输出电路。由此，实现提高电容器50的充电效率、而且能够小型化的栅极驱动电路。
即，在实施方式4的栅极驱动电路中，高频的基波成分是第二高频，高频的高次谐波成分是第一高频。
下面，参照附图说明实施方式4的栅极驱动电路。
图17是表示实施方式4的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
栅极驱动电路1008具有高频振荡电路10、频率分配滤波器90、调制电路30、第一电磁场谐振耦合器20a、第二电磁场谐振耦合器20b、第三电磁场谐振耦合器20c。并且，栅极驱动电路1008具有第一整流电路40a、第二整流电路40b、第三整流电路40c、电容器50、半桥电路60、输出端子71、输出基准端子72。
高频振荡电路10生成高频。高频振荡电路10例如也可以是考毕兹振荡器、或哈特莱振荡器、或者产生微波的其它振荡器。从高频振荡电路10输出的高频，只要不是所期望的频率单一的正弦波，可以形成为包含二倍波(第二高次谐波)、三倍波(第三高次谐波)等高次谐波的变形的波形。
频率分配滤波器90将高频振荡电路10生成的高频划分成为基波成分和高次谐波成分。频率分配滤波器90例如使用电感器和电容器构成。频率分配滤波器90例如将输入的高频分离为基波成分和二倍波成分。高次谐波成分典型地讲是比基波成分小的功率。
因此，在频率分配滤波器90将基波成分作为第二高频进行输出、将高次谐波成分作为第一高频进行输出的情况下，第二高频的振幅例如大于第一高频的振幅。下面，说明高次谐波成分是二倍波成分的示例。
另外，在本公开中，频率分配滤波器90能够视为高频生成器的一部分。即，在图17所示的例子中，高频生成器包括高频振荡电路10和频率分配滤波器90。另外，如前面所述，栅极驱动电路1008也可以不具有高频振荡电路10。
在此，晶体管61和晶体管62的栅极宽度比半导体开关元件1窄，栅极电容也比半导体开关元件1小。因此，使晶体管61和晶体管62接通所需要的电荷比使半导体开关元件1接通所需要的电荷小。因此，晶体管61和晶体管62能够使用功率比基波成分小的二倍波成分进行驱动。
因此，栅极驱动电路1008在用于对电容器50充电的第二高频中使用基波成分，在用于对晶体管61和晶体管62提供小电流的第一高频中使用二倍波成分。
二倍波成分是在实施方式1～3中示例的栅极驱动电路中不使用的电力。这是因为，由于电磁场谐振耦合器仅传输规定的频带，因此高频的二倍波成分通过频带被设定成传输基波成分的电磁场谐振耦合器而被过滤掉了。
这样，栅极驱动电路1008通过有效运用通常不使用的电力，提高对电容器50的充电效率。高频的基波成分的频率例如也可以设为2.4GHz。因此，二倍波成分的频率成为4.8GHz。另外，高频的频率不限于这样的频率。此外，高次谐波成分也可以使用二倍波成分以外的高次谐波成分(三倍波成分等)。
基波成分例如是如图17的波形701那样的波形。通过频率分配滤波器90被分离出来的基波成分经由第三电磁场谐振耦合器20c被绝缘传输。换言之，在栅极驱动电路1008中，第三电磁场谐振耦合器绝缘传输的第二高频是通过频率分配滤波器90被分离出来的基波成分。
另一方面，二倍波成分例如是如图17的波形702那样的波形。通过频率分配滤波器90被分离出来的高次谐波成分通过调制电路30根据输入信号被调制。换言之，在栅极驱动电路1008中，调制电路30所调制的高频是通过频率分配滤波器90被分离出来的高次谐波成分。
即，通过根据第一输入信号(图17的波形704)对高次谐波成分进行调制来生成第一被调制信号(图17的波形705)。通过根据第二输入信号(图17的波形703)对高次谐波成分进行调制来生成第二被调制信号(图17的波形706)。
并且，由调制电路30生成的第一被调制信号通过第一电磁场谐振耦合器20a被绝缘传输，由调制电路30生成的第二被调制信号通过第二电磁场谐振耦合器20b被绝缘传输。
另一方面，作为第二高频的基波成分通过第三电磁场谐振耦合器20c被绝缘传输。
即，在实施方式4中，绝缘传输部具有第一电磁场谐振耦合器20a、第二电磁场谐振耦合器20b、第三电磁场谐振耦合器20c。
在此，如前面所述，在电磁场谐振耦合器20中，共鸣器的线路长度依赖于传输对象的信号的频率，传输对象的信号的频率越高，线路长度越长。
因此，在对基波成分进行绝缘传输的第三电磁场谐振耦合器20c、对从高次谐波成分生成的第一被调制信号进行绝缘传输的第一电磁场谐振耦合器20a、以及对从高次谐波成分生成的第二被调制信号进行绝缘传输的第二电磁场谐振耦合器20b中，共鸣器的尺寸大不相同。下面，具体说明共鸣器的尺寸的一例。
例如，也可以在相对电容率为10的基板上形成电磁场谐振耦合器20。传输基波的第三电磁场谐振耦合器的共鸣器的线路长度可以设为16mm。另一方面，传输高次谐波成分的第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b各自的共鸣器的线路长度可以设为8mm。并且，在各电磁场谐振耦合器20中，共鸣器之间的绝缘距离可以设为0.3mm。
这样，栅极驱动电路1008由于使用高次谐波成分，因而能够将第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b小型化。另外，在栅极驱动电路1008中，在作为高次谐波成分而采用三倍波以上的高次谐波成分的情况下，能够进一步减小第一电磁场谐振耦合器20a和第二电磁场谐振耦合器20b的尺寸。但是，由于三倍波成分的功率比二倍波成分还小，因而能够使用三倍波成分进行驱动的晶体管有时受到限制。在这种情况下，例如可以减小半桥电路60的晶体管61和晶体管62的尺寸，以便能够使用三倍波成分将半桥电路60开关。
第一整流电路40a通过对第一被调制信号(图17的波形705)进行整流来生成第一信号(图17的波形708)，第二整流电路40b通过对第二被调制信号(图17的波形706)进行整流来生成第二信号(图17的波形709)。半桥电路60的开关通过第一信号和第二信号来控制。第三整流电路40c通过对基波成分(图17的波形701)进行整流来生成第三信号(图17的波形707)。第三信号在电容器50的充电时使用。
第一整流电路40a、第二整流电路40b以及第三整流电路40c的电路结构可以与实施方式1相同。但是，第一整流电路40a及第二整流电路40b与第三整流电路40c由于成为整流对象的高频的频率不同，因而与电路部件的特性有关的常数不同。
例如，电感器42a和42b的电感值可以是6nH，电感器42c的电感值可以是3nH。并且，电容器43a、43b、43c的电容值可以都是10pF。另外，只要能够在第一整流电路40a、第二整流电路40b及第三整流电路40c各自的输出端子形成短路点，电感器和电容器的常数也可以是其它的值。
图18是表示确认了栅极驱动电路1008进行动作的模拟结果的图。
图18(a)是表示在栅极驱动电路1008中输入到半桥电路60的晶体管61的第一信号的波形的图。图18(a)中的实线表示电压波形，虚线表示电流波形。另外，输入半桥电路60的晶体管62的第二信号虽然接通、关断的定时不同，但示出了相同的波形。图18(a)所示的波形表示连接了具有1000pF电容值的电容元件作为栅极驱动电路1008的负载时的情况。
图18(a)表示了在栅极驱动电路1008中，基于功率微弱的高次谐波成分的第一信号和第二信号能够控制半桥电路60的开关。
另外，图18(b)是表示当在栅极驱动电路1008中通过基于基波成分的第三信号对电容器50充电时的、电容器50的两端的电压和流入电容器50的电流的图。图18(b)中，增加为接近7V的曲线表示电压的时间变化，以根据约0.1μsec(微秒)上升、然后接近0mA的方式减小的曲线表示出电流的时间变化。
图18(b)表示在栅极驱动电路1008中，通过基于基波成分的第三信号对电容器50施加7V的电压、而且能够对电容器50充以7nC的电荷。
另外，栅极驱动电路也可以具有放大电路，以便进一步增大向半导体开关元件1的栅极端子的供给电流。
图19是表示追加了放大电路的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
如图19所示，栅极驱动电路1009是栅极驱动电路1008中追加了放大电路70a的电路。
放大电路70a将高频振荡电路10生成的高频放大并输出给频率分配滤波器90a。放大电路70a例如也可以是具有非线性性质的放大器。由此，放大电路70a不仅能够放大基波成分，而且也能够放大高次谐波成分，因而基于高次谐波成分的第一信号和第二信号能够控制半桥电路60的开关。放大电路70a例如也可以是如C级放大器那样的非线性性质较大的放大器。
根据这种结构，放大电路70a不仅能够将用于对电容器50充电的基波成分放大，而且也能够将用于控制半桥电路60的开关的高次谐波成分放大。由此，例如能够增大构成半桥电路60的晶体管61和晶体管62的栅极宽度。即，能够减小晶体管61和晶体管62的接通电阻。因此，栅极驱动电路1009通过利用放大电路70a将基波成分放大，能够向半导体开关元件1提供更大的电流。并且，在通过放大电路70a不仅放大基波成分、而且也放大高次谐波成分的情况下，还能够降低半桥电路60中的开关损耗。
另外，在本公开中，放大电路70a能够视为高频生成器的一部分。即，在图19所示的例子中，高频生成器包括高频振荡电路10、放大电路70a和频率分配滤波器90。另外，如前面所述，栅极驱动电路1001也可以不具有高频振荡电路10。
(实施方式5)
实施方式1的栅极驱动电路1000通过对电容器50充电并使半桥电路60开关，由此向半导体开关元件1提供大电流。
在此，在实施方式1的栅极驱动电路1000中，如图7(c)所示，与是晶体管61接通而晶体管62关断的期间、还是晶体管61关断而晶体管62接通的期间无关地，高频振荡电路10都始终向第三电磁场谐振耦合器20c输出第二高频。但是，在晶体管62关断的期间即对电容器50充电的电荷从输出端子71输出的期间中，电容器50不被充电。因此，在该期间中，高频振荡电路10也可以不向第三电磁场谐振耦合器20c输出作为电容器50的充电用电压的基础的第二高频。
因此，实施方式5的栅极驱动电路使高频振荡电路与输入信号同步进行动作，以便实现电路的省电。下面，参照附图说明实施方式5的栅极驱动电路。
图20是表示实施方式5的栅极驱动电路的一例的系统框图。
图21是表示图20所示的栅极驱动电路的具体结构例的电路图。
栅极驱动电路1010是与实施方式1的栅极驱动电路1000相同的结构，因而以不同之处为中心进行说明。
高频振荡电路10还具有控制端子73，根据被输入控制端子73的信号调整针对第三电磁场谐振耦合器20c而生成的第二高频的振幅。在图20和图21所示的例子中，输入信号从信号发生器3输入控制端子73。并且，高频振荡电路10根据被输入控制端子73的输入信号来调整向第三电磁场谐振耦合器20c输出的第二高频的振幅。
如上所述，在半导体开关元件1接通的期间不进行电容器50的充电。因此，高频振荡电路10在该期间中将向第三电磁场谐振耦合器20c输出的第二高频的振幅调整为例如0V。在这种情况下，高频振荡电路10不向第三电磁场谐振耦合器20c输出第二高频。另外，半导体开关元件1接通的期间例如对应于第一输入信号表示第一高电平电压的期间。
另一方面，在半导体开关元件1关断的期间进行电容器50的充电。因此，高频振荡电路10在该期间中将向第三电磁场谐振耦合器20c输出的第二高频的振幅调整为非0V的规定值。在这种情况下，高频振荡电路10向第三电磁场谐振耦合器20c输出具有规定的振幅的第二高频。另外，半导体开关元件1接通的期间例如对应于第一输入信号表示第一低电平电压的期间。
图22是表示栅极驱动电路1010中的晶体管61及晶体管62的栅极源极间电压、与对电容器50充电的电荷的关系的图。另外，图22(c)表示高频振荡电路10向第三电磁场谐振耦合器20c输出的电力。
如图22所示，在晶体管61接通、晶体管62关断的期间中，高频振荡电路10不向第三电磁场谐振耦合器20c供给电力。因此，在栅极驱动电路1010中实现电路的省电。
如图22所示，高频振荡电路10在晶体管62接通时向第三电磁场谐振耦合器20c输出电力，在晶体管62关断时不向第三电磁场谐振耦合器20c输出电力。因此，高频振荡电路10也可以根据作为控制晶体管62的接通关断的第二信号的基础的第二输入信号，调整第二高频的振幅。
另外，在图10中说明的栅极驱动电路1001或者在图14中说明的栅极驱动电路1003等如果是具有放大电路70的栅极电路，则在放大电路70中设有控制端子73。由此，栅极驱动电路能够如图22所示控制高频振荡电路10。
图23是表示在图10所示的栅极驱动电路1001的放大电路中设有控制端子73时的电路结构例的电路图。
在这种情况下，放大电路70设于高频振荡电路10和第三电磁场谐振耦合器20c之间，因而放大电路70不会对从高频振荡电路10输出给调制电路30的第一高频产生影响。因此，能够在对传输用于控制半桥电路60的信号的第一高频没有影响的情况下，将用于向电容器50提供电力的第二高频接通及关断。
图24是表示在图14所示的栅极驱动电路1003的放大电路中设有控制端子73时的电路结构例的电路图。
图23所示的栅极驱动电路1012和图24所示的栅极驱动电路1011都能够抑制不需要的电力。
(其它变形例)
在上述实施方式1～5中示例的绝缘传输部为了将作为第一信号的基础的第一被调制信号和作为第二信号的基础的第二被调制信号绝缘传输，至少具有第一电磁场谐振耦合器和第二电磁场谐振耦合器。
另外，在栅极驱动电路中，能够减少对被调制信号进行绝缘传输的电磁场谐振耦合器的数量。
例如，也可以是，栅极驱动电路具有：调制电路，生成根据输入信号对第一高频进行调制而得到的被调制信号；电磁场谐振耦合器，对被调制信号进行绝缘传输；另一电磁场谐振耦合器，对第二高频进行绝缘传输；整流电路，通过对被调制信号进行整流来生成信号；另一整流电路，通过对第二高频进行整流来生成充电用电压；电容器，根据充电用电压被充电；以及输出电路，根据信号选择是否将对电容器充电的电荷提供给半导体开关元件的栅极端子。
这样的电路例如利用使图2所示的栅极驱动电路1000不具有第二电磁场谐振耦合器20b的结构来实现。下面，对具有这种结构的栅极驱动电路的一例进行说明。第一被调制信号在由第一电磁场谐振耦合器20a绝缘传输后又被分配，被输入到第一整流电路40a和第二整流电路40b。第一整流电路40a对第一被调制信号中的正的电压成分进行整流，第二整流电路40b对第一被调制信号中的负的电压成分进行整流。对正的电压成分进行整流的第一整流电路40a例如可以是对图2所示的第一整流电路40a以相反朝向连接二极管41a后的电路。由第一整流电路40a生成的第一信号具有正的电压成分，由第二整流电路40b生成的第二信号具有负的电压成分。第一信号和第二信号虽然极性彼此不同，但是绝对值的大小同步。第一信号例如输入常断型的晶体管61，第二信号例如输入常通型的晶体管62。由此，在晶体管61和晶体管62被输入了规定的电压的期间，晶体管61接通，晶体管62关断。相反，在晶体管61和晶体管62未被输入规定的电压的期间，晶体管61关断，晶体管62接通。由此，半桥电路60发挥与图1所示的半桥电路60相同的作用。
即使是这样的栅极驱动电路，也能够对电容器50充电，并通过开关元件的切换向半导体开关元件1提供大电流。
例如，也可以是，栅极驱动电路具有：调制电路，生成根据输入信号对第一高频进行调制而得到的被调制信号；电磁场谐振耦合器，被调制信号进行绝缘传输；整流电路，通过对被调制信号进行整流来生成信号；另一整流电路，通过对被调制信号中包含的第二高频进行整流来生成充电用电压；电容器，根据充电用电压被充电；以及输出电路，根据信号选择是否将对电容器充电的电荷提供给半导体开关元件的栅极端子。
这样的电路例如利用使图13所示的栅极驱动电路1000不具有第二电磁场谐振耦合器20b和第二整流电路40b的结构来实现。在这种情况下，例如，第一被调制信号在由第一电磁场谐振耦合器20a绝缘传输后又被分配，也可以被输入到第一整流电路40a和第三整流电路40c。并且，例如，输出电路60的晶体管61和晶体管62也可以是根据所输入的一个信号相辅地接通及关断的结构。例如，晶体管61也可以是常断型而且是P型的晶体管，晶体管62也可以是常通型而且是N型的晶体管62。
即使是这样的栅极驱动电路，也能够对电容器50充电电荷，并通过开关元件的切换向半导体开关元件1提供大电流。
另外，本变形例也能够适当与在上述实施方式1～5中说明的其它栅极驱动电路进行组合。
(总结)
以上对各实施方式的栅极驱动电路进行了说明。
上述实施方式1～5的栅极驱动电路能够在瞬时向半导体开关元件提供大电流。因此，也能够驱动在现有技术中采用电磁场谐振耦合器的栅极驱动电路中难以驱动的半导体开关元件(例如，IGBT或者SiC FET)。
另外，上述的框图和电路图所示的电路结构仅是一例，本发明不限于上述电路结构。即，与上述电路结构相同地能够实现本发明的特征性功能的电路也包含在本公开中。例如，在能够实现与上述电路结构相同的功能的范围内，相对于某个元件串联或者并联地连接了开关元件(晶体管)、电阻元件或者电容元件等元件的电路也包含在本公开中。换言之，上述实施方式中的“连接”不限于两个端子(节点)直接连接的情况。上述实施方式中的“连接”也包括在能够实现相同的功能的范围内这两个端子(节点)通过元件而连接的情况。
另外，在本公开中，有关信号的输入输出的表述不限于该信号直接输入输出的情况，也包括间接输入输出的情况。例如，“信号从A输出给B”、“信号从A输入B”、“信号从A输出并输入B”等表述，也包括在A和B之间包含其它元件或者电路的结构。另外，这些表述也包括从A输出的信号在通过其它元件或者电路而发生变化后再输入B的情况。
另外，本发明不限于这些实施方式或者其变形例。只要不脱离本发明的宗旨，对本实施方式或者其变形例实施本领域技术人员能够想到的各种变形而得到的方式、或者将不同的实施方式或者其变形例中的构成要素进行组合而构成的方式，都包含在本发明的范围内。
在上述实施方式1～5中说明了作为被调制信号的基础的输入信号对电压值的差异具有信息的示例。但是，输入信号不限于此。输入信号例如也可以具有作为脉冲波的占空比的差异的信息。例如，输入信号也可以是PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号。PWM信号是作为输入信号的基础的规定的波形(例如正弦波)的电压振幅的大小被变换成脉冲宽度的大小的信号。PWM信号的电压振幅一定、占空比不同。另外，关于PWM动作，在电源控制等中也能够应用公知的技术。
在上述实施方式1～5中说明了调制电路是差分混合器或者开关电路的示例。但是，调制电路不限于此。调制电路只要能够将高频和输入信号合成、或者能够用输入信号调制高频，则也可以是其它的结构。
例如，栅极驱动电路是驱动半导体开关元件的绝缘型的栅极驱动电路，具有：调制电路，生成根据输入信号对高频进行调制而得到的第一被调制信号、和根据与所述输入信号不同的信号对高频进行调制而得到的第二被调制信号；第一电磁场谐振耦合器，对所述第一被调制信号进行绝缘传输；第二电磁场谐振耦合器，对所述第二被调制信号进行绝缘传输；第一整流电路，生成对通过所述第一电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第一被调制信号进行整流后的第一信号；第二整流电路，生成对通过所述第二电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二被调制信号进行整流后的第二信号；电容器；第三整流电路，生成对通过所述栅极驱动电路具有的电磁场谐振耦合器绝缘传输的高频进行整流后的第三信号，并根据所生成的所述第三信号对所述电容器充电；以及驱动电路，包括根据所述第一信号及所述第二信号将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子的至少一个开关元件。
由此，不需要另外设置绝缘电源，即可对电容器充电，能够通过驱动电路向半导体开关元件提供大电流。
例如，所述栅极驱动电路也可以还具有第三电磁场谐振耦合器，所述电磁场谐振耦合器是所述第三电磁场谐振耦合器，所述第三整流电路生成对由所述第三电磁场谐振耦合器绝缘传输的高频进行整流后的所述第三信号。
例如，所述栅极驱动电路也可以还具有频率分配滤波器，将高频划分为由该高频的基波成分构成的基波信号、和由该高频的高次谐波成分构成的高次谐波信号，所述调制电路调制的高频是由所述频率分配滤波器分离后的所述高次谐波信号，所述第三电磁场谐振耦合器绝缘传输的高频是由所述频率分配滤波器分离后的所述基波信号。
由此，能够将现有技术中未被使用的高次谐波信号用于驱动电路的开闭控制。因此，能够提高用于对电容器充电的电力效率。因此，能够增加在电容器的充电中使用的电量，能够使半导体开关元件的开关更加快速化。
例如，所述栅极驱动电路也可以还具有放大电路，将高频放大后输出给所述第三电磁场谐振耦合器，所述第三电磁场谐振耦合器对从所述第一放大电路输出的高频进行绝缘传输。
由此，能够进一步增加在电容器的充电中使用的电量，能够使半导体开关元件的开关非常快速化。
例如，所述栅极驱动电路也可以还具有高频振荡电路，生成由所述调制电路进行调制的高频、和由所述第三电磁场谐振耦合器绝缘传输的高频。
例如，所述高频振荡电路也可以还具有控制端子，根据输入所述控制端子的信号调整针对所述第三电磁场谐振耦合器而生成的高频的振幅。
例如，也可以向所述控制端子输入所述输入信号，所述高频振荡电路根据输入所述控制端子的所述输入信号调整针对所述第三电磁场谐振耦合器而生成的高频的振幅。
由此，能够仅在对电容器充电的期间从高频振荡电路输出高频，能够使栅极驱动电路省电。
例如，所述电磁场谐振耦合器也可以是所述第二电磁场谐振耦合器，所述第三整流电路通过对所述第二被调制信号进行整流来生成所述第三信号。
由此，电磁场谐振耦合器的数量成为两个，能够实现栅极驱动电路的简化。
例如，所述栅极驱动电路也可以还具有放大电路，将所述第二被调制信号放大后输出给所述第二电磁场谐振耦合器，所述第二电磁场谐振耦合器对从所述第一放大电路输出的所述第二被调制信号进行绝缘传输。
由此，能够进一步增加在电容器的充电中使用的电量，能够使半导体开关元件的开关更加快速化。
例如，也可以还具有高频振荡电路，生成由所述调制电路进行调制的高频。
例如，所述驱动电路也可以至少包括：第一开关元件，根据所述第一信号将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子；以及第二开关元件，根据所述第二信号从所述栅极端子提取电荷。
例如，通过将驱动电路设为所谓半桥电路的结构，能够向半导体开关元件提供大电流。
例如，所述驱动电路也可以包括：第三开关元件，根据所述第二信号进行动作，并与所述第二开关元件联动地从所述栅极端子提取电荷，将所提取出的电荷向所述电容器充电；以及第四开关元件，根据所述第一信号进行动作，并与所述第一开关元件联动地将对所述电容器充电的电荷提供给所述栅极端子。
这样，通过将驱动电路设为所谓H全桥电路的结构，能够将一次向半导体开关元件的栅极提供的电荷回收，并再次对电容器充电。
例如所述调制电路也可以是通过将所述输入信号和所述高频混合来生成对该高频进行调制而得到的所述第一被调制信号，通过将使所述输入信号反转后的信号和高频混合来生成对该高频进行调制而得到的所述第二被调制信号的混合电路。
例如所述调制电路也可以是根据所述输入信号来切换将所述高频输出给所述第一电磁场谐振耦合器还是输出给所述第二电磁场谐振耦合器、从而生成对该高频进行调制而得到的第一被调制信号和对该高频进行调制而得到的所述第二被调制信号的开关电路。
例如所述栅极驱动电路的至少一部分也可以实现为集成电路。
由此，能够使栅极驱动电路小型化，减少电路的安装工时。
产业上的可利用性
本发明能够用作例如驱动处理大功率的IGBT和SiC FET那样的半导体开关元件的栅极驱动电路。
标号说明
1半导体开关元件；2负载；3信号发生器；10高频振荡电路；20电磁场谐振耦合器；20a第一电磁场谐振耦合器；20b第二电磁场谐振耦合器；20c第三电磁场谐振耦合器；30调制电路(混合电路)；30a调制电路(开关电路)；40整流电路；40a第一整流电路；40b第二整流电路；40c第三整流电路；41a、41b、41c二极管；42a、42b、42c电感器；43a、43b、43c电容器；50电容器；60半桥电路(输出电路)；60a H电桥电路(输出电路)；61晶体管(第一开关元件)；62晶体管(第二开关元件)；63晶体管(第三开关元件)；64晶体管(第四开关元件)；70、70a放大电路；71输出端子；72输出基准端子；73控制端子；90频率分配滤波器；100、101直流电源；501～509、601～608、701～709波形；1000～1003、1006～1012、1000a栅极驱动电路；2000第一振荡器；2001第一输入输出端子；2002、2005开放部；2003第一振荡器；2004第一输入输出端子。

Claims (20)

1.绝缘型的栅极驱动电路，驱动半导体开关元件，具有：
调制电路，生成根据第一输入信号对第一高频进行调制而得到的第一被调制信号、和根据与所述第一输入信号不同的第二输入信号对所述第一高频进行调制而得到的第二被调制信号；
绝缘传输部，由包含对所述第一被调制信号进行绝缘传输的第一电磁场谐振耦合器、和对所述第二被调制信号进行绝缘传输的第二电磁场谐振耦合器的多个电磁场谐振耦合器构成；
第一整流电路，对通过所述第一电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第一被调制信号进行整流，由此生成第一信号；
第二整流电路，对通过所述第二电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二被调制信号进行整流，由此生成第二信号；
第三整流电路，对通过所述多个电磁场谐振耦合器中的一个电磁场谐振耦合器绝缘传输的第二高频进行整流，由此生成充电用电压；
电容器，根据所述充电用电压被充电；以及
输出电路，根据所述第一信号及所述第二信号中的至少一方，选择是否将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，
所述绝缘传输部还包含对所述第二高频进行绝缘传输的第三电磁场谐振耦合器。
3.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，
所述第二高频的振幅的最大值大于所述第一被调制信号及所述第二被调制信号的振幅的最大值。
4.根据权利要求2或3所述的栅极驱动电路，
所述栅极驱动电路还具有生成所述第一高频和所述第二高频的高频生成器。
5.根据权利要求4所述的栅极驱动电路，
所述高频生成器还包括：
频率分配滤波器，将高频分离为基波成分和高次谐波成分，并将所述基波成分作为所述第二高频输出，将所述高次谐波成分作为所述第一高频输出。
6.根据权利要求4或5所述的栅极驱动电路，
所述高频生成器还包括改变所述第二高频的振幅的放大电路。
7.根据权利要求6所述的栅极驱动电路，
所述放大电路根据输入到控制端子的信号来改变所述第二高频的振幅，
在所述输出电路不向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路输出所述充电用电压，在所述输出电路向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路不输出所述充电用电压。
8.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，
所述第二被调制信号包括所述第二高频，
所述第三整流电路对通过所述第二电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二被调制信号进行整流，由此生成所述充电用电压。
9.根据权利要求8所述的栅极驱动电路，
所述第二被调制信号的振幅的最大值大于所述第一被调制信号的振幅的最大值。
10.根据权利要求8所述的栅极驱动电路，
所述栅极驱动电路还具有放大电路，该放大电路设于所述调制电路和所述第二电磁场谐振耦合器之间，并对所述第二被调制信号进行放大。
11.根据权利要求8～10中任意一项所述的栅极驱动电路，
所述栅极驱动电路还具有生成所述第一高频的高频振荡电路。
12.根据权利要求8～11中任意一项所述的栅极驱动电路，
在所述输出电路不向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路输出所述充电用电压，在所述输出电路向所述半导体开关元件的栅极端子提供所述电荷时，所述第三整流电路不输出所述充电用电压。
13.根据权利要求1～12中任意一项所述的栅极驱动电路，
所述输出电路包括：
第一开关元件，根据所述第一信号向所述半导体开关元件的栅极端子提供对所述电容器充电的电荷；以及
第二开关元件，根据所述第二信号从所述半导体开关元件的栅极端子提取电荷。
14.根据权利要求1～12中任意一项所述的栅极驱动电路，
所述输出电路包括：
第一开关元件及第四开关元件，根据所述第一信号向所述半导体开关元件的栅极端子提供对所述电容器充电的电荷；以及
第二开关元件及第三开关元件，根据所述第二信号从所述栅极端子提取电荷，并将该电荷向所述电容器充电。
15.根据权利要求1～14中任意一项所述的栅极驱动电路，
所述调制电路是通过将所述第一输入信号和所述第一高频混合来生成所述第一被调制信号、并且通过将所述第二输入信号和所述第一高频混合来生成所述第二被调制信号的混合电路。
16.根据权利要求1～15中任意一项所述的栅极驱动电路，
所述第二输入信号是所述第一输入信号的反转信号。
17.根据权利要求1～14中任意一项所述的栅极驱动电路，
所述调制电路是根据所述第一输入信号和所述第二输入信号来切换将所述第一高频输出给所述第一电磁场谐振耦合器还是输出给所述第二电磁场谐振耦合器、从而生成所述第一被调制信号和所述第二被调制信号的开关电路。
18.绝缘型的栅极驱动电路，驱动半导体开关元件，具有：
调制电路，生成根据输入信号对第一高频进行调制而得到的被调制信号；
绝缘传输部，包含对所述被调制信号进行绝缘传输的电磁场谐振耦合器；
整流电路，对通过所述电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述被调制信号进行整流，由此生成信号；
另一整流电路，对通过所述绝缘传输部绝缘传输的第二高频进行整流，由此生成充电用电压；
电容器，根据所述充电用电压被充电；以及
输出电路，根据所述信号选择是否将对所述电容器充电的电荷提供给所述半导体开关元件的栅极端子。
19.根据权利要求18所述的栅极驱动电路，
所述被调制信号包括所述第二高频，
所述另一整流电路对通过所述电磁场谐振耦合器绝缘传输的所述第二高频进行整流，由此生成所述充电用电压。
20.根据权利要求18所述的栅极驱动电路，
所述绝缘传输部还包括对所述第二高频进行绝缘传输的另一电磁场谐振耦合器。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105071643A (zh) * 2015-07-27 2015-11-18 焦作华飞电子电器股份有限公司 高压隔离型scr和igbt驱动器的无线供电方法
CN106208628A (zh) * 2015-05-25 2016-12-07 松下知识产权经营株式会社 信号生成电路
CN106972849A (zh) * 2016-01-14 2017-07-21 富士电机株式会社 半导体开关元件的栅极驱动电路
CN107046330A (zh) * 2016-02-08 2017-08-15 松下电器产业株式会社 信号生成装置
CN108377145A (zh) * 2017-01-31 2018-08-07 福特全球技术公司 谐振栅极驱动器
CN110462924A (zh) * 2017-03-29 2019-11-15 松下电器产业株式会社 电磁共振耦合器、采用该电磁共振耦合器的栅极驱动电路、以及信号传输装置
CN111756098A (zh) * 2019-03-28 2020-10-09 拉碧斯半导体株式会社 受电装置
CN112019199A (zh) * 2019-05-28 2020-12-01 罗姆股份有限公司 开关晶体管的驱动电路
CN112368908A (zh) * 2018-07-18 2021-02-12 三菱电机株式会社 整流天线控制器以及具备该整流天线控制器的整流天线装置

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9654097B2 (en) * 2014-01-29 2017-05-16 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Signal transmission circuit, switching system, and matrix converter
US9654112B2 (en) * 2015-01-21 2017-05-16 Panasonic Corporation Signal inverting device, power transmission device, and negative-voltage generating circuit
EP3076550A1 (en) * 2015-03-30 2016-10-05 ALSTOM Technology Ltd Circuit and a method for the galvanically isolated control of a semiconductor switch
JP6639103B2 (ja) 2015-04-15 2020-02-05 株式会社東芝 スイッチングユニット及び電源回路
CN109121455B (zh) * 2016-04-06 2020-12-15 株式会社日立制作所 电力转换装置以及电力转换方法
US9966837B1 (en) 2016-07-08 2018-05-08 Vpt, Inc. Power converter with circuits for providing gate driving
US10014781B2 (en) 2016-08-02 2018-07-03 Abb Schweiz Ag Gate drive systems and methods using wide bandgap devices
US10158288B2 (en) * 2016-11-29 2018-12-18 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Apparatus and method of a slope regulator and regulation slope of switching power FETs
US10680607B2 (en) 2016-12-21 2020-06-09 Mitsubishi Electric Corporation Gate-drive system
JP6513245B2 (ja) * 2017-03-02 2019-05-15 株式会社日立製作所 半導体スイッチング装置のゲート電流を制御する回路
JP7038511B2 (ja) * 2017-09-25 2022-03-18 三菱電機株式会社 半導体集積回路
JP7071193B2 (ja) * 2018-03-30 2022-05-18 キヤノン株式会社 送電装置
CN108512404A (zh) * 2018-04-26 2018-09-07 浙江大维高新技术股份有限公司 一种上半桥驱动电路
JPWO2020137826A1 (ja) * 2018-12-28 2021-11-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 ゲート駆動回路およびそれを用いたスイッチング装置
WO2021024778A1 (ja) * 2019-08-07 2021-02-11 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 伝送装置、パワーデバイス駆動回路および信号伝送方法
US11152975B2 (en) 2019-10-16 2021-10-19 Analog Devices International Unlimited Company High frequency galvanic isolators
WO2021117661A1 (ja) * 2019-12-12 2021-06-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 ゲート駆動回路、絶縁型ゲートドライバおよびゲート駆動方法
WO2021199185A1 (ja) * 2020-03-30 2021-10-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 絶縁型共振器、多層プリント基板および無線電力伝送装置
JP7366849B2 (ja) * 2020-07-09 2023-10-23 株式会社東芝 通信装置
DE102021107464A1 (de) * 2021-03-25 2022-09-29 Rheinisch-Westfälische Technische Hochschule (Rwth) Aachen Isolierte Gate-Treiberschaltung und Verfahren zum Betreiben der isolierten Gate-Treiberschaltung
KR20230023316A (ko) * 2021-08-10 2023-02-17 한국전기연구원 전력용 반도체 소자 고속 구동 회로 및 시스템
US11711894B1 (en) 2022-02-03 2023-07-25 Analog Devices International Unlimited Company Capacitively coupled resonators for high frequency galvanic isolators

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6246598B1 (en) * 2000-08-02 2001-06-12 Polarity, Inc. High-voltage modulator system
US20040232971A1 (en) * 2003-03-06 2004-11-25 Denso Corporation Electrically insulated switching element drive circuit
CN102484433A (zh) * 2009-03-27 2012-05-30 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于向负载供应电力的电源、方法和计算机程序产品
WO2013065254A1 (ja) * 2011-11-01 2013-05-10 パナソニック株式会社 ゲート駆動回路
JP2013150454A (ja) * 2012-01-19 2013-08-01 Toshiba Corp 電力変換装置及び電力変換制御方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3560274B2 (ja) * 1997-09-19 2004-09-02 オリジン電気株式会社 電界制御型半導体素子の駆動方法及び回路
GB2341288B (en) * 1998-06-23 2003-12-10 Eev Ltd Switching arrangement
JP4055115B2 (ja) 2002-04-04 2008-03-05 株式会社安川電機 ゲートドライブ回路
JP4715273B2 (ja) * 2005-03-29 2011-07-06 株式会社豊田自動織機 電気絶縁型スイッチング素子駆動回路および電気絶縁型スイッチング素子の駆動方法
US7777370B2 (en) * 2007-05-03 2010-08-17 Honeywell International Inc. Integrated gate drive for use in control and protection of power modules
WO2013114818A1 (ja) * 2012-01-30 2013-08-08 パナソニック株式会社 ゲート駆動回路

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6246598B1 (en) * 2000-08-02 2001-06-12 Polarity, Inc. High-voltage modulator system
US20040232971A1 (en) * 2003-03-06 2004-11-25 Denso Corporation Electrically insulated switching element drive circuit
CN102484433A (zh) * 2009-03-27 2012-05-30 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于向负载供应电力的电源、方法和计算机程序产品
WO2013065254A1 (ja) * 2011-11-01 2013-05-10 パナソニック株式会社 ゲート駆動回路
JP2013150454A (ja) * 2012-01-19 2013-08-01 Toshiba Corp 電力変換装置及び電力変換制御方法

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106208628A (zh) * 2015-05-25 2016-12-07 松下知识产权经营株式会社 信号生成电路
CN105071643A (zh) * 2015-07-27 2015-11-18 焦作华飞电子电器股份有限公司 高压隔离型scr和igbt驱动器的无线供电方法
CN106972849A (zh) * 2016-01-14 2017-07-21 富士电机株式会社 半导体开关元件的栅极驱动电路
CN107046330A (zh) * 2016-02-08 2017-08-15 松下电器产业株式会社 信号生成装置
CN108377145A (zh) * 2017-01-31 2018-08-07 福特全球技术公司 谐振栅极驱动器
CN110462924A (zh) * 2017-03-29 2019-11-15 松下电器产业株式会社 电磁共振耦合器、采用该电磁共振耦合器的栅极驱动电路、以及信号传输装置
CN112368908A (zh) * 2018-07-18 2021-02-12 三菱电机株式会社 整流天线控制器以及具备该整流天线控制器的整流天线装置
CN112368908B (zh) * 2018-07-18 2024-04-19 三菱电机株式会社 整流天线控制器以及具备该整流天线控制器的整流天线装置
CN111756098A (zh) * 2019-03-28 2020-10-09 拉碧斯半导体株式会社 受电装置
CN112019199A (zh) * 2019-05-28 2020-12-01 罗姆股份有限公司 开关晶体管的驱动电路
CN112019199B (zh) * 2019-05-28 2024-05-07 罗姆股份有限公司 开关晶体管的驱动电路

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