JP2017123699A - 非接触給電装置及びそれを用いた非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】１次側コイルと２次側コイルとの相対的な位置がずれても、十分な給電効率で給電することのできる非接触給電装置及びそれを用いた非接触給電システムを提供する。【解決手段】非接触給電装置２は、インバータ回路２１と、１次側コンデンサＣ１１を有する容量調整回路２２と、制御回路２３と、１次側コイルＬ１とを備える。制御回路２３は、第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４に与える第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４（Ｇ１２，Ｇ１３）の位相と、第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４に与える第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３（Ｇ２１，Ｇ２４）の位相とが一致するように始動する。そして、制御回路２３は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４の位相が、第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４の位相よりも進むように制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、一般に非接触給電装置、非接触給電システム、より詳細には負荷に非接触で給電する非接触給電装置及びそれを用いた非接触給電システムに関する。

従来、移動体へ電磁誘導を利用して非接触で電力を供給する非接触給電装置が知られており、例えば特許文献１に開示されている。特許文献１に記載の非接触給電装置は、給電コイル（１次側コイル）と、給電側制御部とを備えている。１次側コイルは、磁界を発生することで、電気自動車に備えられた非接触受電装置に電力を供給する。給電側制御部は、１次側コイルの給電の開始・停止を制御したり、１次側コイルから供給する電力の大きさを制御したりする。

非接触受電装置は、受電コイル（２次側コイル）と、整流回路と、蓄電池（負荷）とを備えている。２次側コイルは、電磁誘導により１次側コイルから電力の受電が可能となっている。そして、電磁誘導により２次側コイルが受電した電力は、整流回路に入力されて直流に変換され、負荷へ出力される。

特開２０１３−２４３９２９号公報

しかしながら、上記従来例では、電気自動車を規定された停車位置からずらして停車した場合、１次側コイルと２次側コイルとの相対的な位置がずれる可能性があった。この場合、１次側コイルと２次側コイルとの結合状態が変化して給電効率が低下する可能性があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されており、１次側コイルと２次側コイルとの相対的な位置がずれても、十分な給電効率で給電することのできる非接触給電装置及びそれを用いた非接触給電システムを提供することを目的とする。

本発明の非接触給電装置は、複数の第１スイッチ素子を有し、前記複数の第１スイッチ素子のオン／オフが切り替えられることで直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力する交流電力を受けて磁界を発生する１次側コイルと、前記インバータ回路と前記１次側コイルとの間に電気的に接続されて、複数の第２スイッチ素子と、１次側コンデンサとを有し、前記複数の第２スイッチ素子のオン／オフが切り替えられることで、前記１次側コンデンサを介する経路と、前記１次側コンデンサを介さない経路とを切り替える容量調整回路と、前記複数の第１スイッチ素子及び前記複数の第２スイッチ素子のオン／オフをそれぞれ制御する制御回路とを備え、前記１次側コイルは、前記１次側コンデンサと共に共振回路を形成し、前記制御回路は、前記複数の第１スイッチ素子に与える第１駆動信号の位相と、前記複数の第２スイッチ素子に与える第２駆動信号の位相とが一致するように始動し、且つ前記第２駆動信号の位相が、前記第１駆動信号の位相よりも進むように制御することを特徴とする。

本発明の非接触給電システムは、上記の非接触給電装置と、前記非接触給電装置から給電される電力を受ける受電装置とを備え、前記受電装置は、前記１次側コイルが発生する磁界を受けて交流電力を発生する２次側コイルと、前記２次側コイルと共に共振回路を形成する２次側コンデンサとを備えることを特徴とする。

本発明の非接触給電装置は、１次側コイルと２次側コイルとの相対的な位置がずれても、十分な給電効率で給電することができる。

また、本発明の非接触給電システムは、１次側コイルと２次側コイルとの相対的な位置がずれても、十分な給電効率で給電することができる。

実施形態に係る非接触給電システム及び非接触給電装置を示す回路概略図である。 図２Ａは、実施形態に係る非接触給電装置における各駆動信号の波形図で、図２Ｂは、実施形態に係る非接触給電装置において、位相をずらした場合の各駆動信号の波形図である。 実施形態に係る非接触給電システムの使用例を示す概略図である。 図４Ａは、共振特性が双峰特性を示す場合のスイッチング周波数と出力電力との相関図である。図４Ｂは、共振特性が単峰特性を示す場合のスイッチング周波数と出力電力との相関図である。 実施形態に係る非接触給電装置における、第１駆動信号と第２駆動信号との位相差と、出力電力との相関を示す図である。 実施形態に係る非接触給電装置における、遅相モードでの動作を示す波形図である。 実施形態に係る非接触給電装置において、コンデンサを更に追加した場合の回路概略図である。 実施形態に係る非接触給電装置において、追加したコンデンサを容量調整回路の後段に配置した場合の回路概略図である。 実施形態に係る非接触給電装置において、追加したコンデンサを容量調整回路の前段に配置した場合の回路概略図である。 実施形態に係る非接触給電装置における容量調整回路の他の構成を示す回路概略図である。

本発明の実施形態に係る非接触給電装置２は、図１に示すように、インバータ回路２１と、容量調整回路２２と、制御回路２３と、１次側コイルＬ１とを備えている。インバータ回路２１は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を有している。インバータ回路２１は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン／オフが切り替えられることで、直流電力を交流電力に変換して出力する。

１次側コイルＬ１は、インバータ回路２１の出力する交流電力を受けて磁界を発生する。容量調整回路２２は、インバータ回路２１と１次側コイルＬ１との間に電気的に接続される。容量調整回路２２は、複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４と、１次側コンデンサＣ１１とを有している。容量調整回路２２は、複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオン／オフが切り替えられることで、１次側コンデンサＣ１１を介する経路と、１次側コンデンサＣ１１を介さない経路とを切り替える。

制御回路２３は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４及び複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオン／オフをそれぞれ制御する。また、１次側コイルＬ１は、１次側コンデンサＣ１１と共に共振回路（１次側の共振回路）を形成する。

制御回路２３は、図２Ａに示すように、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４（Ｇ１２，Ｇ１３）の位相と、第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３（Ｇ２１，Ｇ２４）の位相とが一致するように始動する。第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の各々に与えられる信号である。第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４は、複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４の各々に与えられる信号である。そして、制御回路２３は、図２Ｂに示すように、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４の位相が第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４の位相よりも進むように制御する。

また、本発明の実施形態に係る非接触給電システム１は、図１に示すように、非接触給電装置２と、受電装置３とを備えている。受電装置３は、１次側コイルＬ１が発生する磁界を受けて交流電力を発生する２次側コイルＬ２と、２次側コイルＬ２と共に共振回路（２次側の共振回路）を形成する２次側コンデンサＣ２１とを備えている。

以下、本実施形態の非接触給電装置２及び非接触給電システム１について詳細に説明する。但し、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は下記の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

なお、以下では、図３に示すように、本実施形態の非接触給電装置２及び非接触給電システム１を用いて、電気自動車１００の蓄電池１０１に給電する場合について例示するが、この例に限定する趣旨ではない。すなわち、本実施形態の非接触給電装置２及び非接触給電システム１は、負荷４に非接触で給電する構成であればよく、負荷４は電気自動車１００の蓄電池１０１に限定されない。

本実施形態の非接触給電システム１は、図１に示すように、非接触給電装置２と、受電装置３とで構成されている。非接触給電装置２は、図１に示すように、インバータ回路２１と、容量調整回路２２と、制御回路２３と、１次側コイルＬ１とを備えている。受電装置３は、図１に示すように、整流回路３１と、２次側コイルＬ２と、２次側コンデンサＣ２１とを備えている。

本実施形態の非接触給電システム１において、非接触給電装置２は、図３に示すように、床や地面上に設置されている。なお、非接触給電装置２は、床や地面上のみならず、例えば床や地面に埋め込んで配置されてもよい。また、非接触給電装置２は、１次側コイルＬ１のみを２次側コイルＬ２と対向可能な位置に配置し、その他の部品や回路等は１次側コイルＬ１から離れた場所に配置するように構成されていてもよい。

本実施形態の非接触給電システム１において、受電装置３は、図３に示すように、電気自動車１００の車両内に設置されている。受電装置３は、電気自動車１００の蓄電池１０１に電気的に接続されている。蓄電池１０１は、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池、高容量のコンデンサにより構成されている。蓄電池１０１は、電気自動車１００の備える電動機（図示せず）の電源として用いられる。その他、蓄電池１０１は、電気自動車１００が備えるカーナビゲーションシステムやカーオーディオ、パワーウィンドウなどの電子機器（図示せず）の電源として用いられる。

先ず、非接触給電装置２について説明する。

インバータ回路２１は、図１に示すように、４つの第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４で構成されるフルブリッジ・インバータである。本実施形態の非接触給電装置２では、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は、それぞれｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。なお、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の他の半導体スイッチング素子で構成されていてもよい。

インバータ回路２１では、２つの第１スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の直列回路と、２つの第１スイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の直列回路とが並列に接続されている。第１スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１３のドレインは、直流電源ＤＣ１の高電位側の出力端に電気的に接続されている。また、第１スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１４のソースは、直流電源ＤＣ１の低電位側の出力端に電気的に接続されている。そして、第１スイッチ素子Ｓ１３のソース及び第１スイッチ素子Ｓ１４のドレインの接続点が、インバータ回路２１の第１出力端となっている。また、第１スイッチ素子Ｓ１１のソース及び第１スイッチ素子Ｓ１２のドレインの接続点が、インバータ回路２１の第２出力端となっている。

なお、図１において、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のドレインとソースとの間に電気的に接続されているダイオードは、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４が各々有する寄生ダイオードである。

インバータ回路２１は、第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４をそれぞれ各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４に与えられることで動作する。具体的には、インバータ回路２１は、第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４により、第１スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオン期間と、第１スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオン期間とを交互に切り替えるように動作する（図２Ａ参照）。第１スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオン期間では、インバータ回路２１は、負極性の電圧を出力する。また、第１スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオン期間では、インバータ回路２１は、正極性の電圧を出力する。したがって、インバータ回路２１は、正極性の電圧と負極性の電圧とを交互に出力する。

つまり、インバータ回路２１は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を有して構成されている。そして、インバータ回路２１は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン／オフが切り替えられることで、直流電源ＤＣ１（図１参照）から供給される直流電力を交流電力に変換して出力するように構成されている。

容量調整回路２２は、図１に示すように、１次側コンデンサＣ１１と、４つの第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４とで構成されている。本実施形態の非接触給電装置２では、各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４は、それぞれｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴである。なお、各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４は、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等の他の半導体スイッチング素子で構成されていてもよい。

容量調整回路２２では、２つの第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の直列回路と、２つの第２スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の直列回路とが並列に接続されている。第２スイッチ素子Ｓ２１のソース及び第２スイッチ素子Ｓ２２のドレインの接続点は、インバータ回路２１の第１出力端に電気的に接続されている。また、第２スイッチ素子Ｓ２３のソース及び第２スイッチ素子Ｓ２４のドレインの接続点は、１次側コイルＬ１の一端に電気的に接続されている。そして、第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２３の各ソースの接続点と、第２スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２４の各ドレインの接続点との間に、１次側コンデンサＣ１１が電気的に接続されている。

なお、図１において、各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のドレイン端子とソース端子との間に電気的に接続されているダイオードは、各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４が各々有する寄生ダイオードである。

容量調整回路２２は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４をそれぞれ各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４に与えられることで動作する。具体的には、容量調整回路２２は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４により、第２スイッチ素子Ｓ２１，２４のオン期間と、第２スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２３のオン期間とを交互に切り替えるように動作する（図２Ａ参照）。

第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２４のオン期間において、インバータ回路２１が正極性の電圧を出力している期間では、第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２４を介して１次側コンデンサＣ１１に電圧が印加される。つまり、容量調整回路２２の入出力間は、１次側コンデンサＣ１１を介する経路となる。一方、第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２４のオン期間において、インバータ回路２１が負極性の電圧を出力している期間では、第２スイッチ素子Ｓ２３の寄生ダイオードと第２スイッチ素子Ｓ２１とを通る経路で電流が流れる。つまり、容量調整回路２２の入出力間は、１次側コンデンサＣ１１を介さない経路となる。言い換えれば、容量調整回路２２の入出力間は、入出力間をバイパスする経路となる。

同様に、第２スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２３のオン期間において、インバータ回路２１が正極性の電圧を出力している期間では、第２スイッチ素子Ｓ２２と第２スイッチ素子Ｓ２４の寄生ダイオードとを通る経路で電流が流れる。つまり、容量調整回路２２の入出力間は、１次側コンデンサＣ１１を介さない経路となる。一方、第２スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２３のオン期間において、インバータ回路２１が負極性の電圧を出力している期間では、第２スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２３を介して１次側コンデンサＣ１１に電圧が印加される。つまり、容量調整回路２２の入出力間は、１次側コンデンサＣ１１を介する経路となる。

つまり、容量調整回路２２は、インバータ回路２１と１次側コイルＬ１との間に電気的に接続されて、複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４と、１次側コンデンサＣ１１とを有して構成されている。そして、容量調整回路２２は、複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオン／オフが切り替えられることで、１次側コンデンサＣ１１を介する経路と、１次側コンデンサＣ１１を介さない経路とを切り替えるように構成されている。このように、１次側コンデンサＣ１１が入出力間に接続されている期間と、１次側コンデンサＣ１１が入出力間に接続されていない期間とを変化させることで、容量調整回路２２の静電容量を調整することができる。

制御回路２３は、主制御回路２３１と、第１駆動回路２３２と、第２駆動回路２３３とを備えている。主制御回路２３１は、例えばマイコン（マイクロコンピュータ）で構成されている。主制御回路２３１は、インバータ回路２１の各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の各々のオン／オフを切り替えるための２値の第１制御信号を出力する。本実施形態の非接触給電装置２では、主制御回路２３１は、第１スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオン／オフを切り替えるための制御信号と、第１スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオン／オフを切り替えるため制御信号とを第１制御信号として出力する。

また、主制御回路２３１は、容量調整回路２２の各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオン／オフを切り替えるための２値の第２制御信号を出力する。本実施形態の非接触給電装置２では、主制御回路２３１は、第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２４のオン／オフを切り替えるための制御信号と、第２スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２３のオン／オフを切り替えるための制御信号とを第２制御信号として出力する。

第１駆動回路２３２は、主制御回路２３１から出力される第１制御信号のレベルを、インバータ回路２１の各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を駆動可能なレベルまで増幅するドライバである。第１駆動回路２３２により増幅された第１制御信号は、第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４としてそれぞれ各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の各ゲートに入力される。したがって、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は、それぞれ第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４によりオン／オフが切り替えられる。

第２駆動回路２３３は、主制御回路２３１から出力される第２制御信号のレベルを、容量調整回路２２の各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４を駆動可能なレベルまで増幅するドライバである。第２駆動回路２３３により増幅された第２制御信号は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４としてそれぞれ各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４の各ゲートに入力される。したがって、各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４は、それぞれ第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４によりオン／オフが切り替えられる。

つまり、制御回路２３は、複数の第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４及び複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオン／オフをそれぞれ制御するように構成されている。

ここで、第１駆動回路２３２は、第１駆動信号Ｇ１２，１４として、回路グランドを基準とした電圧を出力する。また、第１駆動回路２３２は、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１３として、第１スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１３の各々のソースを基準とした電圧を出力する。一方、第２駆動回路２３３は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４として、第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４の各々のソースを基準とした電圧を出力する。そして、第２駆動回路２３３には、第１駆動回路２３２と比較して高電圧が印加される。このため、本実施形態の非接触給電装置２では、第１駆動回路２３２と第２駆動回路２３３とは、互いに電気的に絶縁されている。

１次側コイルＬ１は、容量調整回路２２を介してインバータ回路２１の一対の出力端に電気的に接続されている。１次側コイルＬ１は、インバータ回路２１が出力する交流電流が流れると、磁界を発生する。つまり、１次側コイルＬ１は、インバータ回路２１が出力する交流電力を受けて磁界を発生する。また、１次側コイルＬ１は、容量調整回路２２が有する１次側コンデンサＣ１１と共に共振回路（１次側の共振回路）を形成している。

次に、受電装置３について説明する。

２次側コイルＬ２は、図３に示すように、電気自動車１００が規定の停車位置に停車すると、１次側コイルＬ１の近傍に位置するように設けられる。２次側コイルＬ１は、１次側コイルＬ１が発生する磁界を受けると、電磁誘導により交流電流が流れる。つまり、２次側コイルＬ２は、１次側コイルＬ１が発生する磁界を受けて交流電力を発生する。２次側コイルＬ２の一端には、図１に示すように、２次側コンデンサＣ２１が電気的に接続されている。このため、２次側コイルＬ２は、２次側コンデンサＣ２と共に共振回路（２次側の共振回路）を形成している。

整流回路３１は、図１に示すように、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、平滑用コンデンサＣ３とで構成されている。各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ダイオードブリッジ３１１を構成している。ダイオードブリッジ３１１は、２次側コイルＬ２で発生した交流電流を脈流電流に変換して出力する。また、平滑用コンデンサＣ３は、ダイオードブリッジ３１１の一対の出力端に電気的に接続されている。平滑用コンデンサＣ３は、ダイオードブリッジ３１１から出力される脈流電流を平滑化し、直流電流を出力する。つまり、整流回路３１は、２次側コイルＬ２で発生した交流電力を直流電力に整流して出力する。整流回路３１が出力する直流電力は、負荷４（ここでは、蓄電池１０１）に供給される。

以下、本実施形態の非接触給電システム１における給電方式について説明する。本実施形態の非接触給電システム１では、磁気共鳴現象を利用した共鳴方式により、１次側コイルＬ１から２次側コイルＬ２に電力を送電している。すなわち、本実施形態の非接触給電システム１では、１次側コイルＬ１と１次側コンデンサＣ１１とで形成される１次側の共振回路による共振現象を利用して、非接触給電装置２の出力電力を増幅している。そして、本実施形態の非接触給電システム１では、２次側コイルＬ２と２次側コンデンサＣ２１とで形成される２次側の共振回路と、１次側の共振回路との磁気共鳴を利用して、非接触給電装置２の出力電力を効率良く受電装置３に伝送している。したがって、１次側の共振回路と、２次側の共振回路とで共振特性が互いに一致するのが望ましい。

ここで、本実施形態の非接触給電システム１における共振特性について説明する。本実施形態の非接触給電システム１では、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との結合が密である場合、図４Ａに示すように、１次側の共振回路（２次側の共振回路）の共振特性がいわゆる双峰特性を示す。この共振特性では、第１共振周波数ｆｒ１で出力がピークに達する山と、第２共振周波数ｆｒ２で出力がピークに達する谷と、第３共振周波数ｆｒ３で出力がピークに達する山とが現れている。各共振周波数ｆｒ１〜ｆｒ３は、１次側の共振回路（２次側の共振回路）のインダクタンスを‘Ｌ’、静電容量を‘Ｃ’、相互インダクタンスを‘Ｍ’で表すと、それぞれ次式で表される。

また、本実施形態の非接触給電システム１では、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との結合が疎である場合、図４Ｂに示すように、１次側の共振回路（２次側の共振回路）の共振特性がいわゆる単峰特性を示す。この共振特性では、第４共振周波数ｆｒ４で出力がピークに達する山が現れている。第４共振周波数ｆｒ４は、１次側の共振回路（２次側の共振回路）のインダクタンスを‘Ｌ’、静電容量を‘Ｃ’で表すと、次式で表される。

なお、受電装置３が２次側コンデンサＣ２１を備えていない場合（すなわち、２次側の共振回路を形成していない場合）も、１次側の共振回路の共振特性が単峰特性を示す。

ここで、図４Ａ，図４Ｂに示すように、インバータ回路２１のスイッチング周波数ｆ１と各共振周波数ｆｒ１〜ｆｒ４との相関に応じて、インバータ回路２１が遅相モード又は進相モードの何れかの動作モードで動作する。なお、スイッチング周波数ｆ１は、第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４及び第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４のそれぞれの周波数に相当する。

進相モードは、インバータ回路２１の出力電流の位相が、インバータ回路２１の出力電圧よりも進んだ状態でインバータ回路２１が動作する動作モードである。進相モードでは、インバータ回路２１のスイッチング動作がいわゆるハードスイッチングになる。したがって、進相モードでは、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のスイッチングによる損失が増大したり、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４に過大なストレスを与えたりする可能性があるため、好ましくない。

一方、遅相モードは、１次側コイルＬ１を流れる電流（すなわち、１次側電流）の位相が、インバータ回路２１の出力電圧の位相よりも遅れた状態でインバータ回路２１が動作する動作モードである。遅相モードでは、インバータ回路２１のスイッチング動作がいわゆるソフトスイッチングになる。したがって、遅相モードでは、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のスイッチングによる損失を低減することができ、また、各第１スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４に過大なストレスが与えられるのを防止することができる。つまり、本実施形態の非接触給電装置２では、インバータ回路２１が遅相モードで動作するのが好ましい。

共振特性が双峰特性を示す場合、図４Ａに示すように、スイッチング周波数ｆ１が第１共振周波数ｆｒ１よりも小さい（ｆ１＜ｆｒ１）と、インバータ回路２１が進相モードで動作する。また、図４Ａに示すように、スイッチング周波数ｆ１が第２共振周波数ｆｒ２と第３共振周波数ｆｒ３との間にある（ｆｒ２＜ｆｒ１＜ｆｒ３）と、インバータ回路２１が進相モードで動作する。一方、図４Ａに示すように、スイッチング周波数ｆ１が第２共振周波数ｆｒ１と第２共振周波数ｆｒ２との間にある（ｆｒ１＜ｆ１＜ｆｒ２）と、インバータ回路２１が遅相モードで動作する。また、図４Ａに示すように、スイッチング周波数ｆ１が第３共振周波数ｆｒ３よりも大きい（ｆ１＞ｆｒ３）と、インバータ回路２１が遅相モードで動作する。

共振特性が単峰特性を示す場合、図４Ｂに示すように、スイッチング周波数ｆ１が第４共振周波数ｆｒ４よりも小さい（ｆ１＜ｆｒ４）と、インバータ回路２１が進相モードで動作する。また、図４Ｂに示すように、スイッチング周波数ｆ１が第４共振周波数ｆｒ４よりも大きい（ｆ１＞ｆｒ４）と、インバータ回路２１は遅相モードで動作する。

本実施形態の非接触給電装置２では、制御回路２３は、スイッチング周波数ｆ１が第１共振周波数ｆｒ１と第２共振周波数ｆｒ２との間に収まるようにインバータ回路２１の各スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を制御している。この構成では、１次側コイルＬ１を流れる電流の位相と、２次側コイルＬ２を流れる電流の位相とが互いに１８０度近くずれるため、不要輻射を低減することができるので、好ましい。

ところで、本実施形態の非接触給電システム１では、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置がずれる場合がある。例えば、電気自動車１００の停車位置が予め規定されている停車位置からずれると、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置がずれる。このように１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置がずれると、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との結合状態が変化し、相互インダクタンスや、１次側の共振回路（２次側の共振回路）のインダクタンスが変化する可能性がある。

この場合、各共振周波数ｆｒ１〜ｆｒ４が変化するため、共振特性も変化する。すると、共振特性の変化に伴って非接触給電装置２の出力電力が低下し、十分な給電効率で給電することができない可能性がある。また、共振特性の変化によっては、スイッチング周波数ｆ１が進相モードの領域に入る可能性がある。この場合、予め設定されているスイッチング周波数ｆ１でインバータ回路２１を動作させると、インバータ回路２１が進相モードで動作してしまう。

スイッチング周波数ｆ１を変化させる方法を用いれば、非接触給電装置２の出力電力を変化させることは可能である。しかしながら、電波法などの法律により、使用可能な周波数帯が規制されているので、スイッチング周波数ｆ１を変化させる方法は好ましくない。また、スイッチング周波数ｆ１を変化させる方法では、依然としてインバータ回路２１が進相モードで動作する可能性がある。

ここで、本願の発明者等は、図５に示すように、スイッチング周波数ｆ１を変化させなくとも、位相差θを変化させることで非接触給電装置２の出力電力が変化することをシミュレーション（実験）により確かめている。図５では、スイッチング周波数ｆ１が９３ｋＨｚの場合の特性を実線で示しており、スイッチング周波数ｆ１が９１ｋＨｚの場合の特性を破線で示している。なお、位相差θは、図２Ｂに示すように、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４の位相と第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３の位相との差、または第１駆動信号Ｇ１２，Ｇ１３の位相と第２駆動信号Ｇ２１，Ｇ２４の位相との差である。すなわち、位相差θは、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４（Ｇ１２，Ｇ１３）の位相と、第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３（Ｇ２１，Ｇ２４）の位相との差である。

また、本願の発明者等は、図５に示すように、位相差θが零の状態であれば、非接触給電装置２の出力電力が零の状態で始動できることをシミュレーション（実験）により確かめている。更に、本願の発明者等は、図５に示すように、インバータ回路２１の動作モード（すなわち、進相モード又は遅相モード）が、位相差θに応じて変化することをシミュレーション（実験）により確かめている。

そこで、本実施形態の非接触給電装置２では、制御回路２３は、図２Ａに示すように、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが一致するように始動する。第１期間Ｔ１は、インバータ回路２１が負極性の交流電圧を出力する期間である。また、第２期間Ｔ２は、容量調整回路２２が１次側コンデンサＣ１１を介する経路に切り替えている期間である。具体的には、制御回路２３は、始動時において、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４を出力するタイミングと、第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３を出力するタイミングとが一致するように制御する。同様に、制御回路２３は、始動時において、第１駆動信号Ｇ１２，Ｇ１３を出力するタイミングと、第２駆動信号Ｇ２１，Ｇ２４を出力するタイミングとが一致するように制御する。つまり、制御回路２３は、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４（Ｇ１２，Ｇ１３）の位相と、第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３（Ｇ２１，Ｇ２４）の位相とが一致するように始動する。

制御回路２３の上記の制御により、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが一致する、すなわち位相差θが零の状態でインバータ回路２１が動作を開始する。したがって、本実施形態の非接触給電装置２の出力電力は始動時に零となる（図５参照）。そして、位相差θが零の状態は、図５に示すように遅相モードの領域と進相モードの領域との境界に当たるため、インバータ回路２１が進相モードで動作するのを防止することができる。勿論、制御回路２３が上記のように制御すれば、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置ずれが生じた場合でも、位相差θが零の状態でインバータ回路２１が動作する。

また、制御回路２３は、図２Ｂに示すように、始動後において、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４の位相が第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４の位相よりも進むように制御する。具体的には、制御回路２３は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４を出力するタイミングを、第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４を出力するタイミングよりも早めていく。

制御回路２３の上記の制御により、位相差θが零よりも小さくなり、非接触給電装置２の出力電力が増大する（図５参照）。そして、位相差θが零よりも小さい状態は、図５に示すように、遅相モードの領域に当たるため、インバータ回路２１が遅相モードで動作する。つまり、制御回路２３の上記の制御により、インバータ回路２１が進相モードで動作するのを防止することができる。勿論、制御回路２３が上記のように制御すれば、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置ずれが生じた場合でも、位相差θが零よりも小さくなり、インバータ回路２１が遅相モードで動作する。

上述のように、本実施形態の非接触給電装置２では、制御回路２３は、第１駆動信号Ｇ１１，Ｇ１４（Ｇ１２，Ｇ１３）の位相と、第２駆動信号Ｇ２２，Ｇ２３（Ｇ２１，Ｇ２４）の位相とが一致するように始動する。そして、制御回路２３は、第２駆動信号Ｇ２１〜Ｇ２４の位相が第１駆動信号Ｇ１１〜Ｇ１４の位相よりも進むように制御する。このため、本実施形態の非接触給電装置２では、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置がずれても、スイッチング周波数ｆ１を変化させることなく、非接触給電装置２の出力電力を増大させることができる。したがって、本実施形態の非接触給電装置２は、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との相対的な位置がずれても、十分な給電効率で給電することができる。

また、本実施形態の非接触給電装置２では、位相差θが零の状態でインバータ回路２１が動作を開始し、始動後に位相差θが小さくなるので、インバータ回路２１が進相モードで動作するのを防止することができる。勿論、本実施形態の非接触給電装置２を用いた本実施形態の非接触給電システム１でも、同様の効果を奏することができる。

ここで、位相差θを小さくしていくと、インバータ回路２１の動作モードが遅相モードから進相モードに切り替わる可能性がある。そこで、本実施形態の非接触給電装置２では、制御回路２３は、非接触給電装置２の出力電力の単位時間当たりの変化量を監視するように構成されていてもよい。この場合、制御回路２３は、出力電力の単位時間当たりの変化量が所定の閾値を下回るか、或いは負の値となった場合に、出力電力がピークに達したと判断する。したがって、この構成では、インバータ回路２１が遅相モードから進相モードに切り替わるタイミングを判断することができる。

その他、制御回路２３は、インバータ回路２１の出力電圧の位相と、１次側コイルＬ１を流れる電流（１次側電流）の位相との位相差θ１を監視するように構成されていてもよい（図６参照）。この構成では、位相差θ１が所定の閾値を上回るか否かを制御回路２３が監視することで、インバータ回路２１の動作モードが遅相モードから進相モードに切り替わるタイミングを判断することができる。

また、本実施形態の非接触給電装置２は、図７に示すように、インバータ回路２１と１次側コイルＬ１との間において、容量調整回路２２に直列に接続されるコンデンサＣ１２を備えるのが好ましい。この構成では、インバータ回路２１と１次側コイルＬ１との間に印加される電圧が、１次側コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２とで分圧されるので、１次側コンデンサＣ１１に印加される電圧を小さくすることができる。つまり、この構成では、容量調整回路２２に印加される電圧を小さくすることができるので、各第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４に要求される耐圧を小さくすることができる。

ここで、既に述べたように、第１駆動回路２３２と第２駆動回路２３３とは互いに電気的に絶縁されているが、その要求される絶縁耐圧は、回路グランドとインバータ回路２１の第１出力端との間の電圧Ｖ１により決定される。そして、図９に示すように、コンデンサＣ１２がインバータ回路２１と容量調整回路２２との間に接続されている場合、電圧Ｖ１の最大電圧は、直流電源ＤＣ１の電源電圧に、コンデンサＣ１２の両端電圧を加えた電圧となる。この場合、コンデンサＣ１２の両端電圧の分だけ絶縁耐圧を大きくする必要があるため、第１駆動回路２３２と第２駆動回路２３３との間の絶縁の設計が難しい。

そこで、図８に示すように、コンデンサＣ１２は、容量調整回路２２と１次側コイルＬ１との間に接続されるのが好ましい。この構成では、電圧Ｖ１の最大電圧は、直流電源ＤＣ１の電源電圧となるので、図９に示す構成と比較して要求される絶縁耐圧を小さくすることができる。つまり、この構成は、図９に示す構成と比較して、第１駆動回路２３２と第２駆動回路２３３との間の絶縁の設計が容易になるという利点がある。

なお、図８，図９に示す構成では、非接触給電装置２は、１次側の共振回路に更にコンデンサＣ１３を備えているが、このコンデンサＣ１３を備えるか否かは任意である。また、図８，図９に示す構成では、受電装置３は、２次側の共振回路に更にコンデンサＣ２２を備えているが、このコンデンサＣ２２を備えるか否かは任意である。

ところで、本実施形態の非接触給電装置２では、４つの第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４を用いて容量調整回路２２を構成しているが、容量調整回路２２は他の構成であってもよい。例えば、容量調整回路２２は、図１０に示すように、１次側コンデンサＣ１１と、第１双方向スイッチＱ１と、第２双方向スイッチＱ２とで構成されていてもよい。第１双方向スイッチＱ１及び第２双方向スイッチＱ２は、複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４の代わりに用いられている。

第１双方向スイッチＱ１は、２つのゲート端子ＧＴ１，ＧＴ２を有するダブルゲート構造の半導体素子で構成されている。また、第１双方向スイッチＱ１は、１次側コンデンサＣ１１に直列に接続されている。第２双方向スイッチＱ２は、２つのゲート端子ＧＴ３，ＧＴ４を有するダブルゲート構造の半導体素子で構成されている。また、第２双方向スイッチＱ２は、第１双方向スイッチＱ１及び１次側コンデンサＣ１１の直列回路と並列に接続されている。

第１双方向スイッチＱ１は、ゲート端子ＧＴ１にオン信号、ゲート端子ＧＴ２にオフ信号が入力されると、インバータ回路２１の第１出力端から１次側コイルＬ１の一端に向かう方向（第１方向）に導通する。また、第１双方向スイッチＱ１は、ゲート端子ＧＴ１にオフ信号、ゲート端子ＧＴ２にオン信号が入力されると、第１方向とは逆方向（第２方向）に導通する。また、第１双方向スイッチＱ１は、各ゲート端子ＧＴ１，ＧＴ２にオン信号が入力されると、第１方向及び第２方向の両方向に導通する。そして、第１双方向スイッチＱ１は、各ゲート端子ＧＴ１，ＧＴ２にオフ信号が入力されると、第１方向及び第２方向の何れにも非導通となる。

第２双方向スイッチＱ２は、ゲート端子ＧＴ３にオン信号、ゲート端子ＧＴ４にオフ信号が入力されると、第１方向に導通する。また、第２双方向スイッチＱ２は、ゲート端子ＧＴ３にオフ信号、ゲート端子ＧＴ４にオン信号が入力されると、第２方向に導通する。また、第２双方向スイッチＱ２は、各ゲート端子ＧＴ３，ＧＴ４にオン信号が入力されると、第１方向及び第２方向の両方向に導通する。そして、第２双方向スイッチＱ２は、各ゲート端子ＧＴ３，ＧＴ４にオフ信号が入力されると、第１方向及び第２方向の何れにも非導通となる。

第１双方向スイッチＱ１のゲート端子ＧＴ１には、第２駆動信号Ｇ２１が入力され、ゲート端子ＧＴ２には第２駆動信号Ｇ２２が入力される。また、第２双方向スイッチＱ２のゲート端子ＧＴ３には、第２駆動信号Ｇ２３が入力され、ゲート端子ＧＴ４には第２駆動信号Ｇ２４が入力される。このように構成された容量調整回路２２は、図１に示すような複数の第２スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４を有する容量調整回路２２と同様に動作する。

また、第１双方向スイッチＱ１及び第２双方向スイッチＱ２は、それぞれ窒化ガリウム（ＧａＮ）系半導体素子であるのが好ましい。この構成では、各双方向スイッチＱ１，Ｑ２の耐圧性や、耐温度性を向上することができる。その他、第１双方向スイッチＱ１（第２双方向スイッチＱ２）は、ダイオード（図示せず）及びＩＧＢＴ（図示せず）の直列回路を２つ、それぞれ互いに極性が逆になるように並列に接続して構成されていてもよい。また、第１双方向スイッチＱ１（第２双方向スイッチＱ２）は、ｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（図示せず）と、ｐチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（図示せず）とを直列に接続して構成されていてもよい。

なお、本実施形態の非接触給電装置２及び非接触給電システム１では、共鳴方式により１次側コイルＬ１から２次側コイルＬ２に電力を供給しているが、電磁誘導方式で電力を供給する構成であってもよい。この構成では、受電装置３において共振回路を形成する必要がないので、二次側コンデンサＣ２１は不要である。

１ 非接触給電システム
２ 非接触給電装置
２１ インバータ回路
２２ 容量調整回路
２３ 制御回路
３ 受電装置
Ｃ１１ １次側コンデンサ
Ｃ２１ ２次側コンデンサ
Ｃ１２ コンデンサ
Ｇ１１〜Ｇ１４ 第１駆動信号
Ｇ２１〜Ｇ２４ 第２駆動信号
Ｌ１ １次側コイル
Ｌ２ ２次側コイル
Ｑ１ 第１双方向スイッチ
Ｑ２ 第２双方向スイッチ
Ｓ１１〜Ｓ１４ 第１スイッチ素子
Ｓ２１〜Ｓ２４ 第２スイッチ素子

Claims (6)

1. 複数の第１スイッチ素子を有し、前記複数の第１スイッチ素子のオン／オフが切り替えられることで直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力する交流電力を受けて磁界を発生する１次側コイルと、
   前記インバータ回路と前記１次側コイルとの間に電気的に接続されて、複数の第２スイッチ素子と、１次側コンデンサとを有し、前記複数の第２スイッチ素子のオン／オフが切り替えられることで、前記１次側コンデンサを介する経路と、前記１次側コンデンサを介さない経路とを切り替える容量調整回路と、
   前記複数の第１スイッチ素子及び前記複数の第２スイッチ素子のオン／オフをそれぞれ制御する制御回路とを備え、
   前記１次側コイルは、前記１次側コンデンサと共に共振回路を形成し、
   前記制御回路は、前記複数の第１スイッチ素子に与える第１駆動信号の位相と、前記複数の第２スイッチ素子に与える第２駆動信号の位相とが一致するように始動し、且つ前記第２駆動信号の位相が、前記第１駆動信号の位相よりも進むように制御することを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記インバータ回路と前記１次側コイルとの間において、前記容量調整回路に直列に接続されるコンデンサを備えることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
3. 前記コンデンサは、前記容量調整回路と前記１次側コイルとの間に接続されることを特徴とする請求項２記載の非接触給電装置。
4. 前記複数の第２スイッチ素子は、第１双方向スイッチと第２双方向スイッチであって、
   前記容量調整回路は、前記第１双方向スイッチを前記１次側コンデンサと直列に接続し、前記第２双方向スイッチを前記１次側コンデンサ及び前記第１双方向スイッチの直列回路と並列に接続して構成されることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の非接触給電装置。
5. 前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチは、それぞれ窒化ガリウム系半導体素子であることを特徴とする請求項４記載の非接触給電装置。
6. 請求項１乃至５の何れか１項に記載の非接触給電装置と、前記非接触給電装置から給電される電力を受ける受電装置とを備え、
   前記受電装置は、
   前記１次側コイルが発生する磁界を受けて交流電力を発生する２次側コイルと、
   前記２次側コイルと共に共振回路を形成する２次側コンデンサとを備えることを特徴とする非接触給電システム。

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