JP6081214B2 - 非接触給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、非接触給電トランスを通じて非接触で給電を行う非接触給電装置に関し、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの進相運転を回避できるようにしたものである。

コンセントや金属接点を介さずに電力を伝送する非接触給電は、従来からコードレス電話機や電気シェーバ等に使用されており、また、近年、電気自動車等の移動体に搭載された二次電池の充電に適した給電方法として注目を集めている。
図１０は、車両の二次電池を充電する非接触給電装置を模式的に示している。地上側は、商用電源の交流を直流に変換する整流器５１と、直流から高周波交流を生成するインバータ５２と、インバータ５２から高周波交流が供給される非接触給電トランスの一次側コイル（送電コイル）５３とを有し、車両側は、非接触給電トランスの二次側コイル（受電コイル）５４と、二次側コイル５４で受電した高周波交流を整流して二次電池に供給する整流器５５とを有している。地上側から車両への非接触給電は、車両の床面に搭載された二次側コイル５４と、地上側の一次側コイル５３とが対向する状態で行われる。

図１１は、非接触給電装置の回路図の一例を示している。ここでは、直流から高周波交流を生成するインバータ５２として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子とダイオード素子とが逆並列に接続されたＩＧＢＴモジュールを４個組み合わせたフルブリッジインバータを示しているが、２個のＩＧＢＴモジュールを組み合わせたハーフブリッジインバータを用いることもできる。
また、給電効率を高めるため、非接触給電トランスの一次側コイル５３とインバータ５２との間に直列コンデンサＣｓが接続され、非接触給電トランスの二次側コイル５４と整流器（倍電圧整流器）５５との間に並列コンデンサＣｐが接続されている。

図１１の点線で囲んだ部分の等価回路は、図１２のように表すことができ、二次側の並列コンデンサＣｐの容量値は、非接触給電トランスの二次側回路が共振回路を構成するように設定され、一次側の直列コンデンサＣｓの容量値は、入力力率が１となるように設定される。なお、図１２において「’（ダッシュ）」を付けた一次側諸量は、二次側に換算した量を示している。

リアクタンスｘ₀ ^'、ｘ₁ ^'、ｘ₂に比べて十分小さい鉄損ｒ₀ ^'や銅損ｒ₁ ^'、ｒ₂を無視した場合、二次側の並列コンデンサＣｐの容量値は、
１／（ω₀Ｃｐ）＝ｘ_p＝ｘ₀ ^'＋ｘ₂
と表され、一次側の直列コンデンサＣｓの容量値は、
１／（ω₀Ｃｓ^'）＝ｘ_s ^'＝｛ｘ₀ ^'ｘ₂／（ｘ₀ ^'＋ｘ₂）｝＋ｘ₁ ^'
と表される。

ところで、容量性負荷に接続するインバータは、出力電流の位相が出力電圧の位相よりも進み位相となる状態（進相状態）に陥る場合がある。そして、インバータに進相状態での運転を強要すると、インバータを構成するスイッチング素子が破壊されることが知られている。
こうしたインバータの進相状態での運転を回避するため、ＩＨ調理器や蛍光灯インバータ点灯装置等の分野では、インバータの進相状態を検知して、インバータの運転を停止したり、出力周波数を変更したりすることが行われている（下記特許文献１）。

また、下記特許文献２には、図１３の等価回路に示すように、インバータ３と高周波トランス部４との間にリアクトルＬｐを並列接続して、インバータ３の出力電流Ｉ_INの位相を出力電圧Ｖ_INの位相より遅らせることが記載されている。
この場合、インバータ３の出力電流Ｉ_INは、高周波トランス部４に供給される電流Ｉ₃にリアクトルＬｐを流れる電流Ｉ_Lが加わったものとなる（Ｉ_IN＝Ｉ_L＋Ｉ₃）。
また、リアクトルＬｐに流れる電流Ｉ_Lは、インバータ出力電圧をＶ_IN、インバータ３の駆動周波数をｆｓｏとすると、Ｉ_L＝Ｖ_IN／（２×ｆｓｏ×Ｌｐ）で決まるピーク電流を持つ三角波状の電流である。
インバータ３の出力電流Ｉ_INの位相は、電流Ｉ₃に対して三角波状の電流Ｉ_Lが加わることにより、インバータ出力電圧Ｖ_INの位相よりも遅れ位相となる。

特開２００４−７１４４４号公報 特開２００９−１９４９５４号公報

図１０に示す非接触給電装置では、一次側コイル５３と二次側コイル５４との間のギャップ長が変動すると、図１２の等価回路のｘ₀、ｘ₁及びｘ₂の値が変化し、ギャップ長が短くなった場合に、インバータ５２が進相運転になる。
図１４は、標準ギャップ長が１００ｍｍの非接触給電装置において、ギャップ長が７０ｍｍの場合（ａ）、１００ｍｍの場合（ｂ）及び１３０ｍｍの場合のインバータ５２の出力電流Ｉ_IN及び出力電圧Ｖ_INの位相を示している。ギャップ長が標準ギャップ長である場合（ｂ）は、出力電流Ｉ_IN及び出力電圧Ｖ_INの位相が略一致しているが、ギャップ長が標準ギャップ長より短くなると、出力電流Ｉ_INの位相が進み、進相状態となる（ａ）。また、ギャップ長が標準ギャップ長より長い場合は、出力電流Ｉ_INの位相が出力電圧Ｖ_INの位相よりも遅れる（ｃ）。

この非接触給電装置のインバータの進相運転を回避するため、インバータの出力周波数を変更することは、二次側回路の共振がずれるので採用できない。
また、ギャップ長が短くなっても進相状態が生じないように、予め、出力電流Ｉ_INの位相を出力電圧Ｖ_INの位相より十分に遅らせることも考えられるが、こうした場合は、インバータのスイッチング損失が増加し、効率が低下することになる。

本発明は、こうした事情を考慮して創案したものであり、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの進相運転を回避するとともに、インバータの高効率での運転を可能にする非接触給電装置を提供することを目的としている。

本発明の非接触給電装置は、非接触給電トランスの一次側に接続された高周波信号を生成するインバータと、インバータの出力に並列に接続された、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路と、非接触給電トランスの一次側に接続されたコンデンサと、電子スイッチのオンオフを制御する制御部と、を備え、制御部は、インバータのゲート駆動信号とインバータの出力電流の位相信号とに基づいて電子スイッチのオンオフを制御し、インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相より進まないように、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に流れる電流を調整することを特徴とする。
インバータの出力電流は、非接触給電トランスの一次側コイルに流れる電流と、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に流れる三角波状の電流との和であり、この三角波状電流の発生タイミングやピーク値は、電子スイッチのオンオフのタイミングを変えて変更できる。そのため、インバータの出力電流の進み位相に応じた三角波状電流を発生させることで、インバータの出力電流の進相状態が回避できる。

また、本発明の非接触給電装置では、電子スイッチが、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体素子を、逆方向に二つ直列に接続して構成される。
この電子スイッチは、双方向スイッチであり、自己消弧型半導体素子の一方がオン、他方がオフのとき、オンの自己消弧型半導体素子とオフ側の逆並列ダイオードとを通じて電流が流れる。

また、本発明の非接触給電装置では、制御部は、二つの自己消弧型半導体素子に対し、ゲート駆動信号と周期が同一であって位相が所定量ずれた信号を与えて、二つの自己消弧型半導体素子を交互にオンオフさせる。
正（または負）方向の電流の通過を許容する双方向スイッチのオン期間と、正（または負）方向の電流を生成するインバータのスイッチング素子のオン期間とが重なると、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に直線状に増加する電流が流れてリアクトルにエネルギーが蓄積される。また、双方向スイッチのオン期間中に前記スイッチング素子のオン期間が終了すると、リアクトルに蓄積されたエネルギーが放出され、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に流れる電流が直線状に減少する。双方向スイッチのオン期間とインバータのスイッチング素子のオン期間との重なる時間幅を変えれば、直線的に増加減少する三角波状電流の発生タイミング及びピーク値を変えることができ、その時間幅を調整してインバータの出力電流の進み位相に応じた三角波状電流を発生させることができる。

また、本発明の非接触給電装置では、制御部により、インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相と略一致するように二つの自己消弧型半導体素子のオンオフを制御することが望ましい。
インバータの出力電流の位相と出力電圧の位相とを一致させることでインバータの効率（出力／入力）が向上する。

また、本発明の非接触給電装置では、自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴやＦＥＴ（Field effect transistor）を用いることができる。

また、本発明の非接触給電装置では、電子スイッチのダイオードが自己消弧型半導体素子のボディダイオード（内蔵ダイオード）であっても良く、また、自己消弧型半導体素子に外付けされたダイオードでも良い。

また、本発明の非接触給電装置では、インバータが、フルブリッジインバータやハーフブリッジインバータであっても良い。

また、本発明の非接触給電装置では、非接触給電トランスの一次側で、コンデンサが一次側コイルと直列に接続され、非接触給電トランスの二次側で、コンデンサが二次側コイルと並列に接続されることが好ましい。

本発明の非接触給電装置は、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの進相運転が回避でき、且つ、このインバータの高効率での運転が可能である。

本発明の実施形態に係る非接触給電装置の回路図 図１のインバータの進相運転を防止する制御機構を示す図 図２の電子スイッチ制御部の構成を示す図 図３の電子スイッチ制御部の動作を説明するタイミングチャート リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路を流れる電流Ｉ_Lの変化を示すタイミングチャート 位相差βが９０°の場合の電流Ｉ_Lとインバータの出力電圧Ｖ_IN及び出力電流Ｉ_INを示す図 位相差βが５０°の場合の電流Ｉ_Lとインバータの出力電圧Ｖ_IN及び出力電流Ｉ_INを示す図 位相差βが２０°の場合の電流Ｉ_Lとインバータの出力電圧Ｖ_IN及び出力電流Ｉ_INを示す図 進相運転回避の制御が行われる前（ａ）と後（ｂ）のインバータの出力電圧Ｖ_IN及び出力電流Ｉ_INを示す図 自動車への非接触給電システムを示す図 従来の非接触給電装置の回路図 図１１の回路図の等価回路 従来の進相運転回避の構成を示す図 非接触給電装置のギャップ長の変化でインバータの進相状態が発生することを示す図

図１は、本発明の実施形態に係る非接触給電装置の回路図を示している。
この装置は、図１１の回路と比べて、二つのＩＧＢＴモジュール１１、１２とリアクトル１０との直列接続回路が、インバータ５２の出力に並列に接続されている点で相違している。その他の構成は変わりがない。

ＩＧＢＴモジュール１１、１２は、それぞれ、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ素子から成り、ＩＧＢＴモジュール１１とＩＧＢＴモジュール１２とが逆向きに直列接続されている。なお、逆並列ダイオードは、ＩＧＢＴ素子に内蔵されたボディダイオードでも良いし、ＩＧＢＴ素子に外付けされたものでも良い。
ＩＧＢＴモジュール１１及びＩＧＢＴモジュール１２は、双方向の電子スイッチを構成しており、ＩＧＢＴモジュール１１がオンでＩＧＢＴモジュール１２がオフの場合、ＩＧＢＴモジュール１２の逆並列ダイオードとＩＧＢＴモジュール１１のＩＧＢＴ素子とを通過する電流が許容され、逆方向の電流が遮断される。また、ＩＧＢＴモジュール１１がオフでＩＧＢＴモジュール１２がオンの場合、ＩＧＢＴモジュール１１の逆並列ダイオードとＩＧＢＴモジュール１２のＩＧＢＴ素子とを通過する電流が許容され、逆方向の電流が遮断される。

図２は、この装置の動作を制御する制御機構を示している。インバータ制御回路２０は、インバータで高周波交流を生成するため、スイッチング素子（１）の組と、スイッチング素子（２）の組とを交互にオンにするゲート駆動信号を各スイッチング素子に出力する。
ゼロクロス回路３０は、インバータの出力電流Ｉ_INのゼロクロス点を検知して、出力電流Ｉ_INの位相信号を出力する。

双方向電子スイッチを構成するＩＧＢＴモジュール１１、１２のオンオフを制御する電子スイッチ制御部６０は、インバータ制御回路２０から出力されるスイッチング素子（１）の組のゲート駆動信号と、ゼロクロス回路３０から出力されるインバータ出力電流の位相信号とを比較する位相比較回路７０と、位相比較回路７０の比較結果に基づいてＩＧＢＴモジュール１１、１２のゲート信号を作成するゲート信号作成部８０とを備えている。

図３は、電子スイッチ制御部６０の構成を詳細に示している。
位相比較回路７０は、ゼロクロス回路３０から送られてくるインバータ出力電流の位相信号を基準値と比較してインバータ出力電流が正のときに１を、負のときに０を出力するコンパレータ７１と、インバータのスイッチング素子（１）の組のゲート駆動信号と基準値とを比較してゲート駆動信号がオンのときに１を、オフのときに０を出力するコンパレータ７２と、コンパレータ７１、７２の出力の排他的論理和を出力する排他的論理和回路７３とを有している。
なお、インバータのスイッチング素子に加えられるゲート駆動信号の位相は、インバータの出力電圧Ｖ_INの位相に対応している。

ゲート信号作成部８０は、インバータの出力電圧Ｖ_INの位相と出力電流Ｉ_INの位相との位相差に比例した直流電圧を発生する直流電圧発生回路８１と、その直流電圧を用いてＩＧＢＴモジュール１１、１２のゲート信号を作成するゲート信号作成回路８２とを備えている。
直流電圧発生回路８１は、位相比較回路７０の排他的論理和回路７３の出力から高周波ノイズを除去するデジタルローパスフィルタ８１１と、デジタルローパスフィルタ８１１の出力に比例積分処理を行って進相状態にあるインバータの出力電流Ｉ_INと出力電圧Ｖ_INとの位相差に比例した値を出力するＰＩ処理部８１２とを備えている。

ゲート信号作成回路８２は、インバータのスイッチング素子に加えられるゲート駆動信号の１／２周期の“のこぎり波”を発生するのこぎり波発生回路８２１と、反転した直流電圧発生回路８１の出力とのこぎり波発生回路８２１の出力とを加算する加算器８２２と、加算器８２２の出力に基づいて信号を切り替える切替回路８２３と、切替回路８２３の出力と基準値とを比較してＩＧＢＴモジュール１１、１２のゲート信号を出力する比較器８２４とを備えている。
比較器８２４の出力は、ＩＧＢＴモジュール１１のゲート信号ＩＮ₁として使用され、比較器８２４の出力をＮＯＴ回路６１で反転した信号がＩＧＢＴモジュール１２のゲート信号ＩＮ₂として使用される。

位相比較回路７０の排他的論理和回路７３からは、インバータの出力電圧Ｖ_IN及び出力電流Ｉ_INに位相差が生じているときに１が出力され、この位相差の大きさを表す値が、直流電圧発生回路８１からゲート信号作成回路８２に出力される。

図４により、ゲート信号作成回路８２の動作を説明する。
この図において、（ａ）は、のこぎり波発生回路８２１から出力されるのこぎり波、（ｂ）は、インバータのスイッチング素子（１）の組のゲート駆動信号、（ｃ）は、インバータのスイッチング素子（２）の組のゲート駆動信号、（ｄ）は、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１２のゲート信号ＩＮ₂、そして（ｅ）は、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１１のゲート信号ＩＮ₁を示している。

図４（ａ）の“のこぎり波”は、インバータのスイッチング素子に加えられるゲート駆動信号（ｂ）（ｃ）の１／２周期で増減する。
図４（ａ）において、矢印で示す一点鎖線までの大きさは、直流電圧発生回路８１から出力される位相差を示している。
双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１１、１２のゲート信号（ｄ）（ｅ）における立上がり時点、及び、立下がり時点は、一点鎖線がのこぎり波と交差する時点に合わせて設定される。

また、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１２のゲート信号ＩＮ₂（ｄ）は、インバータのスイッチング素子（１）の組に対するゲート駆動信号（ｂ）の立下り時点よりβだけ早い時点で立ち上がるように設定され、ＩＧＢＴモジュール１１のゲート信号ＩＮ₁（ｅ）は、インバータのスイッチング素子（２）の組に対するゲート駆動信号（ｃ）の立下り時点よりβだけ早い時点で立ち上がるように設定される。

インバータのゲート駆動信号の立下り時点と双方向電子スイッチのゲート信号の立上り時点との位相差βは、インバータの出力電圧Ｖ_INと出力電流Ｉ_INとの位相差が大きい程、図４（ａ）の一点鎖線が下方に下がるため、大きくなる。逆に、インバータの出力電圧Ｖ_INと出力電流Ｉ_INとの位相差が小さいと、一点鎖線が上方に上がるため、位相差βは小さくなる。

図５は、位相差βが存在するときの「リアクトル１０及びＩＧＢＴモジュール１１、１２の直列接続回路」（以下、「リアクトル１０の直列接続回路」と言う。）を流れる電流Ｉ_Lの時間的変化を示している。
図５において、（ａ）は、インバータの出力電圧Ｖ_INとリアクトル１０の直列接続回路を流れる電流Ｉ_Lとを示している。また、（ｂ）は、インバータのスイッチング素子（１）の組のゲート駆動信号、（ｃ）は、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１２のゲート信号ＩＮ₂、（ｄ）は、インバータのスイッチング素子（２）の組のゲート駆動信号、そして、（ｅ）は、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１１のゲート信号ＩＮ₁を示している。

インバータのスイッチング素子（１）の組がオンであって、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１２がオンであるβ期間には、リアクトル１０の直列接続回路に直線状に増加する電流が流れてリアクトル１０にエネルギーが蓄積される。
双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１２がオンの状態でインバータのスイッチング素子（１）の組がオフに変わると、リアクトル１０に蓄積された電流が放出され、リアクトル１０の直列接続回路に流れる電流が直線状に減少する。

また、インバータのスイッチング素子（２）の組がオンであって、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１１がオンであるβ期間には、リアクトル１０の直列接続回路に直線状に増加する電流が流れてリアクトル１０にエネルギーが蓄積され、双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１１がオンの状態でインバータのスイッチング素子（２）の組がオフに変わると、リアクトル１０に蓄積された電流が放出され、リアクトル１０の直列接続回路に流れる電流が直線状に減少する。

インバータのスイッチング素子（１）の組と双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１１とが共にオンであっても、また、インバータのスイッチング素子（２）の組と双方向電子スイッチのＩＧＢＴモジュール１２とが共にオンであっても、リアクトル１０の直列接続回路への電流の流入は、双方向電子スイッチによって阻止される。

リアクトル１０の直列接続回路を流れる電流Ｉ_Lの波形は、図５（ａ）に示すように、インバータのゲート駆動信号（ｂ）（ｄ）の立下り時期にピークを持つ三角波となる。この三角波状電流Ｉ_Lの発生・終了時期、及び、ピーク値は、位相差βの大きさに依存する。
図６、図７、図８は、位相差βが異なるときのリアクトル１０の直列接続回路に流れる三角波状電流Ｉ_Lと、三角波状電流Ｉ_Lにより位相が変化するインバータの出力電流Ｉ_INを示している。
図６は、位相差βを９０°に設定した場合、図７は、位相差βを５０°に設定した場合、また、図８は、位相差βを２０°に設定した場合を示している。
図６、図７、図８から、インバータの出力電流Ｉ_INの位相と出力電圧Ｖ_INの位相との位相差は、βの大きさによって変わることが分かり、位相差βを適切に選択すれば、インバータの出力電流Ｉ_IN及び出力電圧Ｖ_INの位相を一致させられることが分かる。

図９は、本発明の有効性を確認するために行ったシミュレーションの結果を示している。
図９（ａ）は、１５０ｍｍの標準ギャップ長を有する図１１の非接触給電装置を用いて、ギャップ長を５０ｍｍに縮めて非接触給電を行ったときのインバータの出力電流Ｉ_IN及び出力電圧Ｖ_INを示している。
図９（ｂ）は、この非接触給電装置に、図１に示すリアクトル１０及びＩＧＢＴ１１、１２の直列接続回路を加え、図２及び図３の制御機構でＩＧＢＴ１１、１２のオンオフを制御しながら、ギャップ長を５０ｍｍに縮めて非接触給電を行ったときのインバータの出力電流Ｉ_IN及び出力電圧Ｖ_INを示している。
図９（ａ）には、インバータの進相運転の状態が現われているが、図９（ｂ）では、インバータの出力電流Ｉ_INの位相と出力電圧Ｖ_INの位相とが一致している。

このように、本発明の非接触給電装置では、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの出力電流Ｉ_INの位相と出力電圧Ｖ_INの位相とを略一致させることが可能であり、インバータの進相運転が回避できるとともに、インバータの高効率での運転が可能である。

なお、ここでは、動作原理がわかりやすいように電子スイッチ制御部６０をアナログ回路で構成する例を示したが、実際には、電子制御部６０はマイクロプロセッサによるディジタル制御で実現する方法が一般的である。インバータ制御部２０をマイクロプロセッサによるディジタル制御で実現する場合は、同じマイクロプロセッサに電子制御部６０の機能を含めることも可能である。
また、ここでは、リアクトルと直列接続する双方向電子スイッチに、自己消弧型半導体素子であるＩＧＢＴ素子を用いる場合について説明したが、ＦＥＴなど、その他の自己消弧型半導体素子を用いても良い。

本発明の非接触給電装置は、高周波電源であるインバータを安全、且つ、効率的に運転することが可能であり、電気自動車等の各種移動体への給電や、コードレス電話機、電気シェーバ等の給電に広く使用することができる。

３ インバータ
４ 高周波トランス部
１０ リアクトル
１１ ＩＧＢＴモジュール
１２ ＩＧＢＴモジュール
２０ インバータ制御回路
３０ ゼロクロス回路
５１ 整流器
５２ インバータ
５３ 一次側コイル（送電コイル）
５４ 二次側コイル（受電コイル）
５５ 整流器
６０ 電子スイッチ制御部
６１ ＮＯＴ回路
７０ 位相比較回路
７１ コンパレータ
７２ コンパレータ
７３ 排他的論理和回路
８０ ゲート信号作成部
８１ 直流電圧発生回路
８２ ゲート信号作成回路
８１１ デジタルローパスフィルタ
８１２ ＰＩ処理部
８２１ のこぎり波発生回路
８２２ 加算器
８２３ 切替回路
８２４ 比較器

Claims (9)

1. 非接触給電トランスの一次側に接続された高周波信号を生成するインバータと、
   前記インバータの出力に並列に接続された、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路と、
   前記非接触給電トランスの一次側に接続されたコンデンサと、
   前記電子スイッチのオンオフを制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記インバータのゲート駆動信号と前記インバータの出力電流の位相信号とに基づいて前記電子スイッチのオンオフを制御し、前記インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相より進まないように、前記直列接続回路に流れる電流を調整することを特徴とする非接触給電装置。
2. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、前記電子スイッチが、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体素子を、逆方向に二つ直列に接続して構成されることを特徴とする非接触給電装置。
3. 請求項２に記載の非接触給電装置であって、前記制御部は、前記二つの自己消弧型半導体素子に対し、前記ゲート駆動信号と周期が同一であって位相が所定量ずれた信号を与えて、前記二つの自己消弧型半導体素子を交互にオンオフさせることを特徴とする非接触給電装置。
4. 請求項３に記載の非接触給電装置であって、前記制御部は、前記インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相と略一致するように前記二つの自己消弧型半導体素子のオンオフを制御することを特徴とする非接触給電装置。
5. 請求項２から４のいずれかに記載の非接触給電装置であって、前記自己消弧型半導体素子がＩＧＢＴまたはＦＥＴであることを特徴とする非接触給電装置。
6. 請求項２に記載の非接触給電装置であって、前記ダイオードが前記自己消弧型半導体素子のボディダイオードであることを特徴とする非接触給電装置。
7. 請求項２に記載の非接触給電装置であって、前記ダイオードが前記自己消弧型半導体素子に外付けされていることを特徴とする非接触給電装置。
8. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、前記インバータが、フルブリッジインバータまたはハーフブリッジインバータであることを特徴とする非接触給電装置。
9. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、前記コンデンサが、前記非接触給電トランスの一次側コイルに直列に接続され、前記非接触給電トランスの二次側コイルには、コンデンサが並列に接続されていることを特徴とする非接触給電装置。