JP6081214B2 - 非接触給電装置 - Google Patents

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Description

本発明は、非接触給電トランスを通じて非接触で給電を行う非接触給電装置に関し、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの進相運転を回避できるようにしたものである。
コンセントや金属接点を介さずに電力を伝送する非接触給電は、従来からコードレス電話機や電気シェーバ等に使用されており、また、近年、電気自動車等の移動体に搭載された二次電池の充電に適した給電方法として注目を集めている。
図10は、車両の二次電池を充電する非接触給電装置を模式的に示している。地上側は、商用電源の交流を直流に変換する整流器51と、直流から高周波交流を生成するインバータ52と、インバータ52から高周波交流が供給される非接触給電トランスの一次側コイル(送電コイル)53とを有し、車両側は、非接触給電トランスの二次側コイル(受電コイル)54と、二次側コイル54で受電した高周波交流を整流して二次電池に供給する整流器55とを有している。地上側から車両への非接触給電は、車両の床面に搭載された二次側コイル54と、地上側の一次側コイル53とが対向する状態で行われる。
図11は、非接触給電装置の回路図の一例を示している。ここでは、直流から高周波交流を生成するインバータ52として、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)素子とダイオード素子とが逆並列に接続されたIGBTモジュールを4個組み合わせたフルブリッジインバータを示しているが、2個のIGBTモジュールを組み合わせたハーフブリッジインバータを用いることもできる。
また、給電効率を高めるため、非接触給電トランスの一次側コイル53とインバータ52との間に直列コンデンサCsが接続され、非接触給電トランスの二次側コイル54と整流器(倍電圧整流器)55との間に並列コンデンサCpが接続されている。
図11の点線で囲んだ部分の等価回路は、図12のように表すことができ、二次側の並列コンデンサCpの容量値は、非接触給電トランスの二次側回路が共振回路を構成するように設定され、一次側の直列コンデンサCsの容量値は、入力力率が1となるように設定される。なお、図12において「’(ダッシュ)」を付けた一次側諸量は、二次側に換算した量を示している。
リアクタンスx0 '、x1 '、x2に比べて十分小さい鉄損r0 'や銅損r1 '、r2を無視した場合、二次側の並列コンデンサCpの容量値は、
1/(ω0Cp)=xp=x0 '+x2
と表され、一次側の直列コンデンサCsの容量値は、
1/(ω0Cs')=xs '={x0 '2/(x0 '+x2)}+x1 '
と表される。
ところで、容量性負荷に接続するインバータは、出力電流の位相が出力電圧の位相よりも進み位相となる状態(進相状態)に陥る場合がある。そして、インバータに進相状態での運転を強要すると、インバータを構成するスイッチング素子が破壊されることが知られている。
こうしたインバータの進相状態での運転を回避するため、IH調理器や蛍光灯インバータ点灯装置等の分野では、インバータの進相状態を検知して、インバータの運転を停止したり、出力周波数を変更したりすることが行われている(下記特許文献1)。
また、下記特許文献2には、図13の等価回路に示すように、インバータ3と高周波トランス部4との間にリアクトルLpを並列接続して、インバータ3の出力電流IINの位相を出力電圧VINの位相より遅らせることが記載されている。
この場合、インバータ3の出力電流IINは、高周波トランス部4に供給される電流I3にリアクトルLpを流れる電流ILが加わったものとなる(IIN=IL+I3)。
また、リアクトルLpに流れる電流ILは、インバータ出力電圧をVIN、インバータ3の駆動周波数をfsoとすると、IL=VIN/(2×fso×Lp)で決まるピーク電流を持つ三角波状の電流である。
インバータ3の出力電流IINの位相は、電流I3に対して三角波状の電流ILが加わることにより、インバータ出力電圧VINの位相よりも遅れ位相となる。
特開2004−71444号公報 特開2009−194954号公報
図10に示す非接触給電装置では、一次側コイル53と二次側コイル54との間のギャップ長が変動すると、図12の等価回路のx0、x1及びx2の値が変化し、ギャップ長が短くなった場合に、インバータ52が進相運転になる。
図14は、標準ギャップ長が100mmの非接触給電装置において、ギャップ長が70mmの場合(a)、100mmの場合(b)及び130mmの場合のインバータ52の出力電流IIN及び出力電圧VINの位相を示している。ギャップ長が標準ギャップ長である場合(b)は、出力電流IIN及び出力電圧VINの位相が略一致しているが、ギャップ長が標準ギャップ長より短くなると、出力電流IINの位相が進み、進相状態となる(a)。また、ギャップ長が標準ギャップ長より長い場合は、出力電流IINの位相が出力電圧VINの位相よりも遅れる(c)。
この非接触給電装置のインバータの進相運転を回避するため、インバータの出力周波数を変更することは、二次側回路の共振がずれるので採用できない。
また、ギャップ長が短くなっても進相状態が生じないように、予め、出力電流IINの位相を出力電圧VINの位相より十分に遅らせることも考えられるが、こうした場合は、インバータのスイッチング損失が増加し、効率が低下することになる。
本発明は、こうした事情を考慮して創案したものであり、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの進相運転を回避するとともに、インバータの高効率での運転を可能にする非接触給電装置を提供することを目的としている。
本発明の非接触給電装置は、非接触給電トランスの一次側に接続された高周波信号を生成するインバータと、インバータの出力に並列に接続された、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路と、非接触給電トランスの一次側に接続されたコンデンサと、電子スイッチのオンオフを制御する制御部と、を備え、制御部は、インバータのゲート駆動信号とインバータの出力電流の位相信号とに基づいて電子スイッチのオンオフを制御し、インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相より進まないように、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に流れる電流を調整することを特徴とする。
インバータの出力電流は、非接触給電トランスの一次側コイルに流れる電流と、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に流れる三角波状の電流との和であり、この三角波状電流の発生タイミングやピーク値は、電子スイッチのオンオフのタイミングを変えて変更できる。そのため、インバータの出力電流の進み位相に応じた三角波状電流を発生させることで、インバータの出力電流の進相状態が回避できる。
また、本発明の非接触給電装置では、電子スイッチが、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体素子を、逆方向に二つ直列に接続して構成される。
この電子スイッチは、双方向スイッチであり、自己消弧型半導体素子の一方がオン、他方がオフのとき、オンの自己消弧型半導体素子とオフ側の逆並列ダイオードとを通じて電流が流れる。
また、本発明の非接触給電装置では、制御部は、二つの自己消弧型半導体素子に対し、ゲート駆動信号と周期が同一であって位相が所定量ずれた信号を与えて、二つの自己消弧型半導体素子を交互にオンオフさせる。
正(または負)方向の電流の通過を許容する双方向スイッチのオン期間と、正(または負)方向の電流を生成するインバータのスイッチング素子のオン期間とが重なると、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に直線状に増加する電流が流れてリアクトルにエネルギーが蓄積される。また、双方向スイッチのオン期間中に前記スイッチング素子のオン期間が終了すると、リアクトルに蓄積されたエネルギーが放出され、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路に流れる電流が直線状に減少する。双方向スイッチのオン期間とインバータのスイッチング素子のオン期間との重なる時間幅を変えれば、直線的に増加減少する三角波状電流の発生タイミング及びピーク値を変えることができ、その時間幅を調整してインバータの出力電流の進み位相に応じた三角波状電流を発生させることができる。
また、本発明の非接触給電装置では、制御部により、インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相と略一致するように二つの自己消弧型半導体素子のオンオフを制御することが望ましい。
インバータの出力電流の位相と出力電圧の位相とを一致させることでインバータの効率(出力/入力)が向上する。
また、本発明の非接触給電装置では、自己消弧型半導体素子としてIGBTやFET(Field effect transistor)を用いることができる。
また、本発明の非接触給電装置では、電子スイッチのダイオードが自己消弧型半導体素子のボディダイオード(内蔵ダイオード)であっても良く、また、自己消弧型半導体素子に外付けされたダイオードでも良い。
また、本発明の非接触給電装置では、インバータが、フルブリッジインバータやハーフブリッジインバータであっても良い。
また、本発明の非接触給電装置では、非接触給電トランスの一次側で、コンデンサが一次側コイルと直列に接続され、非接触給電トランスの二次側で、コンデンサが二次側コイルと並列に接続されることが好ましい。
本発明の非接触給電装置は、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの進相運転が回避でき、且つ、このインバータの高効率での運転が可能である。
本発明の実施形態に係る非接触給電装置の回路図 図1のインバータの進相運転を防止する制御機構を示す図 図2の電子スイッチ制御部の構成を示す図 図3の電子スイッチ制御部の動作を説明するタイミングチャート リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路を流れる電流ILの変化を示すタイミングチャート 位相差βが90°の場合の電流ILとインバータの出力電圧VIN及び出力電流IINを示す図 位相差βが50°の場合の電流ILとインバータの出力電圧VIN及び出力電流IINを示す図 位相差βが20°の場合の電流ILとインバータの出力電圧VIN及び出力電流IINを示す図 進相運転回避の制御が行われる前(a)と後(b)のインバータの出力電圧VIN及び出力電流IINを示す図 自動車への非接触給電システムを示す図 従来の非接触給電装置の回路図 図11の回路図の等価回路 従来の進相運転回避の構成を示す図 非接触給電装置のギャップ長の変化でインバータの進相状態が発生することを示す図
図1は、本発明の実施形態に係る非接触給電装置の回路図を示している。
この装置は、図11の回路と比べて、二つのIGBTモジュール11、12とリアクトル10との直列接続回路が、インバータ52の出力に並列に接続されている点で相違している。その他の構成は変わりがない。
IGBTモジュール11、12は、それぞれ、ダイオードを逆並列に接続したIGBT素子から成り、IGBTモジュール11とIGBTモジュール12とが逆向きに直列接続されている。なお、逆並列ダイオードは、IGBT素子に内蔵されたボディダイオードでも良いし、IGBT素子に外付けされたものでも良い。
IGBTモジュール11及びIGBTモジュール12は、双方向の電子スイッチを構成しており、IGBTモジュール11がオンでIGBTモジュール12がオフの場合、IGBTモジュール12の逆並列ダイオードとIGBTモジュール11のIGBT素子とを通過する電流が許容され、逆方向の電流が遮断される。また、IGBTモジュール11がオフでIGBTモジュール12がオンの場合、IGBTモジュール11の逆並列ダイオードとIGBTモジュール12のIGBT素子とを通過する電流が許容され、逆方向の電流が遮断される。
図2は、この装置の動作を制御する制御機構を示している。インバータ制御回路20は、インバータで高周波交流を生成するため、スイッチング素子(1)の組と、スイッチング素子(2)の組とを交互にオンにするゲート駆動信号を各スイッチング素子に出力する。
ゼロクロス回路30は、インバータの出力電流IINのゼロクロス点を検知して、出力電流IINの位相信号を出力する。
双方向電子スイッチを構成するIGBTモジュール11、12のオンオフを制御する電子スイッチ制御部60は、インバータ制御回路20から出力されるスイッチング素子(1)の組のゲート駆動信号と、ゼロクロス回路30から出力されるインバータ出力電流の位相信号とを比較する位相比較回路70と、位相比較回路70の比較結果に基づいてIGBTモジュール11、12のゲート信号を作成するゲート信号作成部80とを備えている。
図3は、電子スイッチ制御部60の構成を詳細に示している。
位相比較回路70は、ゼロクロス回路30から送られてくるインバータ出力電流の位相信号を基準値と比較してインバータ出力電流が正のときに1を、負のときに0を出力するコンパレータ71と、インバータのスイッチング素子(1)の組のゲート駆動信号と基準値とを比較してゲート駆動信号がオンのときに1を、オフのときに0を出力するコンパレータ72と、コンパレータ71、72の出力の排他的論理和を出力する排他的論理和回路73とを有している。
なお、インバータのスイッチング素子に加えられるゲート駆動信号の位相は、インバータの出力電圧VINの位相に対応している。
ゲート信号作成部80は、インバータの出力電圧VINの位相と出力電流IINの位相との位相差に比例した直流電圧を発生する直流電圧発生回路81と、その直流電圧を用いてIGBTモジュール11、12のゲート信号を作成するゲート信号作成回路82とを備えている。
直流電圧発生回路81は、位相比較回路70の排他的論理和回路73の出力から高周波ノイズを除去するデジタルローパスフィルタ811と、デジタルローパスフィルタ811の出力に比例積分処理を行って進相状態にあるインバータの出力電流IINと出力電圧VINとの位相差に比例した値を出力するPI処理部812とを備えている。
ゲート信号作成回路82は、インバータのスイッチング素子に加えられるゲート駆動信号の1/2周期の“のこぎり波”を発生するのこぎり波発生回路821と、反転した直流電圧発生回路81の出力とのこぎり波発生回路821の出力とを加算する加算器822と、加算器822の出力に基づいて信号を切り替える切替回路823と、切替回路823の出力と基準値とを比較してIGBTモジュール11、12のゲート信号を出力する比較器824とを備えている。
比較器824の出力は、IGBTモジュール11のゲート信号IN1として使用され、比較器824の出力をNOT回路61で反転した信号がIGBTモジュール12のゲート信号IN2として使用される。
位相比較回路70の排他的論理和回路73からは、インバータの出力電圧VIN及び出力電流IINに位相差が生じているときに1が出力され、この位相差の大きさを表す値が、直流電圧発生回路81からゲート信号作成回路82に出力される。
図4により、ゲート信号作成回路82の動作を説明する。
この図において、(a)は、のこぎり波発生回路821から出力されるのこぎり波、(b)は、インバータのスイッチング素子(1)の組のゲート駆動信号、(c)は、インバータのスイッチング素子(2)の組のゲート駆動信号、(d)は、双方向電子スイッチのIGBTモジュール12のゲート信号IN2、そして(e)は、双方向電子スイッチのIGBTモジュール11のゲート信号IN1を示している。
図4(a)の“のこぎり波”は、インバータのスイッチング素子に加えられるゲート駆動信号(b)(c)の1/2周期で増減する。
図4(a)において、矢印で示す一点鎖線までの大きさは、直流電圧発生回路81から出力される位相差を示している。
双方向電子スイッチのIGBTモジュール11、12のゲート信号(d)(e)における立上がり時点、及び、立下がり時点は、一点鎖線がのこぎり波と交差する時点に合わせて設定される。
また、双方向電子スイッチのIGBTモジュール12のゲート信号IN2(d)は、インバータのスイッチング素子(1)の組に対するゲート駆動信号(b)の立下り時点よりβだけ早い時点で立ち上がるように設定され、IGBTモジュール11のゲート信号IN1(e)は、インバータのスイッチング素子(2)の組に対するゲート駆動信号(c)の立下り時点よりβだけ早い時点で立ち上がるように設定される。
インバータのゲート駆動信号の立下り時点と双方向電子スイッチのゲート信号の立上り時点との位相差βは、インバータの出力電圧VINと出力電流IINとの位相差が大きい程、図4(a)の一点鎖線が下方に下がるため、大きくなる。逆に、インバータの出力電圧VINと出力電流IINとの位相差が小さいと、一点鎖線が上方に上がるため、位相差βは小さくなる。
図5は、位相差βが存在するときの「リアクトル10及びIGBTモジュール11、12の直列接続回路」(以下、「リアクトル10の直列接続回路」と言う。)を流れる電流ILの時間的変化を示している。
図5において、(a)は、インバータの出力電圧VINとリアクトル10の直列接続回路を流れる電流ILとを示している。また、(b)は、インバータのスイッチング素子(1)の組のゲート駆動信号、(c)は、双方向電子スイッチのIGBTモジュール12のゲート信号IN2、(d)は、インバータのスイッチング素子(2)の組のゲート駆動信号、そして、(e)は、双方向電子スイッチのIGBTモジュール11のゲート信号IN1を示している。
インバータのスイッチング素子(1)の組がオンであって、双方向電子スイッチのIGBTモジュール12がオンであるβ期間には、リアクトル10の直列接続回路に直線状に増加する電流が流れてリアクトル10にエネルギーが蓄積される。
双方向電子スイッチのIGBTモジュール12がオンの状態でインバータのスイッチング素子(1)の組がオフに変わると、リアクトル10に蓄積された電流が放出され、リアクトル10の直列接続回路に流れる電流が直線状に減少する。
また、インバータのスイッチング素子(2)の組がオンであって、双方向電子スイッチのIGBTモジュール11がオンであるβ期間には、リアクトル10の直列接続回路に直線状に増加する電流が流れてリアクトル10にエネルギーが蓄積され、双方向電子スイッチのIGBTモジュール11がオンの状態でインバータのスイッチング素子(2)の組がオフに変わると、リアクトル10に蓄積された電流が放出され、リアクトル10の直列接続回路に流れる電流が直線状に減少する。
インバータのスイッチング素子(1)の組と双方向電子スイッチのIGBTモジュール11とが共にオンであっても、また、インバータのスイッチング素子(2)の組と双方向電子スイッチのIGBTモジュール12とが共にオンであっても、リアクトル10の直列接続回路への電流の流入は、双方向電子スイッチによって阻止される。
リアクトル10の直列接続回路を流れる電流ILの波形は、図5(a)に示すように、インバータのゲート駆動信号(b)(d)の立下り時期にピークを持つ三角波となる。この三角波状電流ILの発生・終了時期、及び、ピーク値は、位相差βの大きさに依存する。
図6、図7、図8は、位相差βが異なるときのリアクトル10の直列接続回路に流れる三角波状電流ILと、三角波状電流ILにより位相が変化するインバータの出力電流IINを示している。
図6は、位相差βを90°に設定した場合、図7は、位相差βを50°に設定した場合、また、図8は、位相差βを20°に設定した場合を示している。
図6、図7、図8から、インバータの出力電流IINの位相と出力電圧VINの位相との位相差は、βの大きさによって変わることが分かり、位相差βを適切に選択すれば、インバータの出力電流IIN及び出力電圧VINの位相を一致させられることが分かる。
図9は、本発明の有効性を確認するために行ったシミュレーションの結果を示している。
図9(a)は、150mmの標準ギャップ長を有する図11の非接触給電装置を用いて、ギャップ長を50mmに縮めて非接触給電を行ったときのインバータの出力電流IIN及び出力電圧VINを示している。
図9(b)は、この非接触給電装置に、図1に示すリアクトル10及びIGBT11、12の直列接続回路を加え、図2及び図3の制御機構でIGBT11、12のオンオフを制御しながら、ギャップ長を50mmに縮めて非接触給電を行ったときのインバータの出力電流IIN及び出力電圧VINを示している。
図9(a)には、インバータの進相運転の状態が現われているが、図9(b)では、インバータの出力電流IINの位相と出力電圧VINの位相とが一致している。
このように、本発明の非接触給電装置では、非接触給電トランスの一次側に接続するインバータの出力電流IINの位相と出力電圧VINの位相とを略一致させることが可能であり、インバータの進相運転が回避できるとともに、インバータの高効率での運転が可能である。
なお、ここでは、動作原理がわかりやすいように電子スイッチ制御部60をアナログ回路で構成する例を示したが、実際には、電子制御部60はマイクロプロセッサによるディジタル制御で実現する方法が一般的である。インバータ制御部20をマイクロプロセッサによるディジタル制御で実現する場合は、同じマイクロプロセッサに電子制御部60の機能を含めることも可能である。
また、ここでは、リアクトルと直列接続する双方向電子スイッチに、自己消弧型半導体素子であるIGBT素子を用いる場合について説明したが、FETなど、その他の自己消弧型半導体素子を用いても良い。
本発明の非接触給電装置は、高周波電源であるインバータを安全、且つ、効率的に運転することが可能であり、電気自動車等の各種移動体への給電や、コードレス電話機、電気シェーバ等の給電に広く使用することができる。
3 インバータ
4 高周波トランス部
10 リアクトル
11 IGBTモジュール
12 IGBTモジュール
20 インバータ制御回路
30 ゼロクロス回路
51 整流器
52 インバータ
53 一次側コイル(送電コイル)
54 二次側コイル(受電コイル)
55 整流器
60 電子スイッチ制御部
61 NOT回路
70 位相比較回路
71 コンパレータ
72 コンパレータ
73 排他的論理和回路
80 ゲート信号作成部
81 直流電圧発生回路
82 ゲート信号作成回路
811 デジタルローパスフィルタ
812 PI処理部
821 のこぎり波発生回路
822 加算器
823 切替回路
824 比較器

Claims (9)

  1. 非接触給電トランスの一次側に接続された高周波信号を生成するインバータと、
    前記インバータの出力に並列に接続された、リアクトル及び電子スイッチの直列接続回路と、
    前記非接触給電トランスの一次側に接続されたコンデンサと、
    前記電子スイッチのオンオフを制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、前記インバータのゲート駆動信号と前記インバータの出力電流の位相信号とに基づいて前記電子スイッチのオンオフを制御し、前記インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相より進まないように、前記直列接続回路に流れる電流を調整することを特徴とする非接触給電装置。
  2. 請求項1に記載の非接触給電装置であって、前記電子スイッチが、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体素子を、逆方向に二つ直列に接続して構成されることを特徴とする非接触給電装置。
  3. 請求項2に記載の非接触給電装置であって、前記制御部は、前記二つの自己消弧型半導体素子に対し、前記ゲート駆動信号と周期が同一であって位相が所定量ずれた信号を与えて、前記二つの自己消弧型半導体素子を交互にオンオフさせることを特徴とする非接触給電装置。
  4. 請求項3に記載の非接触給電装置であって、前記制御部は、前記インバータの出力電流の位相が出力電圧の位相と略一致するように前記二つの自己消弧型半導体素子のオンオフを制御することを特徴とする非接触給電装置。
  5. 請求項2から4のいずれかに記載の非接触給電装置であって、前記自己消弧型半導体素子がIGBTまたはFETであることを特徴とする非接触給電装置。
  6. 請求項2に記載の非接触給電装置であって、前記ダイオードが前記自己消弧型半導体素子のボディダイオードであることを特徴とする非接触給電装置。
  7. 請求項2に記載の非接触給電装置であって、前記ダイオードが前記自己消弧型半導体素子に外付けされていることを特徴とする非接触給電装置。
  8. 請求項1に記載の非接触給電装置であって、前記インバータが、フルブリッジインバータまたはハーフブリッジインバータであることを特徴とする非接触給電装置。
  9. 請求項1に記載の非接触給電装置であって、前記コンデンサが、前記非接触給電トランスの一次側コイルに直列に接続され、前記非接触給電トランスの二次側コイルには、コンデンサが並列に接続されていることを特徴とする非接触給電装置。
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