JP2013251974A - 非接触給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非接触給電における送電効率を向上させる非接触誘電装置を提供する。
【解決手段】少なくとも磁気的結合によって送電コイルと受電コイルとの間で、非接触で電力を供給する非接触給電装置において、複数のスイッチング素子１５ａ〜１５ｄを有し、電源からの電力を変換し送電コイルに供給するインバータ１５と、インバータ１５の出力電流を検出するインバータ出力電流検出手段と、出力電流に応じて、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅を設定し、インバータ１５を制御するインバータ制御手段とを備え、インバータ制御手段は、出力電流に含まれる基本波成分の電流の出力電流に対する割合を示す有効電流割合を所定の有効電流割合より高くするパルス幅を設定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、非接触給電装置に関するものである。

インバータを備え、該インバータの駆動により生成した交流電流を給電線へ非接触で出力する給電装置において、給電線の電流値を検出する電流検出器と、電流検出器が検出した電流値及び給電線へ出力する目標電流値に基づきインバータが具備するスイッチング素子をオン／オフするパルス信号のパルス幅を制御する制御回路とを備え、インバータへ入力するゲート信号のパルス幅を１２０°にすることで、インバータより出力される電圧のうち第３高調波電圧を抑制するものが知られている（特許文献１）。

特開２００２−２７２１２７号公報

しかしながら、第３高調波電圧を抑制したとしても、他の高調波が増加することで、非接触給電における送電効率が低くなるという問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、非接触給電における送電効率を向上させる非接触誘電装置を提供することである。

本発明は、インバータの出力電流に含まれる基本波成分の電流の当該出力電流に対する割合を示す有効電流割合を所定の有効電流割合より高くするよう、インバータの出力電圧の目標値のパルス幅を設定することによって上記課題を解決する。

本発明は、インバータの出力電流のうち、送電に有効な基本波成分の電流の割合が増加するため、高調波成分による損失を下げることができ、その結果として送電効率を向上させることができる。

本発明の実施形態に係る非接触給電装置のブロック図を示す 図１の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図ａ）と、斜視図ｂ）、ｃ）である。 図１の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図ａ）と、斜視図ｂ）、ｃ）である。 図２ａ，２ｂに示すＸ軸方向およびＺ軸方向に対する結合係数の変化の特性を示すグラフである。 図２ａ，２ｂに示す一次巻線と二次巻線との距離（Ｌ）に対する結合係数の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御部を説明するためのブロック図である。 図１の非接触給電装置における、周波数に対するインピーダンス特性を示すグラフである。 図１のインバータの出力電圧の特性を示すグラフである。 図７に示す出力電圧のうち、各次数成分の電圧を示すグラフである。 図１のインバータの出力電圧の特性を示すグラフである。 図１のインバータの出力電圧について、基本波に対する各次数成分の割合を示すグラフである。 図１のインバータの出力電流について、オフ期間に対する有効電流割合の特性を示すグラフである。 図１のインバータ制御部の制御手順を示すフローチャートである。 本例及び比較例の結合係数に対する負荷電力特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 図１４のインバータ制御部の制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 図１７のインバータ制御部の制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 図１９のインバータ制御部の制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 図１９の非接触給装置のコントローラの制御手順を示すフローチャートである。 図２２のステップ６５の制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 図２４の非接触給装置のコントローラの制御手順を示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る非接触給装置のブロック図である。 図２６の非接触給装置のコントローラの制御手順を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
発明の実施形態に係る非接触給電装置の一例として、電気自動車等の車両用電池及び電力負荷と共に用いられる非接触給電装置を説明する。

図１は、非接触給電装置のブロック図を示している。本実施の形態に係る非接触給電装置は、高周波交流電源部１０と、高周波交流電源回路１０から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部２０と、非接触給電部２０により電力が供給される負荷部３０と、高周波交流電源部１０を制御するコントローラ１００を備えている。

高周波交流電源部１０は、（商用周波数の）三相交流電源１１と、三相交流電源１１に接続され、三相交流を直流に整流する整流器１２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣ ＣＯＮＶ）１３と、平滑コンデンサ１４と、インバータ１５とを備えている。整流器１２は、三相交流を整流して直流にする回路であり、ダイオード１２ａとダイオード１２ｂ、ダイオード１２ｃとダイオード１２ｄ、及び、ダイオード１２ｅとダイオード１２ｆを三並列に接続し、それぞれの中間接続点に三相交流電源１１の出力を接続する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、直流電圧のレベルを調整するための昇圧チョッパ回路で構成されており、トランジスタ１３ａと、ダイオード１３ｂ、１３ｃと、コイル１３ｄとを有している。トランジスタ１３ａ及びダイオード１３ｂは互いに逆並列に接続されている。そして、トランジスタ１３ａ及びダイオード１３ｂの並列回路の一端は、整流器１２に接続され、他端はダイオード１３ｃのカソード及びコイル１３ｄに接続されている。ダイオード１３ｃは、高周波交流電源部１０の一対の電源ラインの間に接続され、アノードが低電位側の電源ラインに、カソードが高電位側の電源ラインに接続されている。また、コイル１３ｄは高電位側の電源ラインに接続されている。そして、トランジスタ１３ａがコンバータ制御部４０の制御信号に基づき、オン状態及びオフ状態を切り替えることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は直流電圧を調整する。

インバータ１５は、ＭＯＳＦＥＴのパワートランジスタ等にダイオードを逆並列に接続するスイッチング素子１５ａと同様のスイッチング素子１５ｂとの直列回路及び同様のスイッチング素子１５ｃとスイッチング素子１５ｄとの直列回路を並列に接続し、平滑コンデンサ１４を介して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３に接続されている。そして、スイッチング素子１５ａとスイッチング素子１５ｂとの中間接続点及びスイッチング素子１５ｃとスイッチング素子１５ｄとの中間接続点が、それぞれ非接触給電部２０の一次側である送電回路部２１に接続される。電圧型インバータ１５は、非接触給電部２０に数ｋ〜１００ｋＨｚ程度の交流電力を供給する。

非接触給電部２０は、トランスの入力側である送電回路部２１と、トランスの出力側である受電回路部２２を有する。送電回路部２１は、一次巻線２０１と、一次巻線２０１に並列に接続されるコンデンサ（Ｃ_１ｐ）２０２とを有し、受電回路部２２は、二次巻線２０３と、二次巻線２０３に並列に接続されるコンデンサ（Ｃ_ｐ２）２０４とを有する。そして、二次巻線２０３及び二次巻線２０４は空間を空けて配置されるトランスであって、これらの巻線間で、非接触で磁気的な結合により、電力が供給される。

負荷部３０は、非接触給電部２０より供給される高周波の交流電力を直流に整流する整流器３１と、整流器３１に接続される負荷３２とを有する。整流器３１は、ダイオード３１ａとダイオード３１ｂ、及び、ダイオード３１ｃとダイオード３１ｄを並列に接続し、それぞれの中間接続点に受電回路部２２の出力を接続する。そして、整流器３１の出力を負荷３２に接続する。

コントローラ１００は、非接触給電装置の全体を制御する制御部であり、コンバータ制御部４０とインバータ制御部５０を有している。コンバータ制御部４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のスイッチング素子１３ａのオン状態及びオフ状態を切り替えることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御する。インバータ制御部５０は、インバータ１５に含まれるスイッチング素子１５ａ〜１５ｄのオン状態及びオフ状態を切り替えることで、インバータ１５を制御する。

次に、図２ａ、図２ｂ、図３及び図４を用いて、図１に示す非接触給電装置を車両と駐車場に備える場合、一次巻線２０１と二次巻線２０３の結合係数（κ）について、説明する。

本例は、二次巻線２０３を含む受電回路部２２及び負荷部３２を例えば車両に備え、一次巻線２０１を含む送電回路部２１及び高周波交流電源１０を地上側として例えば駐車場に備える。電気自動車の場合、負荷３２は、例えば二次電池に対応する。二次巻線２０３は、例えば車両のシャシに備えられる。そして、当該二次巻線２０３が一次巻線２０１の上になるよう、車両の運転手が当該駐車場に駐車し、電力が一次巻線２０１から二次巻線２０３に供給され、負荷３２に含まれる二次電池が充電される。

図２ａ及び図２ｂは、一次巻線２０１及び二次巻線２０３が対向した状態を示す平面図ａ）と、斜視図ｂ），ｃ）である。図２ａ及び図２ｂにおいて、Ｘ軸及びＹ軸は、一次巻線２０１及び二次巻線２０３の平面方向を示し、Ｚ軸は高さ方向を示す。なお、本説明のために、一次巻線２０１及び二次巻線２０３は共に同じ円形形状とされているが、本例は必ずしも円形にする必要はなく、また一次巻線２０１と二次巻線２０３とを同一の形状にする必要もない。

いま、図２ａに示すように、平面方向であるＸ軸、Ｙ軸方向において、二次巻線２０３が一次巻線２０１に合致するように車両が駐車場に駐車されればよいが、運転者の技量により、図２ｂに示すように、一次巻線２０１と二次巻線２０３との相対的な位置が、平面方向において、ずれてしまうことがある。また、車両の高さは、車両の種類や積荷量によって異なるため、一次巻線２０１と二次巻線２０３との高さ方向Ｚの距離は車高によっても異なる。

高周波交流電源６から一次巻線２０１に供給される電力を一定にした場合に、二次巻線２０３により受電される電力の効率は、二次巻線２０３が一次巻線２０１に合致する状態（図２ａの状態に相当）が最も高く、二次巻線２０３の中心点が一次巻線２０１の中心点から遠くなると低くなってしまう。

図３は、図２ａ，２ｂに示すＸ軸方向（Ｙ軸方向）およびＺ軸方向の二次巻線２０３に対する、結合係数の変化を示す。なお結合係数（κ）はコイルの結合状態を表す物理的な変数である。図３に示すように、一次巻線１の中央と二次巻線２の中央が一致する場合、一次巻線１と二次巻線２との間の漏れ磁束は少なく、図３のＸ軸の値がゼロに相当し、結合係数κは大きくなる（例えば、κ＝０．８）。一方、図２ａに対して図２ｂに示すように、一次巻線１と二次巻線２との位置がＸ軸方向にずれると（あるいはＺ軸方向の高さが変わると）、漏れ磁束が多くなり、図３に示すように、結合係数κは小さくなる（例えば、κ＝０．１）。

図４は、一次巻線２０１と二次巻線２０３との距離（Ｌ）に対する結合係数の特性を示すグラフである。ただし、距離（Ｌ）は、式（１）より示される。

図４に示すように、距離（Ｌ）が大きくなると、漏れ磁束が多くなるため、結合係数（κ）は小さくなる。

次に、図５を用いて、インバータ制御部５０の構成を説明する。図５は、非接触給電装置の一部の構成を示すブロック図である。なお、図５では、図示を簡素化するために、三相交流電源１１等の構成を省略している。またコンバータ制御部４０の構成も省略している。図５において、一次側の共振回路は、一次巻線２０１との間で共振回路を形成する回路であって、コンデンサ２０２に相当する。また、二次側の共振回路は、二次巻線２０３との間で共振回路を形成する回路であって、コンデンサ２０４に相当する。なお、共振回路の回路構成は、一次巻線２０１とコンデンサ２０２との並列回路、若しくは、二次巻線２０３とコンデンサ２０４との並列回路以外の回路により形成されてもよい。

高周波交流電源部１０は、インバータ１５の出力電流を検出する電流センサ１６を有している。電流センサ１６は、インバータ１５と送電回路部２１との間で、インバータ１５の出力側の電源ラインに接続されている。電流センサ１６の検出値は、インバータ制御部５０に入力される。

インバータ制御部５０は、電流基本波演算部５１と、有効電流割合演算部５２と、パルス幅演算部５３と、パルス幅設定部５４と、スイッチング信号生成部５５とを有している。電流基本波演算部５１は、電流センサ１６の検出電流に含まれる基本波成分の電流を演算する。電流基本波演算部５１は演算した基本波成分の電流を有効電流割合演算部５２に出力する。

有効電流割合演算部５２は、電流センサ１６の検出電流と、電流基本波演算部５１により演算された基本波成分の電流とを用いて、有効電流割合を演算する。有効電流割合は、インバータ１５の出力電流のうち基本波成分の電流の、出力電流に対する割合を示す。後述するように、インバータ１５の出力電流は、基本波成分の電流と、基本波成分以外の電流（主に高調波成分の電流）を含んでおり、有効電流割合は、基本波成分の電流に基本波成分以外の電流を加えた電流（インバータ１５の出力電流に相当）に対する、基本波成分の電流の割合を示している。有効電流割合演算部５２は、演算した有効電流割合をパルス幅演算部５３に出力する。

パルス幅演算部５３は、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅を演算する。本例では、インバータ１５の出力電圧の波形が、オフ期間（出力電圧がゼロに近い状態の期間）を含んだ方形波の形になるように、インバータ１５の出力電圧の目標値を設定している。そして、パルス幅演算部５３は、インバータ１５の出力電圧の目標値のうち、パルスを形成する部分のパルス幅を演算する。言い換えると、パルス幅演算部５３は、インバータ１５の出力電圧の目標値のうち、オフ期間を除いた時間を、パルス幅として演算する。また、パルス幅演算部５３は、有効電流割合を最も高くするパルス幅を演算する。なお、インバータ１５の出力電圧の目標値の波形及び当該波形と有効電流割合との関係については後述する。

パルス幅設定部５４は、インバータ１５の出力電圧の目標値パルス幅を設定し、設定したパルス幅を示す制御信号をスイッチング信号生成部５５に送信する。スイッチン信号生成部５５は、パルス幅設定部５４で設定されたパルス幅をもつ出力電圧の目標値を、インバータ１５から出力させるためのスイッチング素子１５ａ〜１５ｄのスイッチング信号を生成する。そして、スイッチング信号生成部５５は、生成したスイッチング信号をインバータ１５に送信して、スイッチング素子１５ａ〜１５ｄを制御する。

後述するように、有効電流割合は、スイッチング信号のパルス幅の大きさに応じて異なる。そのため、本例は、パルス幅設定部５４によりパルス幅を変化させつつ（スイープさせつつ）、有効電流割合演算部５２で、設定されたパルス幅に応じた有効電流割合をパルス幅毎に演算する。そして、パルス幅演算部５３は、パルス幅設定部５４で設定された各パルス幅と、有効電流割合演算部５２で演算された当該パルス幅にそれぞれ対応する各有効電流割合とを評価することで、有効電流割合を最も高くするパルス幅を、最適なパルス幅として演算する。そして、パルス幅設定部５４は、当該最適なパルス幅を、スイッチング信号のパルス幅として設定する。

ここで、インバータ出力電流の基本波成分及び高調波成分の電流と、非接触給電部２０の送電効率との関係について説明する。非接触給電の原理は、一次巻線２０１に電流を流して磁界を発生させて、その磁界を二次巻線２０３が受け取り電流を発生させ、負荷３２でエネルギーを受け取るというものである。この際、非接触での給電効率を高めるために、本例では図５に示すように、送電側と受電側に共振回路を形成している。

図６に、高周波交流電源部１０から見た非接触給電部２０のインピーダンス（Ｚ）特性を示す。グラフａは周波数に対するインピーダンスの絶対値特性を示し、グラフｂは位相特性を示す。周波数（ｆ_０）は共振周波数を示す。

図６に示すように、高周波交流電源１０は、共振周波数（ｆ_０）で最も効率よく電流を流すことができる。そのため、インバータ１５の出力電流を、周波数（ｆ_０）の交流電流のみにすることができれば、送電効率は最も高くなる。しかしながら、高効率で大きな電力を供給できる電源として、インバータ１５が用いられるが、インバータ１５は特性上、図７に示すような方形波の電圧を出力する。図７は、インバータ１５の駆動電圧の時間特性を示すグラフである。なお、図７では、インバータ１５の出力電圧を方形波で示しているが、実際には、直列接続されたスイッチング素子間の短絡を防止させることによる、デットタイム（微小なオフ期間）がある。

図７に示すように、インバータ１５の出力電圧は方形波の波形で出力されるため、インバータ１５の出力には、基本波周波数（ｆ_０）の電圧以外に、高次の電圧が発生する。

図８は、インバータ１５の出力電圧を説明するためのグラフであり、ある時間の出力電圧であって、基本波周波数、３次周波数、５次周波数及び７次周波数の電圧を示す。すなわち、図８に示すように、基本波周波数の電圧だけではなく、高次の周波数の電圧が発生している。そして、高調波成分の電圧の発生に伴って、電流の高調波も高周波交流電源部１０から出力されるため、効率が下がってしまう。また、送電効率が低い状態で、負荷３２への出力電力を上げようとするには、インバータの出力電流を上げなければならず、インバータの電流出力容量を増加させなければならない。そのため、本例では、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅を最適化し、当該パルス幅の目標値に応じたスイッチング信号でインバータ１５を制御することで、非接触給電部２０の送電効率を高める。

次に、インバータ１５の出力電圧のパルス幅とインバータ１５の出力電流との関係を、図９〜図１１を用いて説明する。図９は、インバータ１５の出力電圧の時間特性を示すグラフであり、グラフａはパルス幅の変更後の特性を示し、グラフｂはパルス幅の変更前の特性であり図７の特性に相当する。図１０は、オフ期間を変化させた場合は、基本波成分を１００％とした時の、基本波に対する各次数成分の割合を示すグラフである。

本例では、方形波の出力電圧（図９のグラフｂ）に対して、出力電圧のレベルが切り替わるタイミングの前後にオフ期間（α）が設けられるように、インバータ１５の出力電圧の目標値を設定する。そして、図９に示すような、オフ期間を含んだ、インバータ１５の出力電圧の波形を式で表すと、式（２）のようになる。

ただし、ｎは次数、Ｖ_ｄｃはインバータ１５の入力電圧、ｔは時間、αはオフ期間を示す。

式（２）で示されるように、オフ期間（α）を変えることで、インバータ１４の各次数成分の出力電圧が変わることが分かる。そして、パルス幅を変えることで、オフ期間（α）を変えると、インバータ１５の出力電圧の各次数成分の割合は、図１０に示すように変化する。

すなわち、基本波成分以外の高次成分の割合を小さくするように、インバータ出力電圧の目標値のパルス幅（オフ期間（α））を設定することで、インバータ１５の出力電流に対する基本波成分の電流の割合（有効電流割合）を高めることができるため、送電効率を高めることができる。

以下、本発明のインバータ制御部５０の制御について説明する。インバータ制御部５０には、インバータ１５の出力電圧のパルス幅に応じた有効電流割合を算出するために複数のパルス幅が予め設定されており、インバータ制御部５０は、複数のパル幅（オフ期間（α））を変化させつつ、有効電流割合を演算する。まず、パルス幅設定部５４は、設定可能な複数のパルス幅から、初期値のパルス幅を設定する。初期値のパルス幅は、例えば図９に示す方形波のうち、オフ期間を５（ｄｅｇ）とし、残りの期間をパルス幅に設定する。

スイッチング信号生成部５５は、パルス幅設定部５４で設定された初期値のパルス幅をもった波形を、インバータ１５の出力電圧の目標値に設定し、インバータ１５の出力電圧が当該目標値になるように、スイッチング信号を生成し、インバータ１５の各スイッチング素子１５ａ〜１５ｄに送信する。電流センサ１６は、当該スイッチング信号で駆動されたインバータ１５の出力電流を検出し、検出電流を電流基本波演算部５１及び有効電流割合演算部５２に送信する。

電流基本波演算部５１は、電流センサ１６の検出電流から、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流を演算する。基本波成分の電流の演算について、電流基本波演算部５１は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による演算することにより、または、電流センサ１６の検出電流の周波数成分うち基本波以外の高調波成分をカットするフィルタに通すことにより、基本波成分の電流を演算する。

有効電流割合演算部５２は、電流センサ１６の検出電流に対する、電流基本波演算部５１で演算された基本波成分の電流の割合（有効電流割合）を演算し、演算結果をパルス幅演算部５３に送信する。パルス幅演算部５３は、パルス幅設定部５４で設定された初期値のパルス幅と、有効電流割合演算部５２で演算された有効電流割合とを対応させつつ、メモリに保存する。

初期値のパルス幅の下で、有効電流割合を演算した後に、パルス幅設定部５４は、初期値のパルス幅より短いパルス幅を設定する。すなわち、パルス幅設定部５４は、段階的にパルス幅を短くするように制御する。パルス幅の変化量は、例えば５（ｄｅｇ）とする。なお、パルス幅を短くすると、オフ期間は長くなる。

スイッチング信号生成部５５は、初期値のパルス幅（例えばオフ期間を５（ｄｅｇ）に設定したパルス幅に相当する。）と同様に、設定されたパルス幅（例えばオフ期間を１０（ｄｅｇ）に設定したパルス幅に相当する。）に基づいて、スイッチング信号を生成し、各スイッチング素子１５ａ〜１５ｄに送信することで、インバータ１５を制御する。

電流基本波演算部５１は、電流センサ１６の検出電流から基本波成分の電流を演算し、有効電流割合演算部５２に送信する。有効電流割合演算部５２は、初期値のパルス幅から変更された後のパルス幅に対応する、有効電流割合を演算する。

パルス幅演算部５３は、メモリに保存されている、初期値のパルス幅に対応する有効電流割合と、有効電流割合演算部５２で演算された有効電流割合とを比較し、パルス幅を変更することで、有効電流割合が増加しているか否かを判定する。演算された有効電流割合がメモリに保存された有効電流割合未満である場合には、パルス幅演算部５３は、パルス幅を変更することで有効電流割合をより高められると判断して、メモリ値を、演算された有効電流割合に更新する。そして、パルス幅設定部５４は、設定したパルス幅を、さらに短くして、新たなパルス幅を設定する。また、スイッチング信号生成部５５、電流基本波演算部５１及び有効電流割合演算部５２は、新たに設定されたパルス幅に基づいて、上記と同様の制御を行う。パルス幅演算部５３は、演算された有効電流割合がメモリに保存された有効電流割合以下になるまで、上記制御を繰り返し行う。

一方、演算された有効電流割合がメモリに保存された有効電流割合以下になると、パルス幅演算部５３は、これ以上パルス幅を短くしても有効電流割合の増加はないと判断し、メモリに保存されている有効電流割合が最も高い有効電流割合であり、メモリに保存されている有効電流割合に対応するパルス幅が、送電効率を高めるための最適なパルス幅であると、判断する。

図１１に、オフ期間に対する有効電流割合の特性のグラフを示す。図１１に示すように、初期値のパルス幅に相当するオフ期間（５（ｄｅｇ））から、オフ期間を徐々に長くなるようにパルス幅を変化させると、有効電流割合は徐々に増加する。そして、オフ期間がα_Ａになると、有効電流割合は最大値（Ｉｍ）となる。そのため、図１１の例では、最適なパルス幅は、オフ期間α_Ａと対応するパルス幅となる。

そして、インバータ１５の出力電圧がパルス幅演算部５３で設定された最適なパルス幅をもつ目標値になるよう、インバータ制御部５０はインバータ１５を制御し、コントローラ１００は、負荷３２への給電制御を行う。これにより、有効電流割合が最も高くなる、最適なパルス幅を設定することができる。

次に、図１２を用いて、インバータ制御部５０の制御手順を説明する。図１２はインバータ制御部５０の制御手順を示すフローチャートである。

ステップ１１にて、パルス幅設定部５４は、パルス幅を設定し、スイッチング信号生成部５５は、設定されたパルス幅の出力電圧がインバータ１５から出力されるように、スイッチング信号を生成し、インバータ１５を制御する。ステップ１２にて、電流基本波演算部５１は、電流センサ１６の検出電流から、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流を演算する。

ステップ１３にて、有効電流割合演算部５２は、電流基本波演算部５１で演算された基本波成分の電流と、電流センサ１６の検出電流とを用いて、有効電流割合（Ｉａ）を演算する。ステップ１４にて、パルス幅演算部５３は、演算された有効電流割合（Ｉａ）とメモリに保存されている有効電流割合（Ｉｓ）とを比較し、有効電流割合（Ｉａ）が有効電流割合（Ｉｓ）以下であるか否かを判定する。

有効電流割合（Ｉａ）が有効電流割合（Ｉｓ）以下でない場合には、パルス幅演算部５３は、メモリに保存されているメモリ値（Ｉｓ）を、演算された有効電流割合（Ｉａ）に更新する。一方、有効電流割合（Ｉａ）が有効電流割合（Ｉｓ）以下である場合には、パルス幅演算部５３は、メモリに保存されているメモリ値（Ｉｓ）を、最も高い有効電流割合として判断し、パルス幅設定部５４は、最も高い有効電流割合に対応するパルス幅を最適パルス幅に設定する。

図１３に、結合係数（κ）に対する負荷電力の特性を示すグラフである。グラフａは本例の特性を示し、グラフｂは比較例の特性を示す。なお、図１３では、本例及び比較例共に、同容量のインバータを利用し、インバータの電圧または電流が容量に達した時の、負荷３２に供給される負荷電力を測定している。ただし、本例では、各結合係数に応じて、上記のように最適なパルス幅が設定されるが、従来例では、パルス幅は固定され、また、オフ期間をもっていない（図９のグラフｂに相当）。これにより、本例では、結合係数に応じて最適なパルス幅を設定することで、比較例より、負荷電力が向上させることできる。

上記のように、本例は、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流の、当該出力電流に対する割合を示す有効電流割合に応じて、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅を設定する。これにより、インバータ１５の出力電流のうち、送電に有効な基本波成分の電流の割合が増加するため、高調波成分による損失を下げることができ、その結果として送電効率を向上させることができる。また、有効電流割合を高めるパルス幅をもった出力電圧を、インバータ１５の出力電圧の目標値とし、インバータ１５が駆動されるため、インバータ１５の能力を最大限活用でき、負荷３２での出力を向上させることができる。

また本例は、パルス幅に応じて有効電流割合を演算し、演算された有効電流割合のうち最大の有効電流割合に対応するパルス幅を、インバータ１５の出力電圧のパルス幅に設定する。これにより、有効電流割合が最大になるパルス幅を抽出し、当該パルス幅でインバータ１５を制御するため、インバータ１５の能力を最大限活用しつつ、送電効率を高め、負荷３２での出力を向上させることができる

なお、本例では、複数のパルス幅に応じて有効電流割合を演算し、演算された有効電流割合のうち最大の有効電流割合に対応するパルス幅を、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅に設定したが、有効電流割合を所定の有効電流割合より高くするパルス幅をンバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅に設定してもよい。例えば、パルス幅演算部５３には、非接触給電の給電効率の下限値を示す閾値として、所定の有効電流割合閾値が予め設定されている。有効電流割合演算部５２は、パルス幅設定部５４で設定されたパルス幅に応じて、有効電流割合を演算し、パルス幅演算部５３は演算された有効電流割合と有効電流割合閾値を比較する。そして、インバータ制御部５０は、有効電流割合閾値以上の有効電流割合に対応するパルス幅を、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅に設定し、インバータ１５を制御する。これにより、本例は、有効電流割合を所定の有効電流割合閾値より高くするパルス幅を、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅に設定し、インバータ１５を制御するため、送電効率を向上させることができる。

なお、本例において、インバータ制御部５０による最適パルス幅を設定する制御は、例えば、非接触給電装置の起動時に行えばよい。有効電流割合が最も高くなるパルス幅は、一次巻線２０１及び二次巻線２０３との間の結合係数に応じて異なる。そして、結合係数は、一次巻線２０１を備えた駐車スペースに対して、二次巻線２０３を備えた車両が駐車する度に異なる値となる。そのため、非接触給電装置の起動時に、本例の制御を行うことで、一次巻線２０１に対する二次巻線２０３の位置に応じて、有効電流割合を最も高くする、最適なパルス幅を設定することができる。これにより、本例は、結合係数に応じて、最適なパルス幅を設定し、送電効率を高めることができる。

また、本例の非接触給電装置は、結合係数を検出する検出部（図示しない）を設け、当該検出部により、結合係数が変化した時に、上記の最適パルス幅を設定する制御を行えばよい。結合係数を検出する検出部は、例えば、一次巻線２０１に対する二次巻線２０３の位置を検出する位置センサ、又は、二次側の受電電力を検出するセンサにより構成し、コイルの位置の変化、または、充電電力の変化から、結合係数の変化を検出すればよい。

上記の一次巻線２０１が「送電コイル」に相当し、二次巻線２０３が「受電コイル」に相当し、電流センサ１６が本発明の「インバータ出力電流検出手段」に相当し、インバータ制御部５０が本発明の「インバータ制御手段」に相当する。

《第２実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のインバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、インバータ制御部５０の一部の構成及びセンサ１７を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。なお、図１４は、図５と同様に、非接触給電装置の一部を簡略及び省略して図示している。

負荷部３０は、負荷３２へ供給される負荷電力を検出するためのセンサ１７を有している。センサ１７は電圧センサ又は電流センサにより構成される。インバータ制御部５０は、有効電流演算部５２と、パルス幅演算部５３と、パルス幅設定部５４と、スイッチング信号生成部５５とを有している。パルス幅演算部５３、パルス幅設定部５４及びスイッチング信号生成部５５の構成及び制御は、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

有効電流割合演算部５２は、電流センサ１６の検出電流と、センサ１７により検出される負荷電力とを用いて、有効電流割合を演算する。本例では、インバータ１０の駆動周波数（基本波成分の周波数）を、非接触給電部２０のインピーダンス（Ｚ）の共振周波数に設定して給電を行うことで、送電効率を高めている。そして、図６に示すインピーダンス特性により、共振周波数と異なる周波数では、送電効率が低く、負荷３２に受電される電力は、基本波成分を多く含むため、負荷電力の成分は基本波成分の周波数に相当する。

そのため、有効電流割合演算部５２は、基本波成分を含む負荷電力と、基本波成分及び高調波成分を含んでいる電流センサ１６の検出電流との割合を演算することで、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流の当該出力電流に対する割合と、等価な割合を有効電流割合として演算する。そして、有効電流割合演算部５２は、演算した有効電流割合を、パルス幅演算部５３に出力する。

次に、図１５を用いて、インバータ制御部５０の制御手順を説明する。図１５はインバータ制御部５０の制御手順を示すフローチャートである。図１５に示すステップのうち、ステップ２１、２３〜２５は、図１２に示すステップ１１、１４〜１６と同様の制御であるため、説明を省略する。

ステップ２１の制御処理後、ステップ２２にて、有効電流割合演算部５２は、電流センサ１６の検出電流と、センサ１７で検出された負荷電力とを用いて、有効電流割合（Ｉａ）を演算する。

上記のように、本例は、センサ１７で検出される負荷電力と電流センサ１６の検出電流から有効電流割合を演算し、インバータ１５を制御する。これにより、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流の導出演算が不要になるため、より短時間に有効電流割合を演算し、給電効率を高めるパルス幅を設定することができる。

上記のセンサ１７が本発明の「負荷電力検出手段」に相当する。

《第３実施形態》
図１６は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のインバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、インバータ制御部５０の一部の構成及び電流センサ１８を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１、第２実施形態の記載を適宜、援用する。なお、図１６は、図５と同様に、非接触給電装置の一部を簡略及び省略して図示している。

送電回路部２１は、一次巻線２０１に流れる電流を検出するための電流センサ１８を有している。電流センサ１８は、一次巻線２０１に接続されている。インバータ制御部５０は、有効電流演算部５２と、パルス幅演算部５３と、パルス幅設定部５４と、スイッチング信号生成部５５とを有している。パルス幅演算部５３、パルス幅設定部５４及びスイッチング信号生成部５５の構成及び制御は、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

有効電流割合演算部５２は、電流センサ１６の検出電流と、電流センサ１８の検出電流とを用いて、有効電流割合を演算する。本例では、インバータ１５の駆動周波数と、送電回路部２１及び受電回路部２２の共振周波数を一致させることで、送電効率を高めているため、一次巻線２０１に流れる電流の周波数成分は、基本波成分を多く含んでいる。そのため、電流センサ１８で検出される電流は、有効電流割合を演算する際の基本波成分の電流に相当する。

そして、有効電流割合演算部５２は、基本波成分を含む電流センサ１８の検出電流と、基本波成分及び高調波成分を含んでいる電流センサ１６の検出電流との割合を演算することで、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流の当該出力電流に対する割合と、等価な割合を有効電流割合として演算する。そして、有効電流割合演算部５２は、演算した有効電流割合を、パルス幅演算部５３に出力する。

上記のとおり、本例は電流センサ１６の検出電流と電流センサ１８の検出電流から有効電流割合を演算し、インバータ１５を制御する。これにより、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流の導出演算が不要になるため、より短時間に有効電流割合を演算し、給電効率を高めるパルス幅を設定することができる。

上記の電流センサ１８が本発明の「送電コイル電流検出手段」に相当する。

《第４実施形態》
図１７は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のインバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、インバータ制御部５０の一部の構成及び電圧センサ１９を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第３実施形態の記載を適宜、援用する。なお、図１７は、図５と同様に、非接触給電装置の一部を簡略及び省略して図示している。

高周波交流電源部１０は、インバータ１５の出力電圧を検出するための電圧センサ１９を有している。電圧センサ１９はインバータ１５と送電回路部２１との間で、インバータ１５の出力側に接続されている。インバータ制御部５０は、パルス幅演算部５３と、パルス幅設定部５４と、スイッチング信号生成部５５と、電圧高調波演算部５６と、電流高調波演算部５７と、インピーダンス演算部５８とを有している。スイッチング信号生成部５５の構成及び制御は、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

パルス幅設定部５４は、パルス幅演算部５３で最適なパルス幅を演算するための初期値のパルス幅として、オフ期間（α）をゼロにしたパルス幅を設定し、設定したパルス幅を示す制御信号をスイッチング信号生成部５５に送信する。

電圧高調波演算部５６は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による演算することにより、または、電圧センサ１９の検出電圧を、基本波成分をカットするフィルタに通すことにより、高調波成分である各次数成分の出力電圧を演算する。電流高調波演算部５７は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による演算することにより、または、電流センサ１６の検出電流を、基本波成分をカットするフィルタに通すことにより、高調波成分である各次数成分の出力電圧を演算する。

インピーダンス演算部５８は、電圧高調波演算部５６により演算された各次数成分の出力電圧（Ｖｎ）及び電圧高調波演算部５６により演算された各次数成分の出力電流（Ｉｎ）から各次数成分のインピーダンス（Ｚｎ＝Ｖｎ／Ｉｎ）の絶対値を演算する。

ここで、インピーダンス演算部５８で演算されるインピーダンスと、インバータ１５の出力電流及び出力電圧の各次数成分との関係について、説明する。パルス幅設定部５４により、オフ期間（α）のパルス幅が設定されると、インバータ１５の出力電圧は、上述のとおり、式（２）で表される。また、インバータ１５の出力側からみた非接触給電装置のインピーダンスをＺｎとすると、インバータ１５の各次数の出力電流は、Ｖｎ／Ｚｎで表される。そして、式（２）で表されるインバータ１５の出力電圧の関係式を代入すると、インバータ１５の出力電流のピーク値（Ｉ（ｎ）_ｐｋ）は、以下の式（３）で表される。

なお、式（３）の関係式は、各次数成分の出力電流のピーク値における関係式を表しているため、式（２）の時間成分は省略されている。

式（３）により、各次数成分のインピーダンス（Ｚｎ）が演算されれば、オフ期間（α）に応じた、各次数成分の電流値を演算することができる。そのため、本例では、演算上でパルス幅（オフ期間（α））を変化させつつ、各次数成分の電流値を評価することで、有効電流割合を最大にするパルス幅を演算する。

パルス幅演算部５３は、式（３）で示される、インピーダンス、オフ期間（α）及び各次数成分の出力電流のピーク値の関係を示したテーブルを有している。式（３）のうち、インバータ１５の入力電圧は、三相交流電源部１０の出力電圧及びコンバータ１２の駆動条件から導出される。そのため、パルス幅演算部５３は、インピーダンス演算部５８で演算されたインピーダンスと、演算上で設定されたパルス幅（オフ期間（α））とを用いて、上記のテーブルを参照しつつ、各次数成分の出力電流のピーク値を演算する。また、パルス幅演算部５３は、パルス幅（オフ期間（α））を演算上で変化させつつ、この演算を繰り返すことで、各パルス幅に対応させつつ、各次数成分の出力電流のピーク値をそれぞれ演算する。そして、パルス幅演算部５３は、複数のパルス幅に対応したそれぞれの各次数成分の出力電流のピーク値を比較し、有効電流割合を最も高くするパルス幅を特定する。これにより、パルス幅設定部５３は、演算上パルス幅を変化させつつ、最適なパルス幅を演算する。

パルス幅演算部５３は、演算したパルス幅をパルス幅設定部５４に送信する。パルス幅設定部５４は、初期値のパルス幅から、最適化されたパルス幅に設定を変更して、設定したパルス幅を示す制御信号をスイッチング信号生成部５５に送信し、インバータ１５が制御される。

次に、図１８を用いて、インバータ制御部５０の制御手順を説明する。図１８はインバータ制御部の制御手順を示すフローチャートである。

ステップ４１にて、インバータ制御部５０は、オフ期間（α）をゼロとしたパルス幅に基づき、インバータ１５を制御しつつ、電圧高調波演算部５６は、電圧センサ１９の検出電圧に基づいて、インバータ１５の出力電圧の高調波成分の電圧を演算する。ステップ４２にて、電流高調波演算部５７は、電流センサ１６の検出電流に基づいて、インバータ１５の出力電流の高調波成分の電流を演算する。ステップ４３にて、インピーダンス演算部５８は、電圧高調波演算部５６で演算された各次数成分の電圧と、電流高調波演算部５７で演算された各次数成分の電流から、各次数成分のインピーダンスを演算する。

ステップ４４にて、パルス幅演算部５３は、上記のテーブルを参照しつつ、インピーダンス演算部５８で演算されたインピーダンスから、有効電流割合を最大にする最適なパルス幅を演算する。ステップＳ４５にて、インバータ制御部５０は、パルス幅設定部５４により、パルス幅演算部５３で演算された最適なパルス幅を、インバータ１５の出力電圧の目標値にパルス幅に設定し、インバータ１５を制御する。

上記のように、本例は、インバータ１５の出力電流に含まれる高調波成分の電流及びインバータ１５の出力電圧に含まれる高調波の電圧から、各次数のインピーダンスを演算し、演算したインピーダンスに応じて、有効電流割合を高くするパルス幅を設定する。これにより、インバータ１５の出力電圧の目標値にパルス幅を変化しつつインバータ１５の出力を検出して、最適なパルス幅を抽出しなくてもよく、演算上で最適なパルス幅を導出することができる。

上記の電圧センサ１９が本発明の「インバータ出力電圧検出手段」に相当する。

《第５実施形態》
図１９は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のインバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、インバータ制御部５０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第４実施形態の記載を適宜、援用する。なお、図１９は、図５と同様に、非接触給電装置の一部を簡略及び省略して図示している。

インバータ制御部５０は、電流基本波演算部５１と、有効電流割合演算部５２と、パルス幅演算部５３と、パルス幅設定部５４と、スイッチング信号生成部５５と、インピーダンス検出部５９とを有している。電流基本波演算部５１と、パルス幅演算部５３と、パルス幅設定部５４と、スイッチング信号生成部５５の構成及び制御は、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

インピーダンス検出部５９は、電流センサ１６の検出電流から、高周波交流電源部１０の出力側からみた非接触給電装置のインピーダンスを時系列で検出する。また、インピーダンス検出部５９は、時系列で前後のインピーダンスを検出し、インピーダンスの変化を検出する。

高周波交流電源部１０の出力側からみたインピーダンスは、結合係数（κ）の変化や負荷３２が変わった場合に変化する。そして、当該インピーダンスが変化すると、パルス幅演算部５３で演算される最適なパルス幅も変わる。そのため、インピーダンス検出部５９によりインピーダンスの変化が検出されると、有効電流割合演算部５２は、インピーダンスの変化に伴い、有効電流割合が低くなっているか否かを判定するために、インピーダンス変化後の有効電流割合を演算する。インピーダンスの変化に伴い有効電流割合が低くなっていた場合には、パルス幅設定部５４は、パルス幅を設定し、パルス幅演算部５３は、有効電流割合演算部５２により演算された有効電流割合に基づいて最適なパルス幅を演算する。そして、パルス幅設定部５４が、当該最適なパルス幅を、インバータ１５の出力電圧の目標値のパルス幅に設定することで、インバータ制御部５０は、インピーダンスの変化に応じてパルス幅を更新する。

以下、ハイブリッド制御部５０の各構成の制御について説明する。まず初期条件として、パルス幅設定部５４はインバータ１５の出力電圧から有効電流割合を演算し、最適なパルスを設定しているとする

電流センサ１６は所定の周期でインバータ１５の出力電流を検出している。インピーダンス検出部５９は、電流センサ１６の検出電流からインピーダンスの変化を検出する。インバータ１５の出力電圧が一定である場合には、インピーダンスは、インバータ１５の出力電圧に変化がない限り、一定である。そのため、インピーダンス検出部５９は、電流センサ１６の検出電流の変化から、インピーダンスの変化を検出する。インピーダンス検出部５９は直近に検出した検出電流を図示しないメモリに保存することで、インバータ１５の出力電流を管理しており、メモリに保存された検出電流と、電流センサ１６の検出電流とを比較することで、検出電流の変化を検出する。

インピーダンス検出部５９によりインピーダンスの変化を検出すると、有効電流割合演算部５２は、インピーダンスの変化を検出した際の、電流センサ１６の検出電流に基づいて、有効電流割合を演算する。有効電流割合演算部５２は、インピーダンスの変化前に演算された有効電流割合と、インピーダンスの変化後に演算された有効電流割合とを比較することで、インピーダンス変化後の有効電流割合がインピーダンス変化前の有効電流割合より低いか否かを判定する。

そして、インピーダンスの変化に伴い有効電流割合が低下した場合には、最適なパルス幅を演算するために、インバータ制御部５０は、上記と同様に、パルス幅設定部５４によりパルス幅を変化させつつ、有効電流割合演算部５２によりパルス幅に応じた有効電流割合を演算し、パルス幅演算部５３により有効電流割合を最大にする最適なパルス幅を演算し、最適なパルス幅に基づいてインバータ１５を制御する。

次に、図２０を用いて、インバータ制御部５０の制御手順を説明する。図２０はインバータ制御部の制御手順を示すフローチャートである。図２０に示す制御フローは、例えば、非接触給電装置の起動時など、最適なパルス幅を設定し、インバータ１５を制御した後の制御フローである。

ステップ５１にて、インピーダンス検出部５９は、インピーダンスの変化を検出するために、電流センサ１６の検出電流から、インバータ１５の出力電流を検出する。インピーダンス検出部５９は、ステップＳ５１による出力電流の検出前に検出されたインバータ１５の検出電流（図示しないメモリに格納された検出電流）と、ステップＳ５１の検出電流とを比較することで、インバータ１５の出力電流に変化があったか否かを判定する。

インバータ１５の出力電流に変化があった場合には、ステップ５３にて、電流基本波演算部５１は、電流センサ１６の検出電流から、インバータの出力電流に含まれる基本波成分の電流を演算する。ステップＳ５４にて、有効電流割合演算部５２は、電流基本波演算部５１で演算された基本波成分の電流と、電流センサ１６の検出電流とを用いて、有効電流割合（Ｉａ）を演算する。ステップ５５にて、パルス幅演算部５３は、演算された有効電流割合（Ｉａ）と、メモリに保存されている、出力電流の変化前の有効電流割合（Ｉｓ）とを比較し、有効電流割合（Ｉａ）が有効電流割合（Ｉｓ）より低いか否かを判定する。

有効電流割合（Ｉａ）が有効電流割合（Ｉｓ）より低い場合には、ステップ５６にて、インバータ制御部５０は、最適パルス幅を設定するための制御を行う。最適パルス幅の設定制御のフローは、図１２に示すステップ１１〜１６のフローと同様であるため、説明を省略する。

ステップ５５に戻り、有効電流割合（Ｉａ）が有効電流割合（Ｉｓ）以上で場合には、有効電流割合は最大であるため、図２０の制御フローを終了する。ステップ５２に戻り、インバータ１５の出力電流に変化がない場合には、図２０の制御フローを終了する。

上記のように、本例は、非接触給電装置のインピーダンスを時系列で検出し、時系列の前後の前記インピーダンスの変化に応じてパルス幅を更新する。これにより、インピーダンスの変化が生じた場合においても、最適なパルス幅を導出することができるため、送電効率を向上させることができる。

《第６実施形態》
図２１は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のコンバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、コンバータ制御部４０の構成、センサ１７及び電圧センサ１９を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第５実施形態の記載を適宜、援用する。なお、図２１では、図示を簡素化するために、三相交流電源１１等の構成を省略している。またインバータ制御部５０の構成も省略している。

高周波交流電源部１０は、インバータ１５の出力電圧を検出する電圧センサ１９を有している。負荷部３０は、負荷３２へ供給される負荷電力を検出するためのセンサ１７を有している。センサ１７は電圧センサ又は電流センサにより構成される。

コンバータ制御部４０は、インバータ（ＩＮＶ）電圧目標値演算部４１、電圧基本波演算部４２及びコンバータ（ＣＯＮＶ）電圧目標値演算部４３を有している。ＩＮＶ電圧目標値演算部４１は、コントローラ１００により設定された負荷３２への電力指令値（Ｐ_ｒｅｆ）及びセンサ１７により検出された負荷３２の電力検出値（Ｐ_ｏｕｔ）から、電力指令値（Ｐ_ｒｅｆ）の電力を負荷３２に供給させるための、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）を演算し、電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）をＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３に出力する。ＩＮＶ電圧目標値演算部４１は、例えばＰＩＤ制御器により構成されている。

電圧基本波演算部４２は、電圧センサ１９の検出電流から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算する。基本波成分の電圧の演算について、電圧基本波演算部４２は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による演算することにより、または、電圧センサ１９の検出電圧の周波数成分うち基本波以外の高調波成分をカットするフィルタに通すことにより、基本波成分の電圧を演算する。

ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）及び基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧が目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）と一致するよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御する。ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、例えばＰＩＤ制御器により構成されている。

本例では、第１〜第５実施形態に記載したとおり、有効電流割合を高めるよう、インバータ１５の出力電圧波形の最適なパルス幅を設定する。最適なパルス幅を設定し、インバータ１５の出力電圧を、当該パルス幅を有した波形になるよう、インバータ１５を制御すると、インバータ１５の出力電圧が低下する。そのため、本例では、以下の制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御して、パルス幅の変更に伴う、インバータ１５の出力電圧の低下を防止する。

まずインバータ制御部５０は、最適パルス幅を設定するための制御を行う。そして、当該パルス幅に基づいて、インバータ１５が制御される。センサ１７は負荷３２の負荷電力（Ｐ_ｏｕｔ）を検出する。コントローラ１００は、負荷３２の負荷電力の指令値（Ｐ_ｒｅｆ）を設定する。指令値（Ｐ_ｒｅｆ）は、予め設定されている値であって、非接触給電装置により負荷３２へ供給される電力により決まる。また、負荷３２へ供給電力は、負荷３２であるバッテリの容量やインバータ１５の容量等により予め決まる。または、ユーザによる非接触給電装置の操作によって、負荷３２への供給電力を設定することができる場合には、当該操作に応じて、指令値（Ｐ_ｒｅｆ）が決まる。

コンバータ制御部４０は、指令値（Ｐ_ｒｅｆ）とセンサ１７の検出値である負荷電力（Ｐ_ｏｕｔ）とを比較し、負荷電力（Ｐ_ｏｕｔ）が指令値（Ｐ_ｒｅｆ）以上であるか否かを判定する。負荷電力（Ｐ_ｏｕｔ）が指令値（Ｐ_ｒｅｆ）以上である場合には、コントローラ１００は、最適パルスの設定に伴い、インバータ１５の出力電圧が低下していない、と判定して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の設定を変更せずに、非接触給電を行う。

負荷電力（Ｐ_ｏｕｔ）が指令値（Ｐ_ｒｅｆ）未満である場合には、コントローラ１００は、最適パルスの設定に伴い、インバータ１５の出力電圧が低下している、と判定して、インバータ１５の出力電圧が高まるよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御する。

ＩＮＶ電圧目標値演算部４１は、負荷電力の電力検出値（Ｐ_ｏｕｔ）を指令値（Ｐ_ｒｅｆ）に一致させるよう、インバータ１５の出力電圧の基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）を演算し、ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３に出力する。ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、電圧センサ１９の検出値に基づく基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を、電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）に一致させるよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算する。そして、コンバータ１３は、当該目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）に基づいて制御される。これにより、コンバータ制御部４０は、インバータ１５の出力電圧のフィードバック制御及び負荷３２の負荷電力のフィードバック制御を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力を高めて、インバータ１５の出力電圧の低下を防ぐ。

次に、図２２を用いて、コントローラ１００の制御手順を説明する。図２２はコントローラ１００の制御手順を示すフローチャートである。

ステップ６１にて、コントローラ１００は、インバータ制御部５０により、最適パルス幅を設定するための制御を行う。ステップ６２にて、コントローラ１００は、負荷電力の指令値（Ｐ_ｒｅｆ）を設定する。ステップ６３にて、コントローラ１００は、センサ１７により、負荷３２の負荷電力の検出値（Ｐ_ｏｕｔ）を検出する。ステップ６４にて、コンバータ制御部４０は、負荷電力の指令値（Ｐ_ｒｅｆ）と負荷電力の検出値（Ｐ_ｏｕｔ）とを比較する。検出値（Ｐ_ｏｕｔ）が指令値（Ｐ_ｒｅｆ）より低い場合には、コンバータ制御部４０は、図２３に示す制御フローにより、インバータ１５の出力電圧の制御を行う（Ｓ６５）。

図２３は、インバータ１５の出力電圧制御（Ｓ６５）の制御手順を示すフローチャートである。ステップ６５１にて、ＩＮＶ電圧目標値演算部４１は、検出値（Ｐ_ｏｕｔ）を指令値（Ｐ_ｒｅｆ）に一致させる、インバータ１５の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）を演算する。ステップ６５２にて、電流センサ１９はインバータ１５の出力電圧を検出する。ステップ６５３にて、電圧基本波演算部４２は、電流センサ１９の検出値から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ１）を演算する。

ステップ６５４にて、ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ１）を電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）に一致させる、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算する。ステップ６５５にて、コンバータ制御部４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧が目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）になるよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御する。ステップ６５６にて、電流センサ１９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の制御後の、インバータ１５の出力電圧を検出する。ステップ６５７にて、電圧基本波演算部４２は、Ｓ６５６の検出値から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ２）を演算する。

ステップ６５８にて、コンバータ制御部４０は、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ２）と電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）とを比較する。基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ２）が電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）より低い場合には、インバータ１５の出力電圧の低下が抑制されていないため、ステップ６５４に戻り、再び、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御する。すなわち、ステップ６５４〜６５８の制御ループを繰り返すことで、インバータ１５の出力のフィードバック制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３が制御される。

一方、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ２）が電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）以上になると、図２２のステップＳ６４に戻る。そして、ステップ６４、６５の制御ループを繰り返すことで、指令値（Ｐ_ｒｅｆ）の電力が負荷３２に供給されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３が制御される。そして、検出値（Ｐ_ｏｕｔ）が指令値（Ｐ_ｒｅｆ）以上である場合に、コントローラ１００は、図２２に示す制御フローを終了する。

上記のように、本例は、負荷３２への電力指令値（Ｐ_ｒｅｆ）及びセンサ１７により検出された電力検出値（Ｐ_ｏｕｔ）から、電力指令値（Ｐ_ｒｅｆ）の電力を負荷３２に供給させる、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）を演算し、インバータ１５の出力電圧の基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）及び電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御する。これにより、送電効率を高めるために、インバータ１５の出力電圧のパルス幅が変更された場合においても、インバータ１５の出力電圧の低下を防ぐことができ、その結果として、ロバストに負荷３２の電力制御を行うことができる。

上記の電圧センサ１９が本発明の「負荷電力検出手段」に相当し、コンバータ制御部４０が本発明の「コンバータ制御手段」に相当し、ＩＮＶ電圧目標値演算部４１が本発明の「インバータ電圧目標値演算手段」に相当し、ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３が本発明の「コンバータ電圧目標値演算手段」に相当する。

《第７実施形態》
図２４は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のコンバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第６実施形態に対して、コンバータ制御部４０の電圧基本波演算部４２の制御及び電圧センサ１９で検出される電圧が異なる。これ以外の構成は上述した第６実施形態と同じであり、第１〜第６実施形態の記載を適宜、援用する。なお、図２４では、図２１と同様に、非接触給電装置の一部を簡略及び省略して図示している。

高周波交流電源部１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧を検出する電圧センサ１９を有している。

電圧基本波演算部４２は、パルス幅演算部５３で演算された最適なパルス幅及び電流センサ１９の検出電流から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算する。インバータ１５の出力電圧波形は、式（２）に示すように、オフ期間（α）とインバータ１５の入力電圧との関係式で表される。そして、オフ期間（α）は、パルス幅演算部５３によりパルス幅が演算されることで導出され、インバータ１５の入力電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧であって、電圧センサ１９で検出される。

そのため、電圧基本波演算部４２は、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算するために、式（２）のｎ＝１とした関係式で表される、パルス幅（オフ期間（α））及びＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧と、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）との相関関係から、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算する。電圧基本波演算部４２は、当該相関関係を示すテーブルを予め格納し、パルス幅演算部５３で演算されたパルス幅と電流センサ１９の検出電流とを用いて、当該テーブルを参照することで、基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算する。ＩＮＶ電圧目標値演算部４１及びＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３の構成及び制御は、第６実施形態と同様であるため、説明を省略する。

次に、図２５を用いて、コントローラ１００の制御手順を説明する。図２５はコントローラ１００の制御のうち、インバータ１５の出力電圧制御の制御手順（図２２のステップ６５の制御手順に相当）を示すフローチャートである。本例の制御は、図２２に示した制御手順のうち、ステップ６１〜６４の制御は同じであるため、説明を省略する。また、図２２のステップ６５の制御手順のうち、本例に係る図２５のステップ７５１、ステップ７５４、ステップ７５５及びステップ７５８は、図２３のステップ６５１、ステップ６５４、ステップ６５５及びステップ６５８と同様であるため、説明を省略する。

ステップ７５２にて、電流センサ１９はＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧を検出する。ステップＳ７５３にて、電圧基本波演算部４２は、電流センサ１９の検出値及びパルス幅演算部５３で演算されたパルス幅から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ１）を演算する。また、ステップ７５５の制御処理の後、ステップ７５６にて、電流センサ１９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の制御後の、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧を検出する。ステップ７５７にて、電圧基本波演算部４２は、Ｓ７５６の検出値及びパルス幅演算部５３のパルス幅から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ２）を演算する。

上記のように、本例は、電流センサ１９で検出された電圧検出値及びパルス幅演算部５３のパルス幅から、インバータ１５の出力電圧に含まれる基本波成分の電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算する。これにより、インバータ１５の出力電流に含まれる基本波成分の電流の導出演算が不要になるため、より短時間に電圧（Ｖ_ｉｎｖ）を演算することができるため、演算速度を向上させることができる。

上記の電圧センサ１９が本発明の「コンバータ出力電圧検出手段」に相当し、電圧基本波演算部４２が本発明の「インバータ出力電圧演算手段」に相当する。

《第８実施形態》
図２６は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置のコンバータ制御部のブロック図である。本例では上述した第６実施形態に対して、コンバータ制御部４０にのおいてインバータ１５の出力電圧の制御にフィードバック制御を用いずにオープンで制御する点が異なる。これ以外の構成は上述した第６実施形態と同じであり、第１〜第７実施形態の記載を適宜、援用する。なお、図２６では、図２１と同様に、非接触給電装置の一部を簡略及び省略して図示している。

ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、ＩＮＶ電圧目標値演算部４１で演算された基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）及びパルス幅演算部５３で演算されたパルス幅から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値は、式（２）を変形しつつ、インバータ１５の出力電圧の基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）とパルス幅（オフ期間（α））とを用いて、式（４）で表される。

そして、基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）はＩＮＶ電圧目標値演算部４１で演算され、オフ期間（α）は、パルス幅演算部５３によりパルス幅が演算されることで導出されるため、ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、式（４）の関係式を用いることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算することができる。

ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、式（４）に相当する、基本波成分の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）及びパルス幅（オフ期間（α））と目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）との相間関係を示すテーブルを予め格納しており、パルス幅演算部５３で演算されたパルス幅とＩＮＶ電圧目標値演算部４１で演算された電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）とを用いて、当該テーブルを参照して、目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算する。ＩＮＶ電圧目標値演算部４１の構成及び制御は、第６実施形態と同様であるため、説明を省略する。

次に、図２７を用いて、コントローラ１００の制御手順を説明する。図２２はコントローラ１００の制御手順を示すフローチャートである。図２７に示すステップ８１〜８４の制御は、図２２に示すステップ６１〜６４の制御と同様であるため、説明を省略する。

検出値（Ｐ_ｏｕｔ）が指令値（Ｐ_ｒｅｆ）より低い場合には、ステップ８５にて、ＩＮＶ電圧目標値演算部４１は、検出値（Ｐ_ｏｕｔ）を指令値（Ｐ_ｒｅｆ）に一致させる、インバータ１５の電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）を演算する。ステップ８６にて、ＣＯＮＶ電圧目標値演算部４３は、電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）及びパルス幅演算部５３で演算されたパルス幅（オフ期間（α））から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算する。ステップ８７にて、コンバータ制御部４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧が目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）になるよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３を制御し、ステップ８３に戻る。

そして、ステップ８３〜８７の制御ループを繰り返すことで、指令値（Ｐ_ｒｅｆ）の電力が負荷３２に供給されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３が制御される。

上記のように、本例は、インバータ電圧目標値演算部４１で演算された電圧目標値（Ｖ^＊ _ｉｎｖ）及びパルス幅演算部５３で演算されたパルス幅から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧の目標値（Ｖ^＊ _ｄｃ）を演算する。これにより、インバータ１５の出力電圧の制御をオープンループで行うことができるため、高速な電力制御系を形成することができ、電力制御系の性能を向上することができる。

１０…高周波交流電源部
１１…三相交流電源
１２…整流器
１２ａ〜１２ｆ…ダイオード
１３…ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３ａ…トランジスタ
１３ｂ、１３ｃ…ダイオード
１３ｄ…コイル
１４…平滑コンデンサ
１５…インバータ
１５ａ〜１５ｄ…スイッチング素子
１６、１８…電流センサ
１７…センサ
１９…電圧センサ
２０…非接触給電部
２１…送電回路部
２０１…一次巻線
２０２…コンデンサ
２２…受電回路部
２０３…二次巻線
２０４…コンデンサ
３０…負荷部
３１…整流器
３１ａ〜３１ｄ…ダイオード
３２…負荷
１００…コントローラ
４０…コンバータ制御部
４１…ＩＮＶ電圧目標値演算部
４２…電圧基本波演算部
４３…ＣＯＮＶ電圧目標値演算部
５０…インバータ制御部
５１…電流基本波演算部
５２…有効電流割合演算部
５３…パルス幅演算部
５４…パルス幅設定部
５５…スイッチング信号生成部
５６…電圧高調波演算部
５７…電流高調波演算部
５８…インピーダンス演算部
５９…インピーダンス検出部

Claims (9)

1. 少なくとも磁気的結合によって送電コイルと受電コイルとの間で、非接触で電力を供給する非接触給電装置において、
   複数のスイッチング素子を有し、電源からの電力を変換し前記送電コイルに供給するインバータと、
   前記インバータの出力電流を検出するインバータ出力電流検出手段と、
   前記出力電流に応じて、前記インバータの出力電圧の目標値のパルス幅を設定し、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを備え、
   前記インバータ制御手段は、
   前記出力電流に含まれる基本波成分の電流の前記出力電流に対する割合を示す有効電流割合を所定の有効電流割合より高くする前記パルス幅を設定する
   ことを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記インバータ制御手段は、
   前記パルス幅に応じて前記有効電流割合を演算し、演算された前記有効電流割合のうち最大の有効電流割合に対応するパルス幅を前記インバータの出力電圧の目標値のパルス幅に設定する
   ことを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
3. 前記受電コイルに接続された負荷へ供給される負荷電力を検出する負荷電力検出手段をさらに備え、
   前記インバータ制御手段は、
   前記負荷電力及び前記出力電流から前記有効電流割合を演算する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の非接触給電装置。
4. 前記送電コイルに流れる送電コイル電流を検出する送電コイル電流検出手段をさらに備え、
   前記インバータ制御手段は、
   前記送電コイル電流及び前記出力電流から前記有効電流割合を演算する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
5. 前記インバータの出力電圧を検出するインバータ出力電圧検出手段をさらに備え、
   前記インバータ制御手段は、
   前記出力電流に含まれる高調波成分の電流及び前記出力電圧に含まれる高調波の電圧から、各次数のインピーダンスを演算し、
   演算したインピーダンスに応じて、前記パルス幅を設定する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の非接触給電装置。
6. 前記インバータ制御手段は、
   前記非接触給電装置のインピーダンスを時系列で検出し、
   時系列の前後の前記インピーダンスの変化に応じて、前記パルス幅を更新する
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
7. 前記電源と前記インバータとの間に接続され、前記電源からの電力を変換し前記インバータに供給するコンバータと、
   前記インバータの出力電圧を検出するインバータ出力電圧検出手段と、
   前記受電コイルに接続された負荷へ供給される負荷電力を検出する負荷電力検出手段と、
   前記コンバータを制御するコンバータ制御手段とをさらに備え、
   前記コンバータ制御手段は、
   前記負荷への電力指令値及び前記負荷電力検出手段により検出された電力検出値から、前記電力指令値の電力を前記負荷に供給させる、前記インバータの出力電圧に含まれる基本波成分の電圧目標値を演算するインバータ電圧目標値演算手段と、
   前記出力電圧の基本波成分の電圧検出値及び前記電圧目標値から、前記コンバータの出力電圧の目標値を演算するコンバータ電圧目標値演算手段とを有する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
8. 前記電源と前記インバータとの間に接続され、前記電源からの電力を変換し前記インバータに供給するコンバータと、
   前記コンバータの出力電圧を検出するコンバータ出力電圧検出手段と、
   前記受電コイルに接続された負荷へ供給される負荷電力を検出する負荷電力検出手段と、
   前記コンバータを制御するコンバータ制御手段とをさらに備え、
   前記コンバータ制御手段は、
   前記負荷への電力指令値及び前記負荷電力検出手段により検出された電力検出値から、前記電力指令値の電力を前記負荷に供給させる、前記インバータの出力電圧に含まれる基本波成分の電圧目標値を演算するインバータ電圧目標値演算手段と、
   前記コンバータ出力電圧検出手段により検出された電圧検出値及び前記パルス幅から、前記インバータの出力電圧に含まれる基本波成分の電圧を演算するインバータ出力電圧演算手段と、
   前記インバータ出力電圧演算手段により演算された電圧演算値及び前記電圧目標値から、前記コンバータの出力電圧の目標値を演算するコンバータ電圧目標値演算手段とを有する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
9. 前記電源と前記インバータとの間に接続され、前記電源からの電力を変換し前記インバータに供給するコンバータと、
   前記受電コイルに接続された負荷へ供給される負荷電力を検出する負荷電力検出手段と、
   前記コンバータを制御するコンバータ制御手段とをさらに備え、
   前記コンバータ制御手段は、
   前記負荷への電力指令値及び前記負荷電力検出手段により検出された電力検出値から、前記電力指令値の電力を前記負荷に供給させる、前記インバータの出力電圧の基本波成分の電圧目標値を演算するインバータ電圧目標値演算手段と、
   前記電圧目標値及び前記パルス幅から、前記コンバータの出力電圧の目標値を演算するコンバータ電圧目標値演算手段とを有する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の非接触給電装置。

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