JP6678325B2 - 非接触給電装置、非接触電力伝送システム、プログラムおよび非接触給電装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、非接触給電装置、非接触電力伝送システム、プログラムおよび非接触給電装置の制御方法に関する。より詳細には、負荷に非接触で給電を行う非接触給電装置、非接触電力伝送システム、プログラムおよび非接触給電装置の制御方法に関する。

従来、負荷へ電磁誘導を利用して非接触で電力を供給する非接触給電装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。

特許文献１に記載の非接触給電装置は、磁界を発生させることで電力を供給する一次側コイル（給電コイル）を備えており、電気自動車などの移動体への給電に用いられる。電気自動車は非接触受電装置を備えている。非接触受電装置は、二次側コイル（受電コイル）および蓄電池を備えており、非接触給電装置の一次側コイルから二次側コイルに供給された電力を蓄電池に蓄積する。

特開２０１３−２４３９２９号公報

ところで、上述したような非接触給電装置においては、非接触給電装置の一次側コイル（給電側コイル）と移動体の二次側コイル（受電側コイル）との相対的な位置関係によって、一次側コイルと二次側コイルとの間の結合係数が変化する。そのため、一次側コイルと二次側コイルとの相対的な位置関係が変化した場合、非接触給電装置から出力される出力電力が低下し、出力電力が必要な目標値に対して不足する可能性がある。

さらに、出力電力の目標値に対する応答性を向上させることも求められている。

本発明は上記事由に鑑みてなされており、給電側コイルと受電側コイルとの相対的な位置関係が変化しても、必要な出力電力を確保でき、かつ出力電力の目標値に対する高い応答性を得ることができる非接触給電装置、非接触電力伝送システム、プログラムおよび非接触給電装置の制御方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る非接触給電装置は、インバータ回路と、給電側コイルと、電力補正回路と、制御回路とを備える。前記インバータ回路は、一対の入力点と一対の出力点との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子を有する。そして、前記インバータ回路は、前記複数の変換用スイッチ素子のスイッチングにより、前記一対の入力点に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記一対の出力点から出力する。前記給電側コイルは、前記一対の出力点間に電気的に接続され、前記交流電圧が印加されることにより受電側コイルに非接触で出力電力を供給する。前記電力補正回路は、前記一対の出力点のうち少なくとも一方と前記給電側コイルとの間に電気的に接続され、調整用コンデンサおよび複数の調整用スイッチ素子を有し、前記複数の調整用スイッチ素子のスイッチングにより、前記調整用コンデンサの充放電を行う。前記制御回路は、第１駆動信号にて前記複数の変換用スイッチ素子を制御し、第２駆動信号にて前記複数の調整用スイッチ素子を制御する。前記制御回路は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードで前記インバータ回路を動作させるように構成される。前記制御回路は、前記第１駆動信号に対する前記第２駆動信号の位相の遅れである第１位相差を調節することにより、前記出力電力の大きさを調節するように構成されている。前記制御回路は、前記第２駆動信号の１周期において前記調整用コンデンサが充電される時間と前記調整用コンデンサが放電される時間とが等しくなる前記第１位相差を電力制御開始角とする。前記制御回路は、前記インバータ回路の出力電圧と前記給電側コイルに流れる電流との位相差を第２位相差とし、前記出力電力が目標値になるときの前記第２位相差を第３位相差とし、前記第１位相差を前記電力制御開始角に調節したときの前記第２位相差から前記第３位相差を引いた差分を位相補正量とする。前記制御回路は、前記電力制御開始角から前記位相補正量を引いた値を目標位相差として、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する。

また、本発明の一態様に係る非接触電力伝送システムは、前記非接触給電装置と、前記受電側コイルを有する非接触受電装置とを備える。前記非接触受電装置は、前記非接触給電装置から非接触で前記出力電力が前記受電側コイルに供給されるように構成されている。

本発明の一態様に係るプログラムは、非接触給電装置に用いられるコンピュータを、制御部、開始角演算部、補正演算部として機能させる。前記非接触給電装置は、インバータ回路と、給電側コイルと、電力補正回路とを備える。前記インバータ回路は、一対の入力点と一対の出力点との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子を有している。前記インバータ回路は、前記複数の変換用スイッチ素子のスイッチングにより、前記一対の入力点に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記一対の出力点から出力する。前記給電側コイルは、前記一対の出力点間に電気的に接続され、前記交流電圧が印加されることにより受電側コイルに非接触で出力電力を供給する。前記電力補正回路は、前記一対の出力点のうち少なくとも一方と前記給電側コイルとの間に電気的に接続され、調整用コンデンサおよび複数の調整用スイッチ素子を有し、前記複数の調整用スイッチ素子のスイッチングにより、前記調整用コンデンサの充放電を行う。前記制御部は、第１駆動信号にて前記複数の変換用スイッチ素子を制御し、第２駆動信号にて前記複数の調整用スイッチ素子を制御する、前記制御部は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードで前記インバータ回路を動作させ、前記第１駆動信号に対する前記第２駆動信号の位相の遅れである第１位相差を調節することにより、前記出力電力の大きさを調節する。前記開始角演算部は、前記第２駆動信号の１周期において前記調整用コンデンサが充電される時間と前記調整用コンデンサが放電される時間とが等しくなる前記第１位相差を電力制御開始角とする。前記補正演算部は、前記インバータ回路の出力電圧と前記給電側コイルに流れる電流との位相差を第２位相差とし、前記出力電力が目標値になるときの前記第２位相差を第３位相差とし、前記第１位相差を前記電力制御開始角に調節したときの前記第２位相差から前記第３位相差を引いた差分を位相補正量として求める。前記制御部は、前記電力制御開始角から前記位相補正量を引いた値を目標位相差として、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する。

本発明の一態様に係る非接触給電装置の制御方法は、第１処理〜第４処理を含む。前記非接触給電装置は、インバータ回路と、給電側コイルと、電力補正回路とを備える。前記インバータ回路は、一対の入力点と一対の出力点との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子を有する。前記インバータ回路は、前記複数の変換用スイッチ素子のスイッチングにより、前記一対の入力点に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記一対の出力点から出力する。前記給電側コイルは、前記一対の出力点間に電気的に接続され、前記交流電圧が印加されることにより受電側コイルに非接触で出力電力を供給する。前記電力補正回路は、前記一対の出力点のうち少なくとも一方と前記給電側コイルとの間に電気的に接続され、調整用コンデンサおよび複数の調整用スイッチ素子を有し、前記複数の調整用スイッチ素子のスイッチングにより、前記調整用コンデンサの充放電を行う。前記第１処理では、制御部が、第１駆動信号にて前記複数の変換用スイッチ素子を制御し、第２駆動信号にて前記複数の調整用スイッチ素子を制御する。前記制御部は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードで前記インバータ回路を動作させ、前記第１駆動信号に対する前記第２駆動信号の位相の遅れである第１位相差を調節することにより、前記出力電力の大きさを調節する。前記第２処理では、開始角演算部が、前記第２駆動信号の１周期において前記調整用コンデンサが充電される時間と前記調整用コンデンサが放電される時間とが等しくなる前記第１位相差を電力制御開始角とする。前記第３処理では、補正演算部が、前記インバータ回路の出力電圧と前記給電側コイルに流れる電流との位相差を第２位相差とし、前記出力電力が目標値になるときの前記第２位相差を第３位相差とし、前記第１位相差を前記電力制御開始角に調節したときの前記第２位相差から前記第３位相差を引いた差分を位相補正量として求める。前記第４処理では、前記制御部が、前記電力制御開始角から前記位相補正量を引いた値を目標位相差として、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する。

本発明によると、給電側コイルと受電側コイルとの相対的な位置関係が変化しても、必要な出力電力を確保でき、かつ出力電力の目標値に対する高い応答性を得ることができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る非接触電力伝送システムを示す回路図である。 図２は、本発明の一実施形態に係る非接触給電装置の第１駆動信号および第２駆動信号を示す波形図である。 図３は、同上の非接触給電装置における共振特性の例を示すグラフである。 図４Ａおよび図４Ｂは、同上の非接触給電装置における共振特性の例を示すグラフである。 図５は、同上の非接触給電装置における初期遅相の場合の位相差特性の例を示すグラフである。 図６Ａは、同上の非接触給電装置における電力補正回路の第１充電モードを示す説明図である。図６Ｂは、同上の非接触給電装置における電力補正回路の第１放電モードを示す説明図である。図６Ｃは、同上の非接触給電装置における電力補正回路の第２充電モードを示す説明図である。図６Ｄは、同上の非接触給電装置における電力補正回路の第２放電モードを示す説明図である。 図７は、同上の非接触給電装置におけるＶＩ位相差が９０度である場合の第１駆動信号、一次側電流、および第２駆動信号の波形図である。 図８は、同上の非接触給電装置におけるＶＩ位相差が４５度である場合の第１駆動信号、一次側電流、および第２駆動信号の波形図である。 図９は、同上の非接触給電装置における出力電力制御を示すフローチャートである。

（実施形態）
本実施形態の非接触給電装置は、負荷に対し非接触で給電を行う。非接触給電装置は、非接触給電装置が有する一次側コイル（給電側コイル）と負荷が有する二次側コイル（受電側コイル）とが電磁界結合（電界結合と磁界結合との少なくとも一方）された状態で、一次側コイルから二次側コイルへ電力の伝達を行う。これにより、非接触給電装置は、負荷への給電を行う。この種の非接触給電装置は、負荷に備わっている非接触受電装置と共に非接触電力伝送システムを構成する。

＜非接触電力伝送システムの概要＞
まず、非接触電力伝送システムの概要について、図１を参照して説明する。

本実施形態の非接触電力伝送システム１は、一次側コイルＬ１を有する非接触給電装置２と、二次側コイルＬ２を有する非接触受電装置３とを備えている。非接触受電装置３は、非接触給電装置２から非接触で出力電力が供給されるように構成されている。ここで、出力電力は、非接触給電装置２から出力される電力であって、一次側コイルＬ１に交流電圧が印加されることにより一次側コイルＬ１から二次側コイルＬ２に非接触で伝送（供給）される電力である。一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２は、平面上において導線が渦巻き状に巻かれたスパイラル型のコイルである。

本実施形態では、負荷としての電動車両に非接触受電装置３が搭載されている場合を例に説明する。電動車両は、蓄電池４を備え、蓄電池４に蓄積された電気エネルギーを用いて走行する車両である。電動車両に搭載された非接触受電装置３は、蓄電池４の充電装置として用いられる。なお、ここでは電動機で生じる駆動力によって走行する電気自動車を電動車両の例として説明するが、電動車両は電気自動車に限らず、例えば二輪車（電動バイク）、電動自転車などであってもよい。

非接触給電装置２は、商用電源（系統電源）や、太陽光発電設備等の発電設備から供給される電力を、非接触受電装置３に供給することで、電動車両の蓄電池４を充電する。非接触給電装置２に供給される電力は、交流電力と直流電力とのいずれであってもよいが、本実施形態では、非接触給電装置２が直流電源５に電気的に接続され、非接触給電装置２に直流電力が供給される場合を例に説明する。なお、非接触給電装置２に交流電力が供給される場合、非接触給電装置２には交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、あるいは整流器が設けられる。

非接触給電装置２は、例えば商業施設や公共施設、あるいは集合住宅などの駐車場に設置される。非接触給電装置２は、少なくとも一次側コイルＬ１が床あるいは地面に設置されており、一次側コイルＬ１上に駐車された電動車両の非接触受電装置３に対して非接触で電力を供給する。このとき、非接触受電装置３の二次側コイルＬ２は、一次側コイルＬ１の上方に位置することで、一次側コイルＬ１と電磁界結合（電界結合と磁界結合との少なくとも一方）されている。そのため、一次側コイルＬ１からの出力電力が二次側コイルＬ２へ伝達（送電）されることになる。なお、一次側コイルＬ１は、床あるいは地面から露出するように設置される構成に限らず、床あるいは地面に埋め込まれるように設置されていてもよい。また、非接触給電装置２の設置場所は、上述の駐車場に限定されず、道路などの他の場所であってもよい。

非接触受電装置３は、二次側コイルＬ２と、一対の二次側コンデンサＣ２１，Ｃ２２と、整流回路３１と、平滑コンデンサＣ２とを有している。整流回路３１は、一対の交流入力点と、一対の直流出力点とを有するダイオードブリッジからなる。二次側コイルＬ２の一端は、第１の二次側コンデンサＣ２１を介して整流回路３１の一方の交流入力点に電気的に接続され、二次側コイルＬ２の他端は、第２の二次側コンデンサＣ２２を介して整流回路３１の他方の交流入力点に電気的に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、整流回路３１の一対の直流出力点間に電気的に接続されている。さらに、平滑コンデンサＣ２の両端は一対の出力端子Ｔ２１，Ｔ２２に電気的に接続されている。一対の出力端子Ｔ２１，Ｔ２２には、蓄電池４が電気的に接続されている。

これにより、非接触受電装置３は、非接触給電装置２の一次側コイルＬ１からの出力電力を二次側コイルＬ２で受ける。この結果、二次側コイルＬ２の両端間に発生する交流電圧を、非接触受電装置３は、整流回路３１にて整流し、さらに平滑コンデンサＣ２にて平滑して直流電圧を得る。非接触受電装置３は、このようにして得られる直流電圧を、一対の出力端子Ｔ２１，Ｔ２２から蓄電池４に出力（印加）する。

ここで、本実施形態においては、非接触給電装置２は、一次側コイルＬ１と共に共振回路（以下、「一次側共振回路」という）を構成する電力補正回路２２、および一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２を備えている。また、非接触受電装置３では、二次側コイルＬ２は一対の二次側コンデンサＣ２１，Ｃ２２と共に共振回路（以下、「二次側共振回路」という）を構成している。そして、本実施形態の非接触電力伝送システム１は、一次側共振回路と二次側共振回路とを共鳴させることにより電力の伝送を行う磁界共鳴方式（磁気共鳴方式）を採用している。すなわち、非接触電力伝送システム１は、一次側共振回路と二次側共振回路とで共振周波数を一致させることにより、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２とが比較的離れた状態でも、非接触給電装置２の出力電力を高効率で伝送可能である。

＜非接触給電装置の概要＞
次に、非接触給電装置の概要について、図１を参照して説明する。

本実施形態の非接触給電装置２は、一次側コイルＬ１に加えて、インバータ回路２１と、電力補正回路２２と、制御回路２３とをさらに備えている。

インバータ回路２１は、一対の入力点２１１，２１２と一対の出力点２１３，２１４との間に電気的に接続された複数（ここでは４つ）の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を有している。インバータ回路２１は、複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングにより、一対の入力点２１１，２１２に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力点２１３，２１４から出力する。

一次側コイルＬ１は、一対の出力点２１３，２１４間に電気的に接続され、交流電圧が印加されることにより二次側コイルＬ２に非接触で出力電力を供給する。

電力補正回路２２は、出力点２１３と一次側コイルＬ１との間に電気的に接続され、調整用コンデンサＣ１および複数（ここでは４つ）の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を有している。電力補正回路２２は、複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングにより、調整用コンデンサＣ１の充電時間および放電時間を調整する。そして、電力補正回路２２は、調整用コンデンサＣ１の充電時間および放電時間を調整することによって、インバータ回路２１の出力電圧に対する一次側コイルＬ１に流れる電流の位相差（電圧電流位相差であり、以降、ＶＩ位相差と呼ぶ）φを調節することができる。これにより、一次共振回路から二次共振回路へ伝達される出力電力の大きさが調節される。

なお、調整用コンデンサＣ１の容量は、一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２の各容量に比べて十分に大きい。一例として、調整用コンデンサＣ１の容量はμＦオーダー、一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２の各容量はｎＦオーダーに設定される。

制御回路２３は、「周波数制御」と「位相差制御」との２つの方法で、出力電力の大きさを調節するように構成されている。制御回路２３は、第１駆動信号にて複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、第２駆動信号にて複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する。

そして、制御回路２３は、第１駆動信号の周波数を調整することで、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の動作周波数を制御する周波数制御を行う。この周波数制御時において、制御回路２３は、電力補正回路２２の全ての調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン状態に固定することで、電力補正回路２２を短絡状態としておく。

また、制御回路２３は、第１駆動信号に対する第２駆動信号の位相の遅れである駆動位相差θを調節することで、位相差制御を行う。この位相差制御時において、制御回路２３は、インバータ回路２１および電力補正回路２２の各動作周波数を同一に設定する。

なお、本実施形態でいう「入力点」や「出力点」は、電線等を接続するための部品（端子）として実体を有しなくてもよく、例えば電子部品のリードや、回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。

＜回路構成＞
次に、本実施形態の非接触給電装置２の具体的な回路構成について、図１を参照して説明する。

本実施形態の非接触給電装置２は、一対の入力端子Ｔ１１，Ｔ１２を備えている。一対の入力端子Ｔ１１，Ｔ１２には、直流電源５が電気的に接続されている。

インバータ回路２１は、４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４がフルブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路である。つまり、インバータ回路２１は、一対の入力点２１１，２１２間に電気的に並列に接続された第１アームと第２アームとを有し、これら第１アームおよび第２アームが４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４にて構成されている。第１アームは（第１の）変換用スイッチ素子Ｑ１と（第２の）変換用スイッチ素子Ｑ２との直列回路からなり、第２アームは（第３の）変換用スイッチ素子Ｑ３と（第４の）変換用スイッチ素子Ｑ４との直列回路からなる。第１アームの中点（変換用スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の接続点）および第２アームの中点（変換用スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の接続点）は、一対の出力点２１３，２１４となる。本実施形態では、４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれｎチャネルのデプレション型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。

さらに詳しく説明すると、一対の入力点２１１，２１２は、第１の入力点２１１が直流電源５の正極側となり、第２の入力点２１２が直流電源５の負極側となるように、一対の入力端子Ｔ１１，Ｔ１２に電気的に接続されている。第１の入力点２１１には、変換用スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３のドレインが電気的に接続されている。また、第２の入力点２１２には、変換用スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４のソースが電気的に接続されている。そして、変換用スイッチ素子Ｑ１のソースと変換用スイッチ素子Ｑ２のドレインとの接続点が、インバータ回路２１の第１の出力点２１３となる。また、変換用スイッチ素子Ｑ３のソースと変換用スイッチ素子Ｑ４のドレインとの接続点が、インバータ回路２１の第２の出力点２１４となる。

４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の各々のドレインおよびソース間には、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４が４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４と一対一に対応するように電気的に接続されている。各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、各変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン側をカソードとする向きで接続されている。ここでは、各ダイオードＤ１〜Ｄ４は各変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダイオードである。

電力補正回路２２は、調整用コンデンサＣ１と、４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８とを有している。電力補正回路２２は、インバータ回路２１の一対の出力点２１３，２１４間において電気的に並列に接続された第３アームと第４アームとを有し、これら第３アームおよび第４アームが４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８にて構成されている。第３アームは（第１の）調整用スイッチ素子Ｑ５と（第３の）調整用スイッチ素子Ｑ７との直列回路からなり、第４アームは（第２の）調整用スイッチ素子Ｑ６と（第４の）調整用スイッチ素子Ｑ８との直列回路からなる。第３アームの中点（調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ７の接続点）と、第４アームの中点（調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ８の接続点）との間には、調整用コンデンサＣ１が電気的に接続されている。本実施形態では、４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８は、それぞれｎチャネルのデプレション型ＭＯＳＦＥＴである。

さらに詳しく説明すると、インバータ回路２１の第１の出力点２１３には、第１の一次側コンデンサＣ１１を介して、調整用スイッチ素子Ｑ５のソースおよび調整用スイッチ素子Ｑ６のドレインが電気的に接続されている。また、第２の出力点２１４には、第２の一次側コンデンサＣ１２および一次側コイルＬ１を介して、調整用スイッチ素子Ｑ７のソースおよび調整用スイッチ素子Ｑ８のドレインが電気的に接続されている。そして、調整用コンデンサＣ１の一端は、調整用スイッチ素子Ｑ５のドレインと調整用スイッチ素子Ｑ７のドレインとの接続点に電気的に接続されている。調整用コンデンサＣ１の他端は、調整用スイッチ素子Ｑ６のソースと調整用スイッチ素子Ｑ８のソースとの接続点に電気的に接続されている。

４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の各々のドレインおよびソース間には、４つのダイオードＤ５〜Ｄ８が４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８と一対一に対応するように電気的に接続されている。各ダイオードＤ５〜Ｄ８は、各調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のドレイン側をカソードとする向きで接続されている。ここでは、各ダイオードＤ５〜Ｄ８は各調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の寄生ダイオードである。

制御回路２３は、例えばマイコン（マイクロコンピュータ）を主構成として備えている。マイコンは、マイコンのメモリに記録されているプログラムをＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することにより、制御回路２３としての機能を実現する。プログラムは、予めマイコンのメモリに記録されていてもよいし、メモリカードのような記録媒体に記録されて提供されたり、電気通信回線を通して提供されたりしてもよい。上記プログラムは、非接触給電装置２に用いられるコンピュータ（ここではマイコン）を、制御回路２３（後述する開始角演算部２３１、補正演算部２３２、制御部２３３）として機能させるためのプログラムである。

本実施形態では、制御回路２３は、制御部２３３を備えている。

制御部２３３は、インバータ回路２１の各変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを切り替えるための第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。４つの第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に一対一に対応する。ここでは、制御部２３３は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を、それぞれ対応する変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに出力することで、対応する変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御を行っている。

また、制御部２３３は、電力補正回路２２の４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の各々のオンオフを切り替えるための第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８を出力する。４つの第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８は、４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８に一対一に対応する。ここでは、制御部２３３は、第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８を、それぞれ対応する調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のゲートに出力することで、対応する調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の制御を行っている。

なお、本実施形態では、制御回路２３の制御部２３３が、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４および調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の各々のゲートに対し、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４および第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８を直接出力しているが、この構成に限らない。例えば、非接触給電装置２は駆動回路をさらに備え、駆動回路が、制御回路２３の制御部２３３からの第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４および第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８を受けて、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４および調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を駆動してもよい。

一次側コイルＬ１は、インバータ回路２１の一対の出力点２１３，２１４の間において、一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２および電力補正回路２２と電気的に直列に接続されている。一次側コイルＬ１の一端は、電力補正回路２２および第１の一次側コンデンサＣ１１を介して、インバータ回路２１の第１の出力点２１３に電気的に接続されている。一次側コイルＬ１の他端は、第２の一次側コンデンサＣ１２を介して、インバータ回路２１の第２の出力点２１４に電気的に接続されている。

本実施形態の非接触給電装置２は、一次側コイルＬ１に流れる電流の大きさを計測値として計測する計測部２４をさらに備えている。一次側コイルＬ１と第２の一次側コンデンサＣ１２との間には、例えば変流器からなる電流センサ２５が設けられている。計測部２４は、電流センサ２５の出力を受けて、一次側コイルＬ１に流れる電流の大きさ（瞬時値および実効値）を、計測値として計測する。計測部２４は、計測値を制御回路２３に出力するように構成されている。制御回路２３は、計測部２４で計測された計測値を用いて、一次側コイルＬ１から出力される出力電力の大きさ、一次側コイルＬ１に流れる電流の位相を監視する。

＜基本動作＞
次に、本実施形態の非接触給電装置２の基本動作について、図１および図２を参照して説明する。図２では、横軸を時間軸として、上から順に第１駆動信号「Ｇ１，Ｇ４」、「Ｇ２，Ｇ３」、第２駆動信号「Ｇ５，Ｇ８」、「Ｇ６，Ｇ７」の信号波形を表している。なお、図２中の「オン」、「オフ」は、対応するスイッチ素子（変換用スイッチ素子、調整用スイッチ素子）のオン、オフを表している。

（１）電力補正回路なし
ここではまず、電力補正回路２２がない場合、つまり一対の出力点２１３，２１４間に、一次側コイルＬ１および一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２のみが電気的に接続されている場合を想定し、非接触給電装置２の動作を説明する。このときの非接触給電装置２の動作は、図１の回路構成において、電力補正回路２２が動作を停止している場合、つまり電力補正回路２２の全ての調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８がオンに固定されている場合の非接触給電装置２の動作と等価である。この電力補正回路２２が動作を停止している状態は、電力補正回路２２の短絡状態に相当する。

制御回路２３の制御部２３３は、図２に示すように、変換用スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４に対応する第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４と、変換用スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３に対応する第１駆動信号Ｇ２，Ｇ３として、互いに逆位相（位相差１８０度）の信号を発生する。これにより、インバータ回路２１においては、第１の変換用スイッチ素子Ｑ１および第４の変換用スイッチ素子Ｑ４のペアと、第２の変換用スイッチ素子Ｑ２および第３の変換用スイッチ素子Ｑ３のペアとが交互にオンするように制御される。

その結果、インバータ回路２１の一対の出力点２１３，２１４間には、周期的に極性（正・負）が反転する電圧（交流電圧）が発生する。要するに、インバータ回路２１は、複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングにより、一対の入力点２１１，２１２に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力点２１３，２１４から出力する。以下では、インバータ回路２１の出力電圧について、一対の出力点２１３，２１４のうちの第１の出力点２１３が高電位となる電圧を「正極性」といい、第２の出力点２１４が高電位となる電圧を「負極性」という。つまり、インバータ回路２１の出力電圧は、変換用スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオンの状態で正極性となり、変換用スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３がオンの状態で負極性となる。

このように、インバータ回路２１が一対の出力点２１３，２１４から交流電圧を出力することで、一対の出力点２１３，２１４間に電気的に接続された一次側コイルＬ１に交流電流が流れ、一次側コイルＬ１が磁界を発生する。これにより、非接触給電装置２は、非接触受電装置３の二次側コイルＬ２に対し、一次側コイルＬ１から非接触で出力電力を供給することができる。

ところで、電力補正回路２２がない場合、本実施形態の非接触給電装置２では、一次側コイルＬ１は一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２と共に一次側共振回路を構成する。そのため、一次側コイルＬ１から出力される出力電力の大きさは、インバータ回路２１の動作周波数（つまり第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４の周波数）に応じて変化する。そして、インバータ回路２１の動作周波数が一次側共振回路の共振周波数の近傍に達したときに、出力電力の大きさはピークに達する。

ここにおいて、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との相対的な位置関係が変化して、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間の結合係数が変化すると、非接触給電装置２の出力電力の周波数特性（以下、「共振特性」という）が変化する。図３は、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との相対的な位置関係が変化した場合の、非接触給電装置２の共振特性の変化を示している。なお、図３では、横軸を周波数（インバータ回路２１の動作周波数）、縦軸を非接触給電装置２の出力電力として、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との相対的な位置関係が異なる場合の非接触給電装置２の共振特性を「Ｘ１」、「Ｘ２」で示している。

ここで、図３に示すように、インバータ回路２１の動作周波数として使用可能な周波数帯域（以下、「許可周波数帯Ｆ１」という）が制限されていると仮定する。許可周波数帯Ｆ１は、例えば電波法などの法律により規定される。この場合、許可周波数帯Ｆ１の下限値ｆｍｉｎ未満、および上限値ｆｍａｘを超えるような周波数については、インバータ回路２１の動作周波数として使用することはできない。こうした場合において、非接触給電装置２の共振特性が、例えば図３に「Ｘ１」で示すような状態にあれば、インバータ回路２１の動作周波数をどう調整しても、非接触給電装置２の出力電力が必要な大きさ（以下、「目標値」という）とならない可能性がある。

例えば図４Ａに示すように、一次側共振回路の共振周波数ｆｒ０が許可周波数帯Ｆ１から外れていると、非接触給電装置２の出力電力の大きさがピークに届かず、結果的に、目標値Ｐ１に対して出力電力が不足する可能性がある。また、例えば図４Ｂに示すように、一次側共振回路の共振周波数ｆｒ０が許可周波数帯Ｆ１内にある場合でも、非接触給電装置２の出力電力のピークが目標値Ｐ１に届かず、結果的に、目標値Ｐ１に対して出力電力が不足する可能性がある。つまり、図４Ａや図４Ｂの例では、ハッチング（斜線）部分の高さに相当する電力が、目標値Ｐ１に対して不足することになる。

そこで、本実施形態の非接触給電装置２は、電力補正回路２２を備えることにより、調整用コンデンサＣ１の充電時間および放電時間を調整して、目標値Ｐ１を満たすように出力電力の大きさを補正する機能を有している。

（２）電力補正回路あり
次に、図１に示すように電力補正回路２２がある場合における、非接触給電装置２の動作を説明する。電力補正回路２２がある場合とは、一対の出力点２１３，２１４間に、一次側コイルＬ１、一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２、および電力補正回路２２の調整用コンデンサＣ１が電気的に接続されている場合である。

制御回路２３の制御部２３３は、図２に示すように、調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ７に対応する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７と、調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８に対応する第２駆動信号Ｇ５，Ｇ８として、互いに逆位相（位相差１８０度）の信号を発生する。これにより、電力補正回路２２においては、第２の調整用スイッチ素子Ｑ６および第３の調整用スイッチ素子Ｑ７のペアと、第１の調整用スイッチ素子Ｑ５および第４の調整用スイッチ素子Ｑ８のペアとが交互にオンするように制御される。本実施形態では、制御回路２３の制御部２３３は、位相差制御の実行時において、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４および第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８の各周波数を同一周波数としている。

そして、本実施形態の非接触給電装置２では、電力補正回路２２が調整用コンデンサＣ１の充電時間および放電時間を調整することで、インバータ回路２１のＶＩ位相差φを調節することができる。その結果、非接触給電装置２の出力電力が目標値Ｐ１に対して不足するような場合、電力補正回路２２にて、目標値Ｐ１を満たすように出力電力の大きさを補正することが可能である。

ところで、本実施形態では、上述したように、変換用スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４に対応する第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４と、変換用スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３に対応する第１駆動信号Ｇ２，Ｇ３とは互いに逆位相（位相差１８０度）の信号になる。また、調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ７に対応する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７と、調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８に対応する第２駆動信号Ｇ５，Ｇ８とは互いに逆位相（位相差１８０度）の信号になる。

ここにおいて、本実施形態でいう第１駆動信号と第２駆動信号との駆動位相差θは、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７の位相の遅れ、あるいは第１駆動信号Ｇ２，Ｇ３に対する第２駆動信号Ｇ５，Ｇ８の位相の遅れである（図２参照）。すなわち、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７の位相の遅れと、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４に対する第２駆動信号Ｇ５，Ｇ８の位相の遅れとでは１８０度の開きがあるため、いずれの位相の遅れを駆動位相差θとするかで駆動位相差θの値が異なる。そこで、本実施形態では、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７の位相の遅れ、あるいは第１駆動信号Ｇ２，Ｇ３に対する第２駆動信号Ｇ５，Ｇ８の位相の遅れを駆動位相差θと定義する。なお、駆動位相差θが第１位相差に相当する。

＜遅相モード＞
次に、遅相モードについて説明する。遅相モードとは、インバータ回路２１の出力において、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相（遅相）になるモードである。

（１）電力補正回路なし
ここではまず、上記「基本動作」の欄と同様に、電力補正回路２２がない場合、つまり一対の出力点２１３，２１４間に、一次側コイルＬ１および一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２のみが電気的に接続されている場合について説明する。

この場合、インバータ回路２１は、例えばインバータ回路２１の動作周波数と一次側共振回路の共振周波数との関係に応じて遅相モードで動作する。

遅相モードは、インバータ回路２１の出力電流（一次側コイルＬ１を流れる電流）の位相が、インバータ回路２１の出力電圧の位相よりも遅れた状態で、インバータ回路２１が動作するモードである。つまり、遅相モードでは、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相（遅相）になる。遅相モードでは、インバータ回路２１のスイッチング動作はソフトスイッチングになる。したがって、遅相モードでは、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング損失を低減でき、また、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４にストレスが加わりにくい。一方、インバータ回路２１の出力電流の位相が、インバータ回路２１の出力電圧の位相よりも進んだ状態でインバータ回路２１が動作する進相モードでは、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング損失が増大しやすい。また、進相モードでは、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４にストレスが加わりやすい。そのため、インバータ回路２１は、進相モードよりも遅相モードで動作することが好ましい。本実施形態では、インバータ回路２１は、遅相モードで動作するよう制御されている。このとき、ＶＩ位相差φ（インバータ回路２１の出力電圧に対する一次側コイルＬ１に流れる電流の位相差）は、０度〜９０度の範囲内の値となる。なお、ＶＩ位相差φが第２位相差に相当する。

（２）電力補正回路あり
次に、電力補正回路２２がある場合、つまり一対の出力点２１３，２１４間に、一次側コイルＬ１、一対の一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２、および電力補正回路２２が電気的に接続されている場合について説明する。

電力補正回路２２は、インバータ回路２１と同様に、進相モードと遅相モードとのいずれかの動作モードで動作することが可能である。しかしながら、電力補正回路２２も、進相モードでなく遅相モードで動作することが好ましい。そこで、本実施形態では、電力補正回路２２は、インバータ回路２１と同様に、遅相モードで動作するように構成される。

また、電力補正回路２２がある場合には、インバータ回路２１および電力補正回路２２の各動作モード（遅相モード、進相モード）は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４と第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８との駆動位相差θに応じて変化することが確認されている。さらに、インバータ回路２１の動作モードと駆動位相差θとの関係は、電力補正回路２２がない状態、つまり上記「（１）電力補正回路なし」で説明した条件下における、インバータ回路２１の動作モード（初期モード）によって変化する。言い換えれば、インバータ回路２１の動作周波数と一次側共振回路の共振周波数との関係で決まるインバータ回路２１の動作モードである初期モードが遅相モードか進相モードかによって、インバータ回路２１の動作モードと駆動位相差θとの関係は変化する。

図５は、電力補正回路２２がない状態でインバータ回路２１が遅相モードにある場合の、非接触給電装置２の出力電力の駆動位相差θに対する特性（位相差特性）を示している。つまり、図５は初期モードが遅相モードにある場合の出力電力の駆動位相差θに対する特性を示している。図５では、横軸を第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４と第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８との駆動位相差θ、縦軸を非接触給電装置２の出力電力とする。

そして、電力補正回路２２がない状態でインバータ回路２１が遅相モード（以下、「初期遅相」という）にある場合においては、非接触給電装置２の出力電力は、例えば図５に示すように駆動位相差θに応じて変化する。図５の例では、非接触給電装置２の出力電力は、駆動位相差θが２７０度のときに極大かつ最大となり、駆動位相差θが１８０度のときに極小かつ最小となるように駆動位相差θによって変化する。そのため、初期モードが遅相モードとなる「初期遅相」の場合においては、インバータ回路２１および電力補正回路２２のそれぞれの動作モード（遅相モード、進相モード）と駆動位相差θの各区分との関係は表１のようになる。

要するに、「初期遅相」の場合にあっては、インバータ回路２１が遅相モードで動作するのは、第１区分Ｚ１〜第４区分Ｚ４のうち、駆動位相差θが０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる第１区分Ｚ１、第２区分Ｚ２、および第４区分Ｚ４の３区分である。また、「初期遅相」の場合において、電力補正回路２２が遅相モードで動作するのは、第１区分Ｚ１〜第４区分Ｚ４のうち、駆動位相差θが０度〜９０度、１８０度〜３６０度となる第１区分Ｚ１、第３区分Ｚ３、および第４区分Ｚ４の３区分である。つまり、「初期遅相」の場合に、インバータ回路２１と電力補正回路２２とのいずれもが遅相モードで動作するのは、第１区分Ｚ１〜第４区分Ｚ４のうち、駆動位相差θが０度〜９０度、２７０度〜３６０度となる第１区分Ｚ１、および第４区分Ｚ４の２区分である。

しかし、第１区分Ｚ１においては駆動位相差θが変化しても出力電力の大きさは殆ど変化しないため、第１区分Ｚ１および第４区分Ｚ４の２区分のうち、駆動位相差θの調節により出力電力の大きさが調節可能であるのは第４区分Ｚ４のみである。そのため、位相差制御による駆動位相差θの調整範囲は、第４区分Ｚ４の２７０度〜３６０度の範囲であることが好ましい。これにより、制御回路２３が駆動位相差θを調整して、非接触給電装置２の出力電力の大きさが調節されたとしても、インバータ回路２１および電力補正回路２２の両方が遅相モードで動作することができる。

＜出力電力制御＞
次に、本実施形態の非接触給電装置２において、出力電力の大きさを調節する「出力電力制御」の動作について説明する。

（１）周波数制御および位相差制御
本実施形態では、制御回路２３の制御部２３３は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４および第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８の周波数を調節する「周波数制御」と、駆動位相差θを調節する「位相差制御」との２つの方法で、出力電力の大きさを調節するように構成されている。

本実施形態では、制御回路２３の制御部２３３は、まず第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４の周波数を調節することにより出力電力の大きさを調節する周波数制御を行う。

周波数制御では、制御部２３３は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４の周波数を調節することにより出力電力の大きさを調節する。つまり、上記「基本動作」の「（１）電力補正回路なし」の欄で説明したように、一次側コイルＬ１から出力される出力電力の大きさは、インバータ回路２１の動作周波数（つまり第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４の周波数）に応じて変化する（図３参照）。そのため、周波数制御では、制御回路２３の制御部２３３は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４の周波数を調節することで、インバータ回路２１の動作周波数を調節し、出力電力の大きさを調節する。言い換えると、制御部２３３は、周波数制御において、ＶＩ位相差φを制御して出力電力の大きさを調節することができる。このとき、制御部２３３は、調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン状態に制御しており、電力補正回路２２は短絡状態となっている。

ここで、インバータ回路２１の動作周波数として使用可能な周波数帯域（許可周波数帯Ｆ１）が制限されている場合には、周波数制御で調節可能な周波数は、この許可周波数帯Ｆ１内に限定される。

そして、周波数制御にて調節後の出力電力の大きさが、周波数制御による出力電力のピーク値に達すると、制御回路２３は以下に説明する位相差制御を行う。つまり、周波数制御だけでは目標値に対して出力電力が不足する可能性がある場合、制御回路２３は位相差制御で不足分を補う。

制御回路２３は、開始角演算部２３１を有している。開始角演算部２３１は、周波数制御による出力電力のピーク値に達したときのＶＩ位相差φｓに応じて、電力制御開始角θｓを算出する。ここで、電力制御開始角θｓは、第４区分Ｚ４内において、第２駆動信号の１周期において調整用コンデンサＣ１が充電される時間と調整用コンデンサＣ１が放電される時間とが等しくなる駆動位相差θである。すなわち、電力制御開始角θｓとは、駆動位相差θを３６０度から徐々に小さくしていった場合に、調整用コンデンサＣ１に電荷が蓄積され始める駆動位相差θに相当する。

また、制御回路２３は、計測部２４の計測値を取得して、一次側コイルＬ１に流れる電流を監視でき、この一次側コイルＬ１に流れる電流と第１駆動信号との位相差から、ＶＩ位相差φｓを求めることができる。

制御部２３３は、電力制御開始角θｓから第４区分Ｚ４の下限値の２７０度までの範囲で駆動位相差θを調節することにより、出力電力の大きさを調節する。

したがって、下記の［式１］が成立する。
３６０(度)−電力制御開始角θｓ＋ＶＩ位相差φｓ＝９０(度) ［式１］
すなわち、電力制御開始角θｓは、下記の［式２］で表される。
電力制御開始角θｓ＝ＶＩ位相差φｓ＋２７０(度) ［式２］
制御部２３３は、位相差制御において、電力制御開始角θｓを初期値とし、電力制御開始角θｓから２７０度までの範囲で駆動位相差θを調節することにより、非接触給電装置２の出力電力の大きさを調節することができる。言い換えると、制御部２３３は、位相差制御においても、ＶＩ位相差φを制御して出力電力の大きさを調節することができる。つまり、図５から明らかなように、非接触給電装置２の出力電力は駆動位相差θに応じて変化するので、制御部２３３が駆動位相差θを調節することで出力電力の大きさの調節が可能となる。

しかしながら、駆動位相差θを電力制御開始角θｓから徐々に小さくして、出力電力を目標値に徐々に近づける方法は、出力電力が目標値に達するまでに時間がかかり、目標値に対する出力電力の応答性、追従性がよくない。

そこで、制御回路２３は、補正演算部２３２をさらに備える。補正演算部２３２は、制御部２３３がインバータ回路２１に対して周波数制御を行っているときに、ＶＩ位相差φ、および一次側コイルＬ１に流れる電流の大きさを監視することで、ＶＩ位相差φと出力電力との対応関係を推定することができる。たとえば、制御部２３３は、ＶＩ位相差φの変化に対する出力電力の変化の履歴に対して線形予測法などを適用することによって、予め決められたＶＩ位相差φの所定範囲に亘る出力電力を推定することができる。推定結果は、制御回路２３のメモリに格納される。ＶＩ位相差φと出力電力との対応関係は、一例として、ＶＩ位相差φの減少分に比例して、出力電力が増加していく。すなわち、ＶＩ位相差φが小さくなるに従って、出力電力が線形的に増加していく。

そして、補正演算部２３２は、ＶＩ位相差φと出力電力との対応関係を参照して、出力電力が目標値になるＶＩ位相差φを、指示位相差φｍとして求める。補正演算部２３２は、現在のＶＩ位相差φ（駆動位相差θを電力制御開始角θｓに調節したときのＶＩ位相差φ）と指示位相差φｍとの差分［φ−φｍ］を位相補正量として導出する。指示位相差φｍは、第３位相差に相当する。

ここで、出力電力が目標値に等しくなる駆動位相差θを目標位相差θｍとすると、目標位相差θｍは、下記の［式３］に従って求められる。
θｍ＝θｓ−［φ−φｍ］ ［式３］
そして、制御部２３３は、駆動位相差θを、電力制御開始角θｓから位相補正量［φ−φｍ］だけ小さくすることで、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節し、出力電力の大きさを目標値に調節することができる。このとき、ＶＩ位相差φは、指示位相差φｍに調節されている。

したがって、本実施形態の位相差制御は、駆動位相差θを電力制御開始角θｓから徐々に小さくして、出力電力を目標値に徐々に近づける方法に比べて、出力電力が目標値に達するまでに時間が短縮される。すなわち、本実施形態の位相差制御によって、目標値に対する出力電力の応答性、追従性が向上する。

また、周波数制御のみで出力電力の大きさが目標値に達する場合は、制御回路２３は、電力補正回路２２を停止させて短絡状態としているので、電力補正回路２２による効率（電力変換効率）の低下を避けることができる。

なお、本実施形態において位相差制御時におけるインバータ回路２１および電力補正回路２２の各動作周波数は、周波数制御にて調節後のインバータ回路２１の動作周波数（周波数制御によって最大出力が得られる動作周波数）と同値である。要するに、位相差制御を行っている間、制御部２３３は、周波数制御で調節された最終的な動作周波数を維持している。

（２）位相差制御による出力電力制御の原理
以下、制御回路２３が位相差制御にて駆動位相差θを調節することにより、非接触給電装置２の出力電力の大きさが調節される原理について、図６Ａ〜図８を参照して説明する。

位相差制御では、制御回路２３は、駆動位相差θを調節することにより、調整用コンデンサＣ１の充電と放電とのバランスを変化させ、インバータ回路２１のＶＩ位相差φを変化させる。そして、非接触給電装置２の出力電力は、インバータ回路２１のＶＩ位相差φによって調節される。

ここにおいて、調整用コンデンサＣ１が充電されるか放電されるかは、複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のオンオフ、およびインバータ回路２１の出力電流の向きによって決まる。インバータ回路２１の出力電流は、一次側コイルＬ１を流れる電流であるから、以下「一次側電流Ｉ１」ともいう。第１の出力点２１３から、一次側コンデンサＣ１１、電力補正回路２２、一次側コイルＬ１、および一次側コンデンサＣ１２を通って第２の出力点２１４に流れる一次側電流Ｉ１の向き、つまり図１に矢印で示す一次側電流Ｉ１の向きを、「正方向」という。第２の出力点２１４から、一次側コンデンサＣ１２、一次側コイルＬ１、電力補正回路２２、および一次側コンデンサＣ１１を通って第１の出力点２１３に流れる一次側電流Ｉ１の向き、つまり図１に矢印で示す一次側電流Ｉ１とは逆の向きを、「負方向」という。

図６Ａ〜６Ｄは、複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のオンオフと、一次側電流Ｉ１の向きとの組み合わせパターンを示している。図６Ａ〜６Ｄ中、太線矢印は電流経路を表し、点線の丸印が付された調整用スイッチ素子はオン状態の素子を表している。

図６Ａは、電力補正回路２２の状態として、調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ７がオン、調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８がオフであって、負方向の一次側電流Ｉ１が流れている状態（以下、「第１充電モード」という）を表している。図６Ｂは、電力補正回路２２の状態として、調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ７がオン、調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８がオフであって、正方向の一次側電流Ｉ１が流れている状態（以下、「第１放電モード」という）を表している。図６Ｃは、電力補正回路２２の状態として、調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８がオン、調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ７がオフであって、正方向の一次側電流Ｉ１が流れている状態（以下、「第２充電モード」という）を表している。図６Ｄは、電力補正回路２２の状態として、調整用スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８がオン、調整用スイッチ素子Ｑ６，Ｑ７がオフであって、負方向の一次側電流Ｉ１が流れている状態（以下、「第２放電モード」という）を表している。図６Ａに示す第１充電モード、および図６Ｃに示す第２充電モードにおいて、調整用コンデンサＣ１は充電される。一方、図６Ｂに示す第１放電モード、および図６Ｄに示す第２放電モードで、調整用コンデンサＣ１は放電される。

そして、駆動位相差θが電力制御開始角θｓに等しい場合、上述の第１充電モードの期間および第１放電モードの期間の各時間長が等しくなる。また、駆動位相差θが電力制御開始角θｓに等しい場合、上述の第２充電モードの期間および第２放電モードの期間の各時間長が等しくなる。したがって、駆動位相差θが電力制御開始角θｓに等しい場合、第２駆動信号の１周期において、調整用コンデンサＣ１には電荷が蓄積されない。

次に、図７および図８を参照して、駆動位相差θと、調整用コンデンサＣ１の充電および放電のバランスとの関係について説明する。図７および図８ではいずれも、横軸を時間軸として、上から順に第１駆動信号「Ｇ１，Ｇ４」、一次側電流「Ｉ１」、２種類の第２駆動信号「Ｇ６，Ｇ７」の波形を表している。ここでいう２種類の第２駆動信号は互いに駆動位相差θが異なっている。なお、図７および図８中の「オン」、「オフ」は、対応するスイッチ素子（変換用スイッチ素子、調整用スイッチ素子）のオン、オフを表している。

図７は、「初期遅相」の場合におけるＶＩ位相差φが９０度である場合を例示している。このとき、開始角演算部２３１は、上述の［式２］を用いて、電力制御開始角θｓ＝３６０度（＝９０＋２７０）を算出する。

図７では、２種類の第２駆動信号「Ｇ６，Ｇ７」の波形として、上から順に駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３６０度）に等しいときの波形、駆動位相差θ＝３２０度であるときの波形を表している。さらに、図７では、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３６０度）に等しい場合について、第１充電モードの期間を「Ｔｃａ１」、第１放電モードの期間を「Ｔｄａ１」、第２充電モードの期間を「Ｔｃａ２」、第２放電モードの期間を「Ｔｄａ２」で表している。同様に、駆動位相差θが３２０度の場合について、第１充電モードの期間を「Ｔｃｂ１」、第１放電モードの期間を「Ｔｄｂ１」、第２充電モードの期間を「Ｔｃｂ２」、第２放電モードの期間を「Ｔｄｂ２」で表している。

図７から明らかなように、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３６０度）に等しい場合、第２駆動信号の１周期において、調整用コンデンサＣ１が充電される時間と、調整用コンデンサＣ１が放電される時間とは等しくなる。つまり、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３６０度）に等しい場合、「Ｔｃａ１」および「Ｔｃａ２」の合計と、「Ｔｄａ１」および「Ｔｄａ２」の合計とは、同じ時間長さになる。以下、第２駆動信号の１周期において、調整用コンデンサＣ１が充電される時間を「充電時間」という。また、第２駆動信号の１周期において、調整用コンデンサＣ１が放電される時間を「放電時間」という。なお、第２駆動信号の１周期において、調整用コンデンサＣ１の充電時間と調整用コンデンサＣ１の放電時間とが等しい状態とは、充電時間および放電時間の各時間長さの差が所定値以下に収まっている均衡状態に相当する。

一方、駆動位相差θが３２０度であれば、第２駆動信号の１周期において、充電時間が放電時間を上回る。つまり、駆動位相差θが３２０度であれば、「Ｔｃｂ１」および「Ｔｃｂ２」の合計は、「Ｔｄｂ１」および「Ｔｄｂ２」の合計よりも、長くなる。

上記より、駆動位相差θを電力制御開始角θｓ（＝３６０度）から２７０度に近づくように徐々に変化させると、第２駆動信号の１周期において、充電時間と放電時間との均衡が破れ、徐々に、充電時間の占める割合が大きくなる。図７では、説明の便宜上、ＶＩ位相差φの変化についての表記は省略するが、実際には、駆動位相差θが変化すると、駆動位相差θの変化に伴ってＶＩ位相差φも初期値（ここでは９０度）から変化する。すなわち、充電時間が放電時間を上回ると、調整用コンデンサＣ１に電流が流れ込み、この電流位相が調整用コンデンサＣ１の両端電圧の位相に対して９０度進むことになる。つまり、調整用コンデンサＣ１が進相コンデンサとして機能する。そして、調整用コンデンサＣ１に流れ込む電流によってＶＩ位相差φが小さくなり、出力電力が増加する。つまり、駆動位相差θを電力制御開始角θｓより小さくした場合、駆動位相差θの変化と同じ角度だけＶＩ位相差φを小さく出来る（調整用コンデンサＣ１の電圧と電流との位相差を９０度に維持するように作用するため）。結果的に、駆動位相差θが電力制御開始角θｓから２７０度に近づくにつれて、非接触給電装置２の出力電力が、徐々に大きくなる。

このとき、駆動位相差θを電力制御開始角θｓから小さくすれば、充電時間と放電時間との均衡が維持されるように、ＶＩ位相差φが小さくなる。つまり、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ以下の領域でも、充電時間と放電時間とは均衡している。たとえば、充電時間が放電時間を上回る関係が維持されるとすれば、調整用コンデンサＣ１に電荷が充電され続ける状態になり、調整用コンデンサＣ１の電圧が無限大に発散してしまう。しかしながら、実際には、ＶＩ位相差φが小さくなると、充電時間と放電時間とが再び均衡して、調整用コンデンサＣ１の電圧は発散しない。

また、図８は、「初期遅相」の場合におけるＶＩ位相差φが４５度である場合を例示している。このとき、開始角演算部２３１は、上述の［式２］を用いて、電力制御開始角θｓ＝３１５度（＝４５＋２７０）を算出する。

図８では、２種類の第２駆動信号「Ｇ６，Ｇ７」の波形として、上から順に駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３１５度）のときの波形、駆動位相差θが２９０度のときの波形を表している。さらに、図８では、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３１５度）に等しい場合について、第１充電モードの期間を「Ｔｃａ１」、第１放電モードの期間を「Ｔｄａ１」、第２充電モードの期間を「Ｔｃａ２」、第２放電モードの期間を「Ｔｄａ２」で表している。同様に、駆動位相差θが２９０度の場合について、第１充電モードの期間を「Ｔｃｂ１」、第１放電モードの期間を「Ｔｄｂ１」、第２充電モードの期間を「Ｔｃｂ２」、第２放電モードの期間を「Ｔｄｂ２」で表している。

ＶＩ位相差φが４５度であれば、図８から明らかなように、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３１５度）に等しい場合に、第２駆動信号の１周期において、充電時間と放電時間とは等しくなる。つまり、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ（＝３１５度）に等しい場合に、「Ｔｃａ１」および「Ｔｃａ２」の合計と、「Ｔｄａ１」および「Ｔｄａ２」の合計とは、同じ時間長さになる。一方、駆動位相差θが２９０度であれば、第２駆動信号の１周期において、充電時間が放電時間を上回る。つまり、駆動位相差θが２９０度であれば、「Ｔｃｂ１」および「Ｔｃｂ２」の合計は、「Ｔｄｂ１」および「Ｔｄｂ２」の合計よりも、長くなる。

上記より、ＶＩ位相差φが９０度の場合に限らず、「初期遅相」の場合には、駆動位相差θが電力制御開始角θｓから２７０度に近づくように変化すると、第２駆動信号の１周期において、充電時間と放電時間との均衡が破れ、徐々に、充電時間の占める割合が大きくなる。しかし、上述のように充電時間と放電時間と均衡を維持するべく、ＶＩ位相差φが小さくなり、充電時間と放電時間とが再び均衡する。

ここで、駆動位相差θを３６０度から徐々に小さくした場合に、充電時間と放電時間との均衡が破れて調整用コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し始める変曲点に相当する駆動位相差θが電力制御開始角θｓに相当する。電力制御開始角θｓは、ＶＩ位相差φによって異なる（式２参照）。電力制御開始角θｓは、ＶＩ位相差φが９０度のときよりも４５度のときの方が、つまりＶＩ位相差φが小さいほど、３６０度から２７０度に近づく向きにシフトする。

すなわち、「初期遅相」の場合、ＶＩ位相差φによる違いはあるとしても、規定範囲（例えば２７０度〜３６０度）内に電力制御開始角θｓが存在する。そのため、制御回路２３が、規定範囲の上限値（３６０度）から下限値（２７０度）にかけて駆動位相差θを徐々に小さくすれば、駆動位相差θが電力制御開始角θｓに達した以降は、非接触給電装置２の出力電力は徐々に大きくなる。しかしながら、駆動位相差θが規定範囲の上限値（３６０度）から電力制御開始角θｓに達するまでは、非接触給電装置２の出力電力は変化しない。すなわち、制御回路２３は、この期間においては、出力電力の大きさを調節することができない。

そこで、開始角演算部２３１は、上記の［式２］を用いて調整用コンデンサＣ１の両端電圧が上昇し始める電力制御開始角θｓを求める。制御部２３３は、電力制御開始角θｓを、位相差制御における駆動位相差θの初期値とする。

さらに、補正演算部２３２は、現在のＶＩ位相差φ（駆動位相差θを電力制御開始角θｓに調節したときのＶＩ位相差φ）と指示位相差φｍとの差分［φ−φｍ］を位相補正量として導出する。そして、制御部２３３は、駆動位相差θを、電力制御開始角θｓから位相補正量［φ−φｍ］だけ小さくすることで、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節し、出力電力の大きさを目標値に迅速に調節することができる。

また、この位相差制御は、インバータ回路２１のＶＩ位相差φを調節することによって、非接触給電装置２の出力電力を変化させているともいえる。

（３）出力電力制御の全体的な流れ
以下、本実施形態の「出力電力制御」の流れについて、制御回路２３の処理を表す図９のフローチャートを参照して説明する。

制御回路２３の制御部２３３は、出力電力の目標値のデータをメモリから読み出す（取得する）（Ｓ１）。目標値のデータは、非接触受電装置３が搭載された電動車両から非接触給電装置２へ伝達され、制御回路２３などのメモリに格納されている。電動車両は、蓄電池４の蓄電状態に応じて目標値を更新し、更新毎に新たな目標値のデータを非接触給電装置２へ送信する。

制御部２３３は、インバータ回路２１に対して周波数制御を行い、インバータ回路２１を駆動して、一次側コイルＬ１に交流電力を供給する（Ｓ２）。具体的に、制御部２３３は、第１駆動信号の周波数を変化させて、出力電力を目標値に近付ける。このとき、制御部２３３は、調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン状態に制御し、電力補正回路２２を短絡状態にして、インバータ回路２１に対する周波数制御を行う。

補正演算部２３２は、制御部２３３がインバータ回路２１に対して周波数制御を行っているときに、ＶＩ位相差φ、および一次側コイルＬ１に流れる電流の大きさを監視することで、ＶＩ位相差φと出力電力との対応関係（φ−Ｐ特性）を推定する（Ｓ３）。推定結果は、補正演算部２３２のメモリに格納される。

そして、制御部２３３は、周波数制御によって出力電力が目標値に達したか否かを判定する（Ｓ４）。制御部２３３は、出力電力が目標値に達すれば、ステップＳ１に戻って周波数制御を継続し、出力電力が目標値に一致するように第１駆動信号の周波数を調節する。

制御部２３３は、出力電力が目標値に達していない場合、出力電力が、周波数制御による出力電力のピーク値であるか否かを判定する（Ｓ５）。出力電力のピーク値は、周波数制御によって供給可能な出力電力の上限である。

制御部２３３は、出力電力がピーク値未満であれば、ステップＳ１に戻って周波数制御を継続し、出力電力が目標値に一致するように第１駆動信号の各周波数を調節する。

制御部２３３は、出力電力がピーク値に達していれば、周波数制御を停止して、位相差制御を行う（Ｓ６）。位相差制御を開始した制御部２３３は、第１駆動信号および第２駆動信号の各周波数を、周波数制御の停止時の周波数に維持する。そして、制御部２３３は、駆動位相差θを、電力制御開始角θｓに調節する（Ｓ７）。

このとき、調整用コンデンサＣ１の容量は、一次側コンデンサＣ１１，Ｃ１２の各容量に比べて十分に大きい。したがって、電力補正回路２２が短絡状態から動作状態に切り替わったとしても、一次側共振回路の共振周波数は変化していないとみなすことができる。すなわち、電力補正回路２２が短絡状態から動作状態に切り替わったとしても、非接触給電装置２の共振特性の変化は十分に小さく、共振特性は変化していないとみなすことができる。

そして、補正演算部２３２は、ＶＩ位相差φと出力電力との対応関係（φ−Ｐ特性）を参照して、指示位相差φｍを求める（Ｓ８）。補正演算部２３２は、現在のＶＩ位相差φ（駆動位相差θを電力制御開始角θｓに調節したときのＶＩ位相差φ）と指示位相差φｍとの差分［φ−φｍ］を位相補正量として導出する（Ｓ９）。制御部２３３は、位相補正量［φ−φｍ］が０以上であるか否かを判定する（Ｓ１０）。位相補正量［φ−φｍ］が０以上であれば、制御部２３３は、駆動位相差θを、電力制御開始角θｓから位相補正量［φ−φｍ］だけ小さくすることで、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節する（Ｓ１１）。すなわち、制御部２３３は、目標値の変化に応じて目標位相差θｍを更新する。この結果、目標値が変化した場合でも、出力電力の大きさは変化後の目標値に調節される。

そして、制御部２３３は、出力電力の目標値のデータをメモリから読み出して、目標値が変更されたか否かを判定する（Ｓ１２）。制御部２３３は、目標値が変更されるまで、現状の位相差制御を維持する。目標値が変更された場合、補正演算部２３２は、変更後の目標値に対応する指示位相差φｍを求める（Ｓ８）。そして、補正演算部２３２は、変更後の目標値に対応する位相補正量［φ−φｍ］を導出する（Ｓ９）。制御部２３３は、変更後の目標値に対応する位相補正量［φ−φｍ］が０以上であるか否かを判定する（Ｓ１０）。位相補正量［φ−φｍ］が０以上であれば、制御部２３３は、駆動位相差θを、変更後の目標値に対応する目標位相差θｍに調節する（Ｓ１１）。この結果、出力電力の大きさは変更後の目標値に調節される。

また、ステップＳ１０において位相補正量［φ−φｍ］が０未満であれば、制御部２３３は、電力補正回路２２のスイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン状態に制御して、電力補正回路２２を短絡状態にし（Ｓ１３）、ステップＳ１に戻ってインバータ回路２１に対する周波数制御を行う。すなわち、位相補正量［φ−φｍ］が０未満である場合、位相差制御による電力制御が不可能になるので、制御部２３３は、位相差制御から周波数制御に切り替える。

＜起動処理＞
本実施形態の非接触給電装置２は、インバータ回路２１が動作を開始する起動時において、以下に説明するようにインバータ回路２１をソフトスタートさせる。

制御回路２３は、インバータ回路２１の起動時、変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するための第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４のデューティ比を、０（ゼロ）から所定値（例えば０．５）まで徐々に上げることで、インバータ回路２１のソフトスタートを実現する。これにより、非接触給電装置２に入力される電圧や電流の急変が抑制され、回路素子に加わるストレスを低減できる。以下では、このように制御回路２３が第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４のデューティ比を変化させてインバータ回路２１をソフトスタートさせる処理を、「起動処理」という。

本実施形態の非接触給電装置２は、制御回路２３が起動処理を行っている間、電力補正回路２２に関しては全ての調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオンに固定し、電力補正回路２２を短絡状態にする。これにより、非接触給電装置２は、「（１）電力補正回路なし」（上記「基本動作」の欄参照）と等価の状態となる。

制御回路２３は、インバータ回路２１の起動処理が終了すると、つまり第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４のデューティ比が所定値（例えば０．５）に達すると、周波数制御にて出力電力の調節を開始する。このとき、制御回路２３は、電力補正回路２２の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン状態に維持しておく。

そして、制御回路２３は、周波数制御にて調節後の出力電力の大きさが所定の目標値未満である場合に、電力補正回路２２の動作を開始させる。具体的には、制御回路２３は、第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８にて調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング制御を開始する。これにより、非接触給電装置２は、「（２）電力補正回路あり」（上記「基本動作」の欄参照）と等価の状態となる。このとき、制御回路２３は、駆動位相差θを３６０（度）に一旦設定して、電力補正回路２２を始動させることが好ましい。

ところで、制御回路２３は、周波数制御によって出力電力を調節する前に、電力補正回路２２の動作を開始させて位相差制御によって出力電力の調節を行うように構成されてもよい。すなわち、制御回路２３は、周波数制御を行う前に、位相差制御によって出力電力の調節を行い、位相差制御による調節後の出力電力の大きさが所定の目標値未満である場合に、周波数制御を行ってもよい。

＜サーチモード＞
本実施形態においては、制御回路２３は、上述したような出力電力制御を行う通常モード（起動処理を含む）の他に、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間の結合係数を推定するサーチモードを有している。制御回路２３は、上記起動処理、周波数制御および位相差制御を行う前に、つまり通常モードで動作する前にサーチモードによる処理を実行して一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間の結合係数を推定する。

制御回路２３は、結合係数から、上記「基本動作」の「（１）電力補正回路あり」の欄で説明したような共振特性（つまりインバータ回路２１の動作周波数と、非接触給電装置２の出力電力との関係）をさらに推定することができる。その結果、制御回路２３では、例えばインバータ回路２１の動作周波数ｆ１について、インバータ回路２１が遅相モードで動作する（つまり進相モードにならない）周波数範囲を推定できる。これにより、制御回路２３は、通常モードでの動作を開始する際の動作周波数ｆ１の初期値を、インバータ回路２１が遅相モードで動作する周波数範囲内に設定することができる。なお、この場合、上述した周波数制御における動作周波数ｆ１の下限値は、インバータ回路２１が遅相モードで動作する周波数範囲の下限値と、許可周波数帯Ｆ１の下限値ｆｍｉｎとの大きい方とされる。

＜変形例１＞
本実施形態において、制御部２３３が駆動位相差θを電力制御開始角θｓから目標位相差θｍに調節する場合、段階的に調節してもよい。たとえば、駆動位相差θが電力制御開始角θｓ＝３６０度から目標位相差θｍ＝３００度に調節される場合、駆動位相差θは、３６０度→３４０度→３２０度→３００度となるように、調整幅を２０度として段階的に調節される。なお、調節幅は、２０度に限定されず、電力制御開始角θｓと目標位相差θｍとの差分に応じた任意の調整幅に設定されればよい。また、調整段数も、任意の数に設定される。

また、駆動位相差θは、３６０度→３１０度→３００度となるように、調整幅を変化させながら段階的に調節されてもよい。すなわち、制御部２３３は、駆動位相差θを目標位相差θｍ＋α（この場合、α＝１０度）に調節した後、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節する。

変形例１では、駆動位相差θを電力制御開始角θｓから目標位相差θｍに段階的に調節することによって、出力電力が過大になることを抑制できる。

なお、駆動位相差θを電力制御開始角θｓから目標位相差θｍに段階的に調節する形態は、上述の形態に限定されない。

＜変形例２＞
本実施形態において、制御回路２３が周波数制御から位相差制御に切り替えるタイミングは、周波数制御による出力電力が周波数制御によるピーク値に達したタイミング以外であってもよい。たとえば、制御回路２３は、出力電力が目標値の１／２に達するまで周波数制御を行い、出力電力が目標値の１／２に達した後、電力補正回路２２を用いた位相差制御を行う。

すなわち、出力電力の目標値以下の任意の閾値を設定し、制御回路２３は、出力電力が閾値に達するまで周波数制御を行い、出力電力が閾値に達した後、電力補正回路２２を用いた位相差制御を行えばよい。

＜変形例３＞
本実施形態において、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２は、コアに対して導線が螺旋状に巻き付けられたソレノイド型のコイルであってもよい。

また、電力補正回路２２は、本実施形態のように４つの調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を用いた構成に限定されない。出力電力の大きさを調整する回路は、図１に示す電力補正回路２２と等価な機能を有する回路であればよい。

また、出力点２１４と一次側コイルＬ１との間に電力補正回路２２が電気的に接続されてもよい。さらに、出力点２１３と一次側コイルＬ１との間、および出力点２１４と一次側コイルＬ１との間のそれぞれに、電力補正回路２２が電気的に接続されてもよい。

また、非接触給電装置２から非接触で出力電力が供給される（つまり給電される）負荷は、電動車両に限らず、例えば携帯電話機やスマートフォンなどの蓄電池を備えた電気機器、あるいは蓄電池を備えない照明器具などの電気機器であってもよい。

また、非接触給電装置２から非接触受電装置３への出力電力の伝送方式は、上述した磁界共鳴方式に限らず、例えば電磁誘導方式、マイクロ波伝送方式などであってもよい。

また、各変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４や各調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８は、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の他の半導体スイッチ素子で構成されていてもよい。

また、各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、各変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダイオードに限らず、各変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に外付けされていてもよい。同様に、各ダイオードＤ５〜Ｄ８は、各調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の寄生ダイオードに限らず、各調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８に外付けされていてもよい。

また、計測部２４は、制御回路２３と別に設けられる構成に限らず、制御回路２３と一体に設けられていてもよい。さらに、計測部２４は一次側コイルＬ１に流れる電流の大きさを計測できればよいので、電流センサ２５は、一次側コイルＬ１と第２の一次側コンデンサＣ１２との間に限らず、一次側コイルＬ１に流れる電流の経路上にあればよい。

また、制御回路２３の制御部２３３は、周波数制御を行うことは必須ではなく、位相差制御のみで出力電力の大きさを調節するように構成されていてもよい。

また、制御回路２３は、開始角演算部２３１、補正演算部２３２、制御部２３３が同一筐体に設けられていることは必須ではなく、例えば開始角演算部２３１、補正演算部２３２、制御部２３３はそれぞれ個別に設けられていてもよい。

また、インバータ回路２１は、直流電圧を交流電圧に変換して出力可能な電圧形インバータであればよく、４つの変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４がフルブリッジ接続されたフルブリッジインバータ回路に限らない。インバータ回路２１は、例えばハーフブリッジインバータ回路であってもよい。

＜まとめ＞
以上説明したように、本発明に係る第１の態様の非接触給電装置２は、インバータ回路２１と、一次側コイルＬ１（給電側コイル）と、電力補正回路２２と、制御回路２３とを備える。インバータ回路２１は、一対の入力点２１１，２１２と一対の出力点２１３，２１４との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を有している。インバータ回路２１は、複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングにより、一対の入力点２１１，２１２に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力点２１３，２１４から出力する。一次側コイルＬ１は、一対の出力点２１３，２１４間に電気的に接続され、交流電圧が印加されることにより二次側コイルＬ２（受電側コイル）に非接触で出力電力を供給する。電力補正回路２２は、一対の出力点２１３，２１４の少なくとも一方と一次側コイルＬ１との間に電気的に接続され、調整用コンデンサＣ１および複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を有している。電力補正回路２２は、複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングにより、調整用コンデンサＣ１の充放電を行う。制御回路２３は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４にて複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８にて複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する。制御回路２３は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードでインバータ回路２１を動作させるように構成される。制御回路２３は、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４（Ｇ２，Ｇ３）に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の位相の遅れである駆動位相差θ（第１位相差）を調節することにより、出力電力の大きさを調節するように構成されている。制御回路２３は、第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の１周期において調整用コンデンサＣ１が充電される時間と調整用コンデンサＣ１が放電される時間とが等しくなる駆動位相差θを電力制御開始角θｓとする。制御回路２３は、インバータ回路２１の出力電圧と一次側コイルＬ１に流れる電流との位相差をＶＩ位相差φ（第２位相差）とし、出力電力が目標値になるときのＶＩ位相差φを指示位相差φｍ（第３位相差）とする。制御回路２３は、駆動位相差θを電力制御開始角θｓに調節したときのＶＩ位相差φから指示位相差φｍを引いた差分を位相補正量φ−φｍとする。制御回路２３は、電力制御開始角θｓから位相補正量φ−φｍを引いた値を目標位相差θｍとして、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節する。

この構成によると、非接触給電装置２は、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４（Ｇ２，Ｇ３）に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の位相の遅れである駆動位相差θを調節することにより、出力電力の大きさを調節することができる。したがって、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との相対的な位置関係が変化して、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間の結合係数が変化したとしても、非接触給電装置２は、駆動位相差θを調節することによって、必要な出力電力を確保しやすくなる。

さらに、非接触給電装置２は、ＶＩ位相差φを用いて調整用コンデンサＣ１の放電時間と充電時間とが等しくなる角度を電力制御開始角θｓとしている。また、出力電力が目標値になる駆動位相差θを目標位相差θｍとして、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節している。したがって、非接触給電装置２は、出力電力の目標値に対する高い応答性を得ることができる。

本発明に係る第２の態様の非接触給電装置２では、第１の態様において、制御回路２３は、インバータ回路２１の動作周波数を調節する周波数制御を行っているときに、ＶＩ位相差φ（第２位相差）と出力電力との対応関係を推定する。そして、制御回路２３は、この推定結果に基づいて、指示位相差φｍ（第３位相差）を求めることが好ましい。

この構成によると、制御回路２３は、周波数制御時にＶＩ位相差φと出力電力との対応関係を推定するので、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との相対的な位置関係に応じた推定結果を得ることができる。したがって、非接触給電装置２は、目標位相差θｍの算出精度を向上させることができ、目標値に対する出力電力の精度を向上させることができる。

また、本発明に係る第３の態様の非接触給電装置２では、第１、第２の態様において、制御回路２３は、駆動位相差θ（第１位相差）を目標位相差θｍに調節する場合、電力制御開始角θｓから目標位相差θｍまでの範囲において、駆動位相差θを段階的に変化させることが好ましい。

この構成によると、駆動位相差θを電力制御開始角θｓから目標位相差θｍに段階的に調節することによって、出力電力が過大になることを抑制できる。

また、本発明に係る第４の態様の非接触給電装置２では、第１〜第３のいずれかの態様において、制御回路２３は、目標値が変化した場合、目標位相差θｍを更新することが好ましい。

この構成によると、非接触給電装置２は、目標値が変化した場合でも、出力電力の大きさを変化後の目標値に調節することができる。したがって、非接触給電装置２は、出力電力の目標値に対する追従性を向上させることができる。

また、本発明に係る第５の態様の非接触給電装置２では、第１〜第４のいずれかの態様において、目標位相差θｍが電力制御開始角θｓより大きい場合、制御回路２３は、電力補正回路２２を短絡状態に制御することが好ましい。

この構成によると、非接触給電装置２は、位相差制御による電力制御が不可能になる場合、位相差制御を停止させることができる。

また、本発明に係る第６の態様の非接触電力伝送システム１は、第１〜第５のいずれかの態様の非接触給電装置２と、二次側コイルＬ２（受電側コイル）を有する非接触受電装置３とを備える。非接触受電装置３は、非接触給電装置２から非接触で出力電力が二次側コイルＬ２に供給されるように構成されている。

この構成によると、非接触電力伝送システム１では、非接触給電装置２は、給電側コイルと受電側コイルとの相対的な位置関係が変化しても、必要な電力を確保しやすくなる。さらに、非接触給電装置２は、出力電力が目標値になる駆動位相差θを目標位相差θｍとして、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節している。したがって、非接触給電装置２は、出力電力の目標値に対する高い応答性を得ることができる。

また、非接触給電装置２は、マイクロコンピュータ等で構成されたコンピュータを搭載しており、このコンピュータがプログラムを実行することによって、非接触給電装置２の各機能が実現されている。なお、非接触給電装置２に搭載されるコンピュータは、プログラムに従って動作するプロセッサおよびインターフェースを主なハードウェア構成として備える。この種のプロセッサとしては、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro-Processing Unit）等を含み、プログラムを実行することによって非接触給電装置２の機能を実現することができれば、その種類は問わない。

また、プログラムの提供形態としては、コンピュータに読み取り可能なＲＯＭ（Read Only Memory）、光ディスク等の記録媒体に予め格納されている形態、インターネット等を含む広域通信網を介して記録媒体に供給される形態等がある。

本発明に係る第７の態様のプログラムは、非接触給電装置２に用いられるコンピュータを、制御部２３３、開始角演算部２３１、補正演算部２３２として機能させる。非接触給電装置２は、インバータ回路２１と、一次側コイルＬ１（給電側コイル）と、電力補正回路２２と、制御回路２３とを備える。インバータ回路２１は、一対の入力点２１１，２１２と一対の出力点２１３，２１４との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を有している。インバータ回路２１は、複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングにより、一対の入力点２１１，２１２に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力点２１３，２１４から出力する。一次側コイルＬ１は、一対の出力点２１３，２１４間に電気的に接続され、交流電圧が印加されることにより二次側コイルＬ２（受電側コイル）に非接触で出力電力を供給する。電力補正回路２２は、一対の出力点２１３，２１４の少なくとも一方と一次側コイルＬ１との間に電気的に接続され、調整用コンデンサＣ１および複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を有している。電力補正回路２２は、複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングにより、調整用コンデンサＣ１の充放電を行う。制御回路２３は、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４にて複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８にて複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する。制御回路２３は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードでインバータ回路２１を動作させるように構成される。制御回路２３は、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４（Ｇ２，Ｇ３）に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の位相の遅れである駆動位相差θ（第１位相差）を調節することにより、出力電力の大きさを調節するように構成されている。制御回路２３は、第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の１周期において調整用コンデンサＣ１が充電される時間と調整用コンデンサＣ１が放電される時間とが等しくなる駆動位相差θを電力制御開始角θｓとする。制御回路２３は、インバータ回路２１の出力電圧と一次側コイルＬ１に流れる電流との位相差をＶＩ位相差φ（第２位相差）とし、出力電力が目標値になるときのＶＩ位相差φを指示位相差φｍ（第３位相差）とする。制御回路２３は、駆動位相差θを電力制御開始角θｓに調節したときのＶＩ位相差φから指示位相差φｍを引いた差分を位相補正量φ−φｍとする。制御回路２３は、電力制御開始角θｓから位相補正量φ−φｍを引いた値を目標位相差θｍとして、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節する。

このプログラムによれば、専用の制御回路２３を用いなくても本実施形態の非接触給電装置２と同等の機能を実現できる。したがって、給電側コイルと受電側コイルとの相対的な位置関係が変化しても、必要な電力を確保しやすくなる。さらに、出力電力が目標値になる駆動位相差θを目標位相差θｍとして、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節しているので、出力電力の目標値に対する高い応答性を得ることができる。

本発明に係る第８の態様の非接触給電装置の制御方法は、第１〜第４処理を含む。非接触給電装置２は、インバータ回路２１と、一次側コイルＬ１（給電側コイル）と、電力補正回路２２と、制御回路２３とを備える。インバータ回路２１は、一対の入力点２１１，２１２と一対の出力点２１３，２１４との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を有している。インバータ回路２１は、複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングにより、一対の入力点２１１，２１２に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力点２１３，２１４から出力する。一次側コイルＬ１は、一対の出力点２１３，２１４間に電気的に接続され、交流電圧が印加されることにより二次側コイルＬ２（受電側コイル）に非接触で出力電力を供給する。電力補正回路２２は、一対の出力点２１３，２１４の少なくとも一方と一次側コイルＬ１との間に電気的に接続され、調整用コンデンサＣ１および複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を有している。電力補正回路２２は、複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチングにより、調整用コンデンサＣ１の充放電を行う。第１処理では、制御部２３３が、第１駆動信号Ｇ１〜Ｇ４にて複数の変換用スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、第２駆動信号Ｇ５〜Ｇ８にて複数の調整用スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する。制御部２３３は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードでインバータ回路２１を動作させる。制御部２３３は、第１駆動信号Ｇ１，Ｇ４（Ｇ２，Ｇ３）に対する第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の位相の遅れである駆動位相差θ（第１位相差）を調節することにより、出力電力の大きさを調節する。第２処理では、開始角演算部２３１が、第２駆動信号Ｇ６，Ｇ７（Ｇ５，Ｇ８）の１周期において調整用コンデンサＣ１が充電される時間と調整用コンデンサＣ１が放電される時間とが等しくなる駆動位相差θを電力制御開始角θｓとする。第３処理では、補正演算部２３２が、インバータ回路２１の出力電圧と一次側コイルＬ１に流れる電流との位相差をＶＩ位相差φ（第２位相差）とし、出力電力が目標値になるときのＶＩ位相差φを指示位相差φｍ（第３位相差）とする。補正演算部２３２は、駆動位相差θを電力制御開始角θｓに調節したときのＶＩ位相差φから指示位相差φｍを引いた差分を位相補正量φ−φｍとして求める。第４処理では、制御部２３３が、電力制御開始角θｓから位相補正量φ−φｍを引いた値を目標位相差θｍとして、駆動位相差θを目標位相差θｍに調節する。

この制御方法によると、専用の制御回路２３を用いなくても本実施形態の非接触給電装置２と同等の機能を実現できる。

なお、上述の実施の形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。

１ 非接触電力伝送システム
２ 非接触給電装置
３ 非接触受電装置
２１ インバータ回路
２１１，２１２ 一対の入力点
２１３，２１４ 一対の出力点
２２ 電力補正回路
２３ 制御回路
２３１ 開始角演算部
２３２ 補正演算部
２３３ 制御部
Ｃ１ 調整用コンデンサ
Ｇ１〜Ｇ４ 第１駆動信号
Ｇ５〜Ｇ８ 第２駆動信号
Ｌ１ 一次側コイル（給電側コイル）
Ｌ２ 二次側コイル（受電側コイル）
Ｑ１〜Ｑ４ 変換用スイッチ素子
Ｑ５〜Ｑ８ 調整用スイッチ素子
θ 駆動位相差（第１位相差）
θｓ 電力制御開始角
θｍ 目標位相差
φ ＶＩ位相差（第２位相差）
φｍ 指示位相差（第３位相差）

Claims (8)

1. 一対の入力点と一対の出力点との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子を有し、前記複数の変換用スイッチ素子のスイッチングにより、前記一対の入力点に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記一対の出力点から出力するインバータ回路と、
   前記一対の出力点間に電気的に接続され、前記交流電圧が印加されることにより受電側コイルに非接触で出力電力を供給する給電側コイルと、
   前記一対の出力点のうち少なくとも一方と前記給電側コイルとの間に電気的に接続され、調整用コンデンサおよび複数の調整用スイッチ素子を有し、前記複数の調整用スイッチ素子のスイッチングにより、前記調整用コンデンサの充放電を行う電力補正回路と、
   第１駆動信号にて前記複数の変換用スイッチ素子を制御し、第２駆動信号にて前記複数の調整用スイッチ素子を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードで前記インバータ回路を動作させるように構成され、
   前記制御回路は、前記第１駆動信号に対する前記第２駆動信号の位相の遅れである第１位相差を調節することにより、前記出力電力の大きさを調節するように構成されており、
   前記制御回路は、前記第２駆動信号の１周期において前記調整用コンデンサが充電される時間と前記調整用コンデンサが放電される時間とが等しくなる前記第１位相差を電力制御開始角とし、
   前記制御回路は、前記インバータ回路の出力電圧と前記給電側コイルに流れる電流との位相差を第２位相差とし、前記出力電力が目標値になるときの前記第２位相差を第３位相差とし、前記第１位相差を前記電力制御開始角に調節したときの前記第２位相差から前記第３位相差を引いた差分を位相補正量として、
   前記制御回路は、前記電力制御開始角から前記位相補正量を引いた値を目標位相差として、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する
   ことを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記制御回路は、前記インバータ回路の動作周波数を調節する周波数制御を行っているときに、前記第２位相差と前記出力電力との対応関係を推定し、この推定結果に基づいて、前記第３位相差を求めることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
3. 前記制御回路は、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する場合、前記電力制御開始角から前記目標位相差までの範囲において、前記第１位相差を段階的に変化させることを特徴とする請求項１または２記載の非接触給電装置。
4. 前記制御回路は、前記目標値が変化した場合、前記第３位相差を更新することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
5. 前記目標位相差が前記電力制御開始角より大きい場合、前記制御回路は、前記電力補正回路を短絡状態に制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の非接触給電装置と、
   前記受電側コイルを有する非接触受電装置とを備え、
   前記非接触受電装置は、前記非接触給電装置から非接触で前記出力電力が前記受電側コイルに供給されるように構成されている
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
7. 一対の入力点と一対の出力点との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子を有し、前記複数の変換用スイッチ素子のスイッチングにより、前記一対の入力点に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記一対の出力点から出力するインバータ回路と、前記一対の出力点間に電気的に接続され、前記交流電圧が印加されることにより受電側コイルに非接触で出力電力を供給する給電側コイルと、前記一対の出力点のうち少なくとも一方と前記給電側コイルとの間に電気的に接続され、調整用コンデンサおよび複数の調整用スイッチ素子を有し、前記複数の調整用スイッチ素子のスイッチングにより、前記調整用コンデンサの充放電を行う電力補正回路とを備える非接触給電装置に用いられるコンピュータを、
   第１駆動信号にて前記複数の変換用スイッチ素子を制御し、第２駆動信号にて前記複数の調整用スイッチ素子を制御して、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードで前記インバータ回路を動作させ、前記第１駆動信号に対する前記第２駆動信号の位相の遅れである第１位相差を調節することにより、前記出力電力の大きさを調節する制御部と、
   前記第２駆動信号の１周期において前記調整用コンデンサが充電される時間と前記調整用コンデンサが放電される時間とが等しくなる前記第１位相差を電力制御開始角とする開始角演算部と、
   前記インバータ回路の出力電圧と前記給電側コイルに流れる電流との位相差を第２位相差とし、前記出力電力が目標値になるときの前記第２位相差を第３位相差とし、前記第１位相差を前記電力制御開始角に調節したときの前記第２位相差から前記第３位相差を引いた差分を位相補正量として求める補正演算部として機能させ、
   前記制御部は、前記電力制御開始角から前記位相補正量を引いた値を目標位相差として、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する
   ことを特徴とするプログラム。
8. 一対の入力点と一対の出力点との間に電気的に接続された複数の変換用スイッチ素子を有し、前記複数の変換用スイッチ素子のスイッチングにより、前記一対の入力点に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記一対の出力点から出力するインバータ回路と、前記一対の出力点間に電気的に接続され、前記交流電圧が印加されることにより受電側コイルに非接触で出力電力を供給する給電側コイルと、前記一対の出力点のうち少なくとも一方と前記給電側コイルとの間に電気的に接続され、調整用コンデンサおよび複数の調整用スイッチ素子を有し、前記複数の調整用スイッチ素子のスイッチングにより、前記調整用コンデンサの充放電を行う電力補正回路とを備える非接触給電装置の制御方法であって、
   制御部が、第１駆動信号にて前記複数の変換用スイッチ素子を制御し、第２駆動信号にて前記複数の調整用スイッチ素子を制御して、電圧位相に対して電流位相が遅れ位相になる遅相モードで前記インバータ回路を動作させ、前記第１駆動信号に対する前記第２駆動信号の位相の遅れである第１位相差を調節することにより、前記出力電力の大きさを調節する第１処理と、
   開始角演算部が、前記第２駆動信号の１周期において前記調整用コンデンサが充電される時間と前記調整用コンデンサが放電される時間とが等しくなる前記第１位相差を電力制御開始角とする第２処理と、
   補正演算部が、前記インバータ回路の出力電圧と前記給電側コイルに流れる電流との位相差を第２位相差とし、前記出力電力が目標値になるときの前記第２位相差を第３位相差とし、前記第１位相差を前記電力制御開始角に調節したときの前記第２位相差から前記第３位相差を引いた差分を位相補正量として求める第３処理と、
   前記制御部が、前記電力制御開始角から前記位相補正量を引いた値を目標位相差として、前記第１位相差を前記目標位相差に調節する第４処理とを含む
   ことを特徴とする非接触給電装置の制御方法。

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