CN104040790B - 多层多波段天线 - Google Patents

多层多波段天线 Download PDF

Info

Publication number
CN104040790B
CN104040790B CN201280048632.4A CN201280048632A CN104040790B CN 104040790 B CN104040790 B CN 104040790B CN 201280048632 A CN201280048632 A CN 201280048632A CN 104040790 B CN104040790 B CN 104040790B
Authority
CN
China
Prior art keywords
electric field
magnet ring
antenna
radiator
field radiator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201280048632.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104040790A (zh
Inventor
福雷斯特·詹姆斯·布莱恩
赖安·詹姆斯·奥尔西
马修·罗伯特·福斯特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dockon AG
Original Assignee
Dockon AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dockon AG filed Critical Dockon AG
Publication of CN104040790A publication Critical patent/CN104040790A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104040790B publication Critical patent/CN104040790B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/30—Combinations of separate antenna units operating in different wavebands and connected to a common feeder system
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/48—Earthing means; Earth screens; Counterpoises
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/24—Combinations of antenna units polarised in different directions for transmitting or receiving circularly and elliptically polarised waves or waves linearly polarised in any direction
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H01Q25/001—Crossed polarisation dual antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H01Q7/005—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop with variable reactance for tuning the antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H01Q9/285—Planar dipole
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole

Abstract

实施方式提供了多波段复合环形天线（多波段天线）。多波段天线的实施方式产生处于两个或更多个频段的信号，其中所述两个或更多个频段能够彼此独立地被调节或调谐。多波段天线的实施方式包括至少一个电场辐射器和根据磁环形成的至少一个单极子。在特定频率处，所述至少一个电场辐射器与磁环的各个部分组合在第一频段处谐振并辐射电场。在又一特定频率处，所述至少一个单极子与磁环的各个部分组合在第二频段处谐振并辐射电场。磁环的形状可以被调谐以提高在特定频段处的辐射效率并且使得能够实现天线实施方式的多波段操作。

Description

多层多波段天线
相关申请的交叉引用
本申请要求如下申请的权益：于2011年9月2日提交的美国临时申请第61/530,902号、于2012年2月22日提交的美国申请第13/402,777号、于2012年2月22日提交的美国申请第13/402,806号、以及于2012年2月22日提交的美国申请第13/402,817号，所述申请的全部内容通过参引合并至本文中。
技术领域
实施方式提供了一种多波段复合环形天线（多波段天线）。多波段天线的实施方式产生两个或更多个频段的信号，上述两个或多个频段能够彼此独立地被调节和调谐。多波段天线的实施方式包括至少一个电场辐射器和根据磁环形成的至少一个单极子/偶极子。在特定频率处，与磁环的各个部分组合的上述至少一个电场辐射器在第一频段谐振并辐射电场。在又一特定频率处，与磁环的各个部分组合的上述至少一个单极子在第二频段谐振并辐射电场。磁环的形状可以被调谐以提高在特定频段的辐射效率并且使得能够实现天线实施方式的多波段操作。
背景技术
现代电信设备的大小不断减小产生了对改进的天线设计的需要。设备（例如移动/蜂窝电话）中的公知天线提供性能上的主要限制之一并且几乎总是折衷于一种或另一种方式。
具体地，天线的效率对设备的性能可以具有较大影响。较有效率的天线将辐射从发射器提供给它的能量中的较大比例能量。同样地，由于天线的固有互易性，较有效率的天线将会将所接收的信号中的更多转换成电能以由接收器处理。
为了确保最大限度地在收发器（既作为发射器又作为接收器进行操作的设备）与天线之间传输能量（在接收模式和发射模式二者中），二者的阻抗应该在幅值上彼此匹配。二者之间的任何不匹配将会导致次优性能，其中在发射情况下，能量从天线反射回发射器。当作为接收器操作时，天线的次优性能导致比在以其它方式可能的接收功率低的接收功率。
公知的简单的环形天线通常为电流馈入设备，其主要产生磁（H）场。正因为如此，它们通常不适合用作发射器。这对于小的环形天线（即小于一个波长或具有小于一个波长的直径的环形天线）尤其如此。相反，电压馈入天线（例如偶极子）产生电（E）场和H场，并且可以在发送模式和接收模式下使用。
由环形天线接收的或者从环形天线发送的能量的数量部分地由其面积确定。通常，每当环的面积减半，取决于应用参数（例如初始尺寸、频率等），可被接收的/发射的能量的数量减小约3dB。该物理约束常常意味着非常小的环形天线不能在实际中使用。
复合天线为其中激发横向磁场（TM）和横向电场（TE）模式二者以实现较高的性能益处（例如较高的带宽（较低的Q）、较大的辐射强度/功率/增益和较高的效率）的那些天线。
在40年代末期，Wheeler和Chu首次检验电小（ELS）天线的特性。通过他们的工作，许多数值公式被创建以描述天线随着其物理尺寸的减小而出现的限制。Wheeler和Chu提到的ELS天线的限制中特别重要的一个限制为它们具有大的辐射品质因数Q，在这一点上，它们在平均时间上存储的能量比它们辐射的多。根据Wheeler和Chu，ELS天线具有高辐射Q，这导致在天线或匹配网络中最小的电阻损耗并且导致通常在1%至50%之间的非常低的辐射效率。其结果是，自40年代末期开始，科学界已经普遍接受ELS天线具有窄带宽和差的辐射效率。使用ELS天线的无线通信系统中的现代成就中的许多现代成就来自调制方案并且在空中协议上的严格实验和优化，但是现今商业利用的ELS天线仍然反映Wheeler和Chu首次确定的窄宽带、低效率属性。
在90年代早期，Dale M.Grimes和Craig A.Grimes声称已经在数学上建立了在ELS天线中一起操作的TM和TE模式的某些组合，其超越了由Wheeler和Chu理论确定的低辐射Q限制。Grimes和Grimes在1995年5月、出版在IEEE Transactions on ElectromagneticCompatibility上的题为“Bandwidth and Q of Antennas Radiating TE and TM Modes”的期刊中描述了它们的工作。这些声明引发了许多争论，并且导致出现术语“复合场天线”，其中激活TM和TE模式二者，这与其中单独激活TM或TE模式的“简单场天线”形成对照。复合场天线的益处已经由几个备受尊敬的RF专家（包括美国海军空战中心武器分布聘用的专家）在数学上进行证明，其中他们得出如下证据：辐射Q低于Wheeler-Chu限制、提高的辐射强度、方向性（增益）、辐射功率和辐射效率（P.L.Overfelft,D.R.Bowling,D.J.White，"Colocated Magnetic Loop,Electric Dipole Array Antenna(Preliminary Results),"Interim rept.,1994年9月)。
归因于元件耦合的不利影响和在设计低损耗无源网络来组合电辐射器和磁辐射器中的相关困难，复合场天线被证明是复杂的且难以物理实现的。
存在通常由电路板上的金属的印刷带组成的二维、非复合天线的许多示例。然而，这些天线是电压馈入式的。一个这样的天线的示例为平面倒置F型天线（PIFA）。大多数类似的天线设计还主要包括四分之一波长（或者四分之一波长的若干倍）、电压馈入式、偶极子天线。
平面天线也是在本领域所公知的。例如授予Zahn等人的美国专利5,061,938需要昂贵的聚四氟乙烯基底或类似材料以用于天线操作。授予Shiga的美国专利5,376,942教示了可以接收但不发射微波信号的平面天线。Shiga天线还需要昂贵的半导体基底。授予Nalbandian的美国专利6,677,901涉及需要渗透比为1:1至1:3的介电常数的基底并且仅能够在HF和VHF频率范围（3至30MHZ和30至300MHz）内操作的平面天线。尽管在常用于普通印刷电路板的廉价玻璃纤维增强环氧树脂层压板（例如FR-4）上印刷一些较低频率器件是公知的，但FR-4中的介电损耗被认为太高，并且对于以微波频率使用的这样的基底，介电常数未足够紧密地被控制。由于这些原因，更常用氧化铝基底。另外，这些平面天线中没有一个是复合环形天线。
复合场天线就带宽、频率、增益和辐射强度方面提高的性能的基础源自存储在天线的近场中的能量的影响。在RF天线设计中，期望将提供给天线的能量尽可能多地转换成辐射功率。存储在天线近场中的能量历来被称为无功功率并且用于限制可以被辐射的功率的数量。当讨论复杂功率时，存在实部和虚（常常被称为“无功”）部。实功率离开源并且不再返回，然而虚功率或无功功率趋于围绕源的固定位置（半波长内）振荡并与源相互作用，从而影响天线的操作。出现的来自多个源的实功率是直接相加的，而虚功率的多个源可以是相加的或者相减的（抵消）。复合天线的益处在于：其由TM（电偶极子）源和TE（磁偶极子）源二者驱动，这使得工程师能够创造使用先前在简单场天线中不可用的无功抵消的设计，从而提高天线的实功率传输特性。
为了能够消除在复合天线中的无功功率，电场和磁场彼此正交地工作是必要的。尽管已经提议了对发射电场必要的电场辐射器和对生成磁场必要的磁环的许多布置，但所有这样的设计总是基于三维天线来解决。例如，授予McLean的美国专利7,215,292需要在平行平面中的一对磁环，其中第三平行平面上的电偶极子位于成对的磁环之间。授予Grimes等的美国专利6,437,750需要两对磁环和电偶极子被物理布置成彼此正交。McLean提交的美国专利申请US2007/0080878教示了其中磁偶极子和电偶极子同样处于正交平面的布置。
共同拥有的美国专利申请第12/878,016号教示了线性极化、多层平面复合环形天线。共同拥有的美国专利申请第12/878,018教示了线性极化、单侧复合环形天线。最后，共同拥有的美国专利申请第12/878,020号教示了线性极化、自含式复合环形天线。这些共同拥有的专利申请与现有天线的不同处在于它们为如下复合环形天线：该复合环形天线具有沿两个维度物理布置的一个或更多个磁环以及一个或更多个电场辐射器，而不需要如在McLean和Grimes等做出的天线设计中的磁环和电场辐射器的三维布置。
发明内容
不适用
附图说明
图1A是根据实施方式的单侧2.4GHz（千兆赫）自含式、圆极化、复合环形天线的平面图；
图1B示出了图1A的2.4GHz天线，其中右旋圆极化信号沿正z方向传播且左旋圆极化信号沿负z方向传播；
图2A是根据实施方式的单侧402MHz自含式、圆极化、复合环形天线的平面图，其中该天线具有沿两个最小反射电流点定位的两个电场辐射器；
图2B是示出图2A的单侧402MHz天线的回波损耗的图；
图3是单侧402MHz自含式、圆极化、复合环形天线的实施方式的平面图，其中该天线使用双延迟环；
图4是双侧402MHz自含式、圆极化、复合环形天线的实施方式的一侧的平面图，其中该天线使用一个电场辐射器和在天线背面的用作第二电场辐射器的贴片；
图5是双侧402MHz自含式、圆极化、复合环形天线的实施方式的一侧的平面图，其中该天线使用一个电场辐射器、在天线背面的用作第二电场辐射器的贴片以及延迟环和短截线的组合；
图6是双侧402MHz自含式、圆极化、复合环形天线的实施方式的一侧的平面图，其中该天线使用三个短截线来调节电场辐射器与在天线背面的用作第二电场辐射器的背面贴片之间的延迟；
图7是双侧402MHz自含式、圆极化、复合环形天线的实施方式的一侧的平面图，其中该天线含有具有电延长电场辐射器的正交走线的电场辐射器、在天线背面的用作第二电场辐射器的背面贴片、基本上拱形的延迟环和短截线；
图8A是示出寄生辐射器和在天线背面平面上的电容性贴片的双侧700MHz至2100MHz多波段天线的实施方式的平面图；
图8B是图8A中所示的多波段天线的平面图，其中进一步示出在多波段天线中形成的磁环；
图9A是具有电场辐射器和从磁环形成的单极子的、产生两个频段的2.4GHz/5.8GHz多波段天线的实施方式的平面图；
图9B示出了图9A的2.4GHz/5.8GHz多波段天线的回波损耗；
图10是具有电场辐射器和从磁环形成的偶极子的、产生两个频段的2.4GHz/5.8GHz多波段天线的实施方式的平面图；
图11A和图11B是初级LTE天线的实施方式的顶部平面和底部平面的平面图；
图12示出了2.4GHz/5.8GHz单侧、多波段CPL天线的实施方式，其中该天线具有从辐射器的左侧向下延伸的基本上曲线形走线和从磁环的第一臂向下延伸的矩形砖形部；以及
图13示出了2.4GHz/5.8GHz单侧、多波段CPL天线的替选实施方式，其中该天线具有从辐射器的左侧向下延伸的基本上曲线形走线和从磁环的第一臂向上延伸的矩形砖形部。
具体实施方式
实施方式提供了单侧且多层圆极化、自含式、复合环形天线（圆极化CPL天线）。圆极化CPL天线的实施方式通过如下来产生圆极化信号：通过使用物理地被定向成彼此正交的两个电场辐射器，并且通过确保两个电场辐射器被定位成使得两个电场辐射器之间的电延迟导致两个电场辐射器发射其各自的异相的电场。确保两个电场辐射器之间的适当电延迟还保持了天线的高效率并且其还改善了天线的轴比。
单侧复合环形天线、多层复合环形天线和自含式复合环形天线在美国专利申请第12/878,016号、第12/878,018号、第12/878,020号中进行了讨论，上述申请的全部内容通过参引合并至本文中。
圆极化是指其中当由天线生成的电磁波离开天线通过空间传播时电场和磁场不断旋转同时保持它们各自的正交性的现象。圆极化可以比线性极化更好穿透水分和障碍物。这使得它适用于潮湿环境、具有许多建筑物和树木的都市区以及卫星应用。
对于线性极化天线，独立设备的发射器和接收器必须具有相似的定向以使得接收器能够从发射器接收最强的信号。例如，如果发射器被垂直地定向，则接收器也应当被垂直地定向以便接收最强的信号。另一方面，如果发射器被垂直定向，但接收器以一定的角度稍微偏斜或倾斜而非垂直，则将接收到较弱的信号。类似地，如果发射器以一定的角度偏斜而接收器垂直，则接收器将接收到较弱的信号。这对于如下某些类型的移动设备(例如基于蜂窝网的电话)是显著的问题：其中电话中的接收器可能具有不断改变的方向，或者其中具有最佳信号强度的电话的方向同样还是用户最不舒适的方向。因此，当设计待用于便携式电子设备或用于卫星接收器的天线时，无法预测接收设备的方向，这因此导致接收器的性能下降。在便携式电子设备情况下，取决于用户在使用便携式电子设备时正在做什么，接收器的方向必然无法预测地改变。
解决该问题的可能方案为使用以不同方向布置的多个接收器或多个发射器，从而提高由接收器接收的信号的质量。例如，第一接收器可以是垂直的，第二接收器可以以45度角定向，并且第三接收器可以是水平的。这将使接收器能够接收线性垂直极化信号、线性水平极化信号和一定角度的线性极化信号。在此情况下，当从发射器发射的信号与接收器之一的方向匹配时，接收器将接收到最强的信号。然而，使用多个接收器/发射器需要较大的接收/发送设备来容置多个接收器/发射器。另外，需要运转另外的接收器/发射器的功率消耗抵消了多个接收器/发射器的益处。
在圆极化中，当所传播的信号自行不断旋转时，发射器和接收器不需要被相似地定向。因此，不管接收器的方向如何，接收器将会接收到相同的信号强度。如所指出的，在圆极化中，当电场和磁场通过空间传播时，电场和磁场不断地旋转同时保持它们各自的正交性。
图1A示出具有约2.92厘米的长度和约2.92厘米的高度的、单侧、2.4GHz、圆极化CPL天线100的实施方式。尽管特定的尺寸被指出用于该天线设计和本文中所公开的其他实施方式，但应当理解的是，本发明不限于特定的大小或操作频率，并且在不背离本发明教示的情况下可以开发使用不同大小、频率、部件和操作特性的天线。
天线100包括磁环102、直接耦接至磁环102的第一电场辐射器104和与第一电场辐射器104正交的第二电场辐射器106。电场辐射器104和106二者在物理上位于磁环102的内部。尽管电场辐射器104和106还可以被定位在磁环的外部，但优选地使电场辐射器104和106位于磁环的内部以使天线性能最大化。第一电场辐射器104和第二电场辐射器106二者为四分之一波长单极子，但替选实施方式可以使用为四分之一波长的某些倍数的单极子。
复合环形天线能够以发送和接收模式二者进行操作，从而能够实现比公知环形天线高的性能。CPL天线的两个主要部件为生成磁场（H场）的磁环和发射电场（E场）的电场辐射器。H场和E场必须彼此正交以使得由天线发射的电磁波能够有效地通过空间传播。为了实现该效果，电场辐射器被定位在沿磁环的约90度电位置或约270度电位置处。H场和E场的正交性还可以通过将电场辐射器定位在沿磁环的、其中流经磁环的电流处于反射最小的点处来实现。沿CPL天线的磁环的、其中电流处于反射最小的点取决于磁环的几何形状。例如，其中电流处于反射最小的点可以被初步确定为磁环的第一区域。在对磁环添加或移除金属以实现阻抗匹配之后，其中电流处于反射最小的点可以从第一区域改变到第二区域。
回到图1A，电场辐射器104和106可以在相同的90度或270度连接点处或者在其中流经磁环102的电流处于反射最小的同一连接点处耦接至磁环102。可替选地，第一电场辐射器可以被定位在沿磁环的、其中电流处于反射最小的第一点，并且第二电场辐射器可以被定位在沿磁环的、其中电流也处于反射最小的不同点。电场辐射器不必直接耦接至磁环。可替选地，电场辐射器中的每个电场辐射器可以使用窄的电气走线连接至磁环102以便增加电感性延迟。特别地，当电场辐射器位于磁环内时，必须注意确保辐射器不与天线的其他部分（例如下面进一步描述的过渡部108或地网110）电耦接，这可能破坏天线的性能或可操作性，除非期望一些形式的耦合（如下面进一步所描述的）。
如所指出的，天线100包括用于第一电场辐射器104和第二电场辐射器106的过渡部108和地网110。过渡部108包括磁环102的、具有比磁环102的宽度大的宽度的部分。下面将进一步描述过渡部108的功能。内置地网110使得天线100能够完全独立于任何接地平面或者使用天线的产品的机架。天线100的实施方式、圆极化CPL天线的类似的替选实施方式不必包括过渡部和/或地网。
过渡部部分地延迟在磁环周围的电压分布并且设置地网的阻抗，以使得出现在磁环和过渡部中的电压不会抵消正在由电场辐射器发射的电压。当在天线中将地网和电场辐射器定位成彼此相位相差180度时，无论附近任何接地平面如何，均可以提高天线的增益。还应当理解，可以调节过渡部的长度和宽度以与出现在地网中的电压进行匹配。
天线100还可以包括平衡-不平衡转换器112。平衡-不平衡转换器为一种电变换器，其可以将关于接地（差分）平衡的电信号转换成不平衡（单端）的信号，反之亦然。具体地，平衡-不平衡转换器对共模信号呈现高阻抗而对差模信号呈现低阻抗。平衡-不平衡转换器112用于消除共模电流。另外，平衡-不平衡转换器112将天线100调谐到期望的输入阻抗并且对整个磁环102的阻抗进行调谐。平衡-不平衡转换器112基本上为三角形并且包括由中间间隙114分开的两个部分。天线100的替选实施方式以及类似地自含式CPL天线和圆极化CPL天线的替选实施方式不必包括平衡-不平衡器转换器。
可以基于天线的操作频率设置过渡部108的长度。对于其中波长较短的较高频率天线，可以使用较短的过渡部。另一方面，对于其中波长较长的较低频率天线，可以使用较长的过渡部108。可以独立于地网110来调节过渡部108。
地网110被称为是内置的，原因是地网110由磁环102形成。因此，自含式地网天线不需要由使用天线的设备来提供接地平面。可以根据需要调节地网110的长度以获得期望的天线性能。
在简单的、四分之一波长的单极子的情况下，接地平面和地网为同一个。然而，接地平面和地网不一定必需相同。接地平面为参考相位点所在的地方，而地网为设置远场极化的那个。在自含式CPL天线的情况下，过渡部用于产生相对于地网的180度相位延迟，其还将与接地相对应的参考相位点移动到地网中，从而使天线独立于天线所连接到的设备。当在磁环的端部包含平衡-不平衡转换器时，则磁环的两端为天线的接地。如果天线未包含平衡-不平衡转换器，则磁环的距电场辐射器约180度的部分仍将充当接地平面。
天线100的实施方式不限于包括过渡部108和/或地网110。因此，天线100可以不包括过渡部108但仍包括地网110。可替选地，天线100可以不包括过渡部108或地网110。如果天线100未包括地网110，则天线100的增益和效率将会略有下降。如果天线100未包括地网，电场辐射器仍将寻找距电场辐射器约180度的可用作地网的地网，例如金属片（例如图1A的磁环102左侧）。尽管磁环102的左侧（在无地网情况下）可以以类似的方式起作用，但它将不会像包括具有比磁环102的宽度大的宽度的地网110那样有效（由于其减小的宽度）。换言之，连接至沿磁环的最小反射电流点的任何部件将寻找距该最小反射电流点180度的地网。在天线100中，地网110被定位成距用于电场辐射器104和106的最小反射电流点约180度。然而，如以上所指出的，尽管地网110具有益处，但移除地网110对天线100的增益和性能仅具有边际影响。
尽管图1A示出了具有水平定向的第一电场辐射器和垂直定向的第二电场辐射器的天线100的平面图，但在一些实施方式中，电场辐射器可以沿同一平面上不同的角度进行定向。尽管两个电场辐射器的精确位置可以改变，但重要的是将两个电场辐射器定位成彼此正交从而天线100操作为圆极化CPL天线。例如，第一电场辐射器可以以45度角倾斜，其中电气走线将倾斜的第一电场辐射器耦接至磁环。第二电场辐射器仅需要与第一电场辐射器正交以使得天线能够产生圆极化信号。在这样的实施方式中，由两个相交的电场辐射器形成的基本上十字的形状将倾斜45度。
圆极化CPL天线100为平面的。因此，在与由天线100形成的平面垂直的、沿正z方向的第一方向上发送右旋圆极化（RHCP）。在与第一方向相反、沿负z方向的第二方向上发送左旋圆极化（LHCP）。图1B示出了RHCP120从天线100的正面辐射而LHCP122从天线100的背面辐射。
在较低频率处，如果第一电场辐射器与第二电场辐射器之间没有足够的延迟，则布置与第二电场正交的第二电场辐射器可能会不起作用。如果两个电场辐射器之间没有足够的延迟，则两个电场辐射器可能同时发射其各自的电场或者可能发射未足够异相的电场，从而导致其电场的抵消。电场抵消导致较低的天线效率和增益，原因是电场中较少部分被发射到空间中。这也可能导致十字极化天线而非圆极化天线。
作为解决方案，返回参照图1A，两个电场辐射器可以沿磁环的不同点定位。因此，第二电场辐射器106不必被定位在第一电场辐射器104的顶部。例如，电场辐射器之一可以被定位在90度相位点，而第二电场辐射器可以被定位在270度相位点。如上所指出的，CPL天线中的磁环可以具有沿磁环的、其中电流处于反射最小的多个点。电场辐射器之一则可以被定位在其中电流处于反射最小的第一点，而第二电场辐射器可以被定位在其中电流同样处于反射最小的第二点。
在图1A的天线100中，电场辐射器104和106二者连接在相同的反射最小点处。然而，如图2A中所示出的，在天线100的替选实施方式中，第一电场辐射器104可以连接至沿磁环102的第一点，而第二电场辐射器106可以连接至沿磁环102的第二点。然而，同样如图2A所示，如所指出的，两个电场辐射器即使在物理上没有彼此接触，但对于天线仍需要被定位成相对于彼此正交以具有圆极化。
在图1A的以2.4GHz的频率工作的天线100中，第一电场发射器104与第二电场发射器106之间的距离105足够长以确保第一电场辐射器104与第二电场辐射器106异相。在天线100中，中心点107为第二电场辐射器的馈点（feed point）。
在天线100中，电流经由平衡-不平衡转换器112的右半部沿磁环102流入天线100、流入第一电场辐射器104、流入第一电场辐射器106、流过过渡部108、流过地网110以及通过平衡-不平衡转换器112的左半部流出。
图2A示出单侧、402MHz、自含式、圆极化CPL天线200的实施方式。天线200包括沿两个不同反射最小点定位的两个电场辐射器204和206。402MHz天线200具有约15厘米的长度和约15厘米的高度。天线200不包括过渡部，但它包括地网208。地网208跨越磁环202的左侧的长度并且具有为磁环202的宽度的两倍的宽度。然而，这些尺寸并不固定并且地网长度和宽度可以被调谐以使天线的增益和性能最大化。天线200还包括平衡-不平衡转换器210，然而天线200的替选实施方式不必包含平衡-不平衡转换器210。在天线200中，平衡-不平衡转换器210在物理上位于磁环202的内部。然而，平衡-不平衡转换器210还可以在物理上定位在磁环202的外部。
在天线200中，电流经由平衡-不平衡转换器210的右半部在馈点216处流入天线200。然后电流沿磁环202向右流动。第一电场辐射器204被定位在沿磁环202的底部半段位于平衡-不平衡转换器210的右侧。电流流入第一电场辐射器204并沿着第一电场辐射器204的整个长度流动、继续沿磁环202流动并且流经延迟环212。然后电流流经第二电场辐射器206的整个长度并且继续流经磁环202的顶侧、流经地网208并且流入延迟短截线214等。
如所指出的，天线200包括突出到磁环202中的第一延迟环212。延迟环212用于调节第一电场辐射器204与第二电场辐射器206之间的延迟。第一电场辐射器204被定位在90度相位点处，而第二电场辐射器206被定位在180度相位点处。两个电场辐射器204和206的宽度是相同的。可以改变两个电场辐射器204和206的宽度和长度以调谐天线的操作频率，并且调谐天线的轴比。
轴比为电场的正交分量之比。圆极化场由等幅度的两个正交的电场分量组成。例如，如果电场分量的幅度为不相等或几乎相等，则结果为椭圆极化场。轴比是通过对沿第一方向的第一电场除以与第一电场正交的第二电场取对数来计算出的。在圆极化天线中，期望使轴比最小化。
可以根据需要来调谐延迟环212的长度和宽度以及组成延迟环212的走线的厚度以实现两个电场辐射器之间的必要延迟。使延迟环212突出到磁环202中（即定位在磁环202的内部），优化了天线200的轴比。然而，延迟环212还可以突出到磁环202的外部。换言之，延迟环212增加了第一电场辐射器204与第二电场辐射器206之间的电长度。延迟环212不需要为基本上矩形形状。延迟环212的实施方式可以为将会显著减慢电子沿延迟环212的流动的曲线的、锯齿的或者任何其他形状，从而确保电场辐射器彼此异相。
可以将一个或更多个延迟环添加到天线以实现两个电场辐射器之间的适当延迟。例如，图2A示出了具有单个延迟环212的天线200。然而，除了具有单个延迟环212，天线200的替选实施方式可以具有两个或更多个延迟环。
天线200还包括在磁环202的左侧上的短截线214。短截线214直接耦接至磁环202。短截线214电容性地耦接至第二电场辐射器206，从而电延长电场辐射器206以将阻抗匹配调谐到一定波段。在天线200中，第二电场辐射器206不能被物理地制作的较长，原因是以这种方式延长电场辐射器206将使电场辐射器206电容性地耦接至地网208，从而使天线的性能降低。
如以上所指出的，如图2A所示，第二电场辐射器206正常地需要比其在图2A所示的长度长。具体地，第二电场辐射器206将不得不被加长差不多短截线214的长度。然而，使电场辐射器206较长，其将会电容性地地耦接至磁环202的左侧。短截线的使用使得第二电场辐射器能够呈现电较长。电场辐射器206的电长度可以通过沿磁环202的左侧上下移动短截线214来调谐。将短截线214沿磁环202的左侧移动得较高导致电场辐射器206为电较长。另一方面，将短截线214沿磁环202的左侧移动得较低导致电场辐射器206呈现电较短。电场辐射器206的电长度还可以通过改变短截线214的物理大小来调谐。
图2B是示出在无短截线214情况下的天线200的回波损耗的曲线图。因此，图2B示出包括具有不同电长度的两个电场辐射器的天线200的回波损耗。当两个电场辐射器为不同电长度时，回波损耗示出在不同频率处的两个跌落。第一跌落220和第二跌落222对应于天线的阻抗匹配的频率。每个电场辐射器产生其自己的谐振。就回波损耗而言，每个谐振分别产生多个跌落。在天线200中，由于第一电场辐射器204沿磁环202更靠近馈点216，所以第一电场辐射器204产生比第二电场辐射器206稍高的谐振，该稍高的谐振与第二跌落相对应。在另一方面，由于馈点216与第二电场辐射器206之间的较长长度，第二电场辐射器206产生较低的谐振，该较低的谐振与第一跌落220相对应。如以上所提的，短截线214电延长第二电场辐射器206。这因此使第一跌落220移动并使第一跌落220与第二跌落222相匹配。
图3是示出具有两个延迟环的、单侧、402MHz、自含式、圆极化天线300的平面图。天线300具有约15厘米的长度和约15厘米的高度。天线300包括磁环302、沿其中电流处于反射最小的第一点定位的第一电场辐射器304、沿其中电流处于反射最小的第二点定位的第二电场辐射器306。天线300还包括地网308和平衡-不平衡转换器310。与来自图2A的天线200相比，天线300未包含短截线214，但包括两个延迟环：沿磁环302的右侧的第一延迟环312和沿磁环302左侧的第二延迟环314。第二延迟环314用于调节两个电场辐射器304与406之间的电延迟。在天线300中，第二延迟环314的顶部316电容性地耦接至第二电场辐射器306，其通过电延长第二电场辐射器306来执行与天线200的短截线214相似的功能。
当天线包括两个或更多个延迟环时，两个或更多个延迟环不必具有相同的尺寸。例如，在天线300中，第一延迟环312几乎为第二延迟环314一半那么小。可替选地，第二延迟环314可以由两个较小的延迟环来代替。可以将延迟环添加到磁环的任何一侧，并且单个天线可以在磁环的一侧或更多侧具有延迟环。
在不使用延迟环的情况下通过增加磁环的总长度可以实现两个电场辐射器之间的适当延迟。因此，延迟环302在其不包含延迟环312和314的情况下将需要为更大以确保第一电场辐射器304与第二电场辐射器306之间的适当延迟。因此，在天线设计期间，使用延迟环可以被用作空间节约技术，即，可以通过将各种部件移动至磁环302的内部上的物理位置来减小天线的整体大小。
图2A和图3为具有其角部以约45度角切割的磁环的天线的示例。以一定角度切割磁环的角部提高了天线的效率。磁环具有形成约90度角的角部影响流经磁环的电流的流动。当流经磁环的电流击中90度角的角部时，其将使电流反弹，其中所反射的电流或者逆着主电流流动或者形成涡流池。由于90度角部而造成的能量损耗可能负面影响天线的性能，特别是在较小的天线实施方式中。以约45度角切割磁环的角部改善了电流在磁环的角部周围的流动。因此，成角度的角部使得电流中的电子在其流经磁环时被较少地阻碍。尽管以45度角切割角部为优选的，但以与45度不同的角度切割的替选实施方式也是可能的。任何CPL天线可以包含具有以一定角度被切割的角部的磁环，但切割角部并不总是必要的。
替代使用环来调节天线中的两个电场辐射器之间的延迟，可以使用一个或更多个基本上矩形的金属短截线来调节两个电场辐射器之间的延迟。图4示出双侧（多层）、402MHz、自含式、圆极化天线400的实施方式。天线400包括磁环402、第一电场辐射器404（垂直）、第二电场辐射器406（水平）、过渡部408、地网410和平衡-不平衡转换器412。
第一电场辐射器406附接至使第一电场辐射器406电延长的方形贴片414。方形贴片414直接耦接至磁环402。可以基于电场辐射器406如何要被调谐来相应地调节方形贴片414的尺寸。天线400还包括位于其上施加有天线的基底的背侧的背面贴片416。具体地，背面贴片416跨越磁环402的左侧的整个长度。背面贴片416连同第一电场辐射器404一起垂直地辐射，并且与第二电场辐射器406异相。背面贴片416未电连接至磁环，并且同样地，其为寄生电场辐射器。因此，天线400为具有充当电场辐射器的两个垂直元件以及充当第一电场辐射器的仅一个水平元件的圆极化CPL天线的示例。其他实施方式可以包括一起操作的垂直元件的许多不同组合和一起操作的水平元件的许多不同组合，并且如本文所描述的只要这些垂直元件与水平元件为异相，则天线将是圆极化的。
天线400还包括第一延迟短截线418和第二延迟短截线420。两个延迟短截线418和420为基本上矩形形状的。延迟短截线418和420用于调节第一电场辐射器404与第二电场辐射器406之间的延迟。尽管图4示出了突出到磁环402中的两个延迟短截线418和420，但可替选地，两个延迟短截线418和420可以被布置成使得两个延迟短截线418和420突出到磁环402的外部。
图5示出双侧、402MHz、自含式、圆极化的、CPL天线500的另一实施方式。相比于到目前为止提出的其他实施方式，天线500包括磁环502和仅一个电场辐射器504。优于使用第二电场辐射器，天线500使用在天线500背侧上的大的金属背面贴片506作为寄生、垂直电场辐射器。背面贴片506具有基本上矩形的切除部508，该切除部508被从背面贴片506切除以减小电场辐射器504与背面贴片506之间的电容性耦合。切除部508不影响由背面贴片506发射的辐射图案。天线500还包括过渡部510、地网512和平衡-不平衡转换器514。
具体地，天线500示出了使用延迟环、延迟短截线和金属贴片的组合来调节电场辐射器504与背面贴片506之间的延迟。延迟环516不辐射且用于调节电场辐射器504与背面贴片506之间的延迟。延迟环516同样使其角部以一定角度被切割。如以上所提及的，以一定角度切割角部可以改善电流在角部周围的流动。
天线500还包括直接耦接至磁环502的金属贴片518和同样耦接至磁环502的较小延迟短截线520。金属贴片518和延迟短截线520二者有助于调谐用作垂直辐射器的背面贴片506与电场辐射器504之间的延迟。金属贴片518使其底部左角部被切除以减小金属贴片518与延迟环516之间的电容性耦合。
背面贴片506（即使其为寄生的）沿与电场辐射器504正交的方向定位。例如，如果电场辐射器504以一定角度定向并且经由电气走线耦接至磁环502，则背面贴片506将不得不被定向成使得电场辐射器504与背面贴片506之间的方向差为90度。
图6示出双侧、402MHz、自含式、圆极化CPL天线600的另一示例。天线600包括磁环602、电场辐射器604、用作与电场辐射器604正交的第二寄生辐射器的背面贴片606、过渡部608、地网610和平衡-不平衡转换器612。图6是仅使用延迟短截线来调节电场辐射器604与背面贴片606之间的延迟的天线600的示例。背面贴片606位于天线600的背面。背面贴片606跨越磁环602的左侧的整个长度。如图5的背面贴片506的情况那样，背面贴片606不具有被切除的部分，原因是背面贴片606较窄。
天线600使用三个延迟短截线来调节电场辐射器604与背面贴片606之间的延迟。图6包括被定位在平衡-不平衡转换器612右侧的大的延迟短截线614、沿磁环602的右侧并且在电场辐射器604之前定位的中间延迟短截线616、以及同样沿磁环602的右侧但在电场辐射器604之后定位的小的延迟短截线618。
如以上所指出的，自含式、圆极化CPL天线可以使用仅延迟环、仅延迟短截线或者延迟环与延迟短截线的组合来调节两个电场辐射器之间的延迟或者电场辐射器与用作第二电场辐射器的其他元件之间的延迟。天线可以使用各种大小的一个或更多个延迟环。另外，延迟环中的一些可以使其角部以一定角度被切除以改善电流沿延迟环的角部的流动。类似地，天线可以使用各种大小的一个或更多个延迟短截线。延迟短截线还可以相应地被成形或被切割以减小与天线中其他元件的电容性耦合。最后，延迟环和延迟短截线二者可以在物理上位于磁环的内部，以使得它们突出到磁环中。可替选地，延迟环和延迟短截线可以在物理上位于磁环的外部，以使得它们突出到磁环的外部。单个天线还可以组合突出到磁环中的一个或更多个延迟环/短截线和突出到磁环外部的一个或更多个延迟环/短截线。延迟环可以具有从基本上矩形到基本上平滑曲线形状的范围的各种形状。
图7示出双侧、402MHz、自含式、圆极化CPL天线700的另一示例。天线700包括磁环702、具有位于电场辐射器704中间的小走线706的电场辐射器704、用作与电场辐射器704正交的寄生电场辐射器的背面贴片708、过渡部710、地网712和平衡-不平衡转换器714。小走线706被定位成与电场辐射器704正交并且用于将电场辐射器704电延长以进行阻抗调谐的目的。因此，替代使电场辐射器704较长并且不得不切除背面贴片708的一部分以防止这两个元件之间的电容性耦合，与电场辐射器704正交的小走线706在无需使电场辐射器在物理上较长的情况下延长了电场辐射器704。
天线700为使用具有基本上平滑曲线形状的延迟环的天线的示例。延迟环716为基本上拱形的。然而，应指出的是，相比于使用在图7中所示的拱形环，使用矩形的延迟环提高了天线性能。
天线700还包括基本上矩形的延迟短截线718。延迟环716和延迟短截线718二者用于调节水平电场辐射器704与用作第二电场辐射器的垂直背面贴片708之间的延迟。
在以上所示的天线的每个实施方式中，磁环作为整体具有第一感抗并且第一感抗必须与天线的其他部件的组合容抗（例如第一电场辐射器的第一容抗、第一电场辐射器与磁环之间的物理布置的第二容抗、第二电场辐射器的第三容抗和第二电场辐射器与磁环之间的物理布置的第四容抗）相匹配。同样应当理解的是，针对适当性能，其他元件可以贡献在整个天线中必须相匹配或者平衡的感抗和容抗。
图8A示出了具有寄生辐射器的双侧（多层）多波段CPL天线的实施方式。天线800具有约5.08cm的长度和约2.54cm的高度。天线800包括在顶部平面上的磁环走线802和在底部平面的寄生电场辐射器804（寄生辐射器）。走线802的磁环为全波长，然而走线802的替选实施方式可以具有不同的波长。如下面更充分描述的，走线802还作为电场辐射器以两个更多不同频率操作。与以上所描述的其他CPL天线一样，电场中的每个电场与磁环802的磁场中的每个磁场正交。
电场辐射器804被称为寄生辐射器，原因是其未物理地连接至磁环802并且其相对于由其供给能量的某部件是谐振的。谐振元件为吸收能量并且辐射与其吸收的能量相位相差180度的能量的元件。只要元件不断被能量激发，则元件中的能量积聚到吸收的能量的两倍。为了辐射出为元件正在吸收的能量的两倍的能量，总能量超过所有被激发的能量不能大于3db。
寄生辐射器804发射电场。对于天线的本实施方式重要的是具有由磁环802产生的电场，归因于寄生辐射器804的存在，而且位于沿磁环的与寄生辐射器804平行的位置上。另外，由磁环走线802产生的电场还需要与由寄生辐射器804发射的电场同相。
即使为直的电场辐射器804导致最高的效率和增益，寄生辐射器804也包括弯曲部或锯齿形806。每当引入弯曲部（例如弯曲部806）时，其导致由电场辐射器发射的电场的一些抵消。在图8中示出的实施方式中，无弯曲部的直的电场辐射器将导致磁环的馈点或驱动点801与电场辐射器之间的电容性耦合。归因于磁环802为与电容器并联的电感，该电容性耦合转而将会使磁环802成为谐振电路。期望使寄生辐射器804为谐振元件而非磁环802，以使得寄生辐射器804可以用于设置期望的频率。
图8中所描绘的寄生辐射器804被定位在磁环802的内部。在替选实施方式中，寄生辐射器804可以被定位成使得寄生辐射器804的多一半处于磁环802的内部。将寄生辐射器804沿背面平面或底层移动靠近磁环802的中心，减小了寄生辐射器804的电长度。相反，将寄生辐射器804移动靠近磁环802的边缘，增加了寄生辐射器804的电长度。
磁环802走线被弯成一个或更多个水平部段和一个或更多个垂直部段。图8所示的磁环走线802为对称的，其中走线的右半部与走线的左半部是相同的。然而，走线802仅为如下多种方式中的特定实施方式：其中磁环走线802可以被布置并弯折以形成以不同频率辐射电场的各种水平部段和垂直部段。在替选实施方式中，天线可以使用为非对称的磁环走线，其中走线的右半部被弯折成与走线的左半部的图案不同的图案。
为了便于理解，将参照从驱动点801开始的磁环走线的右半部来进一步描述磁环走线802。磁环走线802包括辐射第一电场的第一水平部段808。第一水平部段808以基本上90度角弯向加强第一水平部段808的第一垂直部段810。第一垂直部段810以基本上90度角弯向辐射第二电场的第二水平部段814。第二水平部段814以基本生90度角弯向与磁环802的左半部上的对应第二垂直部段电容性抵消的第二垂直部段816。第二垂直部段816以基本上90度角弯向辐射第三电场的第三水平部段818。最后，磁环走线802的顶部走线820以与第一水平部段808同相地辐射，并且顶部走线820与第一水平部段808二者由寄生辐射器804加强。
辐射电场的磁环走线的各个水平部段可以根据需要来回移动以使电场或多或少地相加。天线800还包括在天线800背面的电容性贴片812，其向第一垂直部段810添加电容。具体地，电容性贴片812使得由天线800生成的一个或更多个电场能够彼此更加同相，并因此为相加而非相减。因此，电容性贴片812为调谐天线的方式的示例，具体地为调谐由天线生成的电场的方式的示例。
应当理解，电容性贴片812对于天线800被适当地调谐不是必要的。尽管一个实施方式可以使用电容性贴片812来调谐天线的性能，但添加电容性贴片812的益处还可以通过调节磁环走线来实现。可以通过如下方式来调节磁环走线：通过增大或减小顶部走线820的大小；通过增加或减小磁环走线的整个宽度，使磁环走线802的一个或更多个部段比整个磁环走线802宽或窄；调节磁环走线802中的弯曲部的位置等。类似地，天线800的实施方式可以使用被定位在与磁环走线802的部段有关的不同位置处的两个或更多个电容性贴片，以便对天线性能进行调谐。
磁环走线802的第一水平部段808为四分之一波长，即使在替选实施方式中，第一水平部段808也可以具有为多倍波长的不同长度。磁环走线802的第一垂直部段810用于加强并且其充当位于四分之一波长的单极子的端部的电容器。如以上所指出的，电容性调谐贴片812调节磁环走线802的第一垂直部段810的电容，并因此缩短由第一水平部段808所设定的波长。除了辐射第二频段之外，磁环802的第二水平部段814还抵消由第一垂直部段810添加的电容。
在天线800中，电容性贴片812不用作电场辐射器，原因是其与由磁环走线802的水平部段生成的电场正交。寄生辐射器804沿与磁环走线802的水平部段相同的平面排列，并因此其用作寄生元件而非作为电容性贴片。寄生辐射器804辐射的能量与磁环走线802的水平部段生成的电场平行。
寄生辐射器804的长度是基于期望由寄生辐射器804辐射的谐振频率来设置的。还应当理解的是，频率为对数的。因此，当使频率加倍时，路径衰减和性能中存在6dB的损耗。为了使天线800高效地操作，将寄生辐射器804的长度设置为待由天线800生成的最低频率，以向天线800在最低频率处的效率添加3dB。在可替选实施方式中，基于对期望天线性能的调谐，可以将寄生辐射器802的长度设置成由天线800生成的多个频率中的特定频率。
天线800以700MHz、1200MHz以及1700Mz至2100MHz操作。与磁环走线802的顶部走线820组合并且由寄生辐射器804加强的磁环走线802（其为YAGI元件）的第一水平部段808生成700MHz频段。第三水平部段818生成1200MHz频段。第二水平部段814生成1700MHz至2100MHz频段。归因于在天线800的背面上的负载电容器812，第二水平部段814能够产生在1700MHz至2100MHz之间的范围。磁环802的整个外部矩形轮廓为用于700MHz频段的磁部件。如从天线辐射器800可以理解的，生成各种频段的部段不需要在磁环802中为特定顺序。
如以上所指出的，在天线800中，磁环走线802的某些部分被抵消以使磁环走线802的总长度为全波长。磁环走线802的形状使得天线能够生成各种频率，但是为了产生导致磁环走线802的水平部段和垂直部段的各种弯曲部，使用了具有比一个波长大的长度的磁环。例如，第二垂直部段816彼此抵消。这使得磁环走线802表现得好像其电长度为一个波长，即使磁环走线802的物理长度比一个波长长或短。
磁环走线802的弯曲部连同在磁环走线802的各个点处的抵消和加强的使用使得单个磁环走线802能够表现为多种尺寸的多个磁环。如图8B所示出的，由第一水平部段808、第一垂直部段810和第二水平部段814形成第一磁环830。由磁环的整个走线802形成第二磁环。最后，由第二水平部段814、第二垂直部段816和第三水平部段818形成第三磁环832和第四磁环834。然而，第三和第四磁环832和834不产生任何增益或效率，原因是这些磁环的间隔和布置导致这两个磁环彼此抵消。进一步应当理解的是，磁环走线802以如下这样的方式弯曲：使得高电压的各个节点和流经磁环的高电流的各个节点在要产生多带天线的特定频率处相加。
替选实施方式包括在无寄生辐射器的情况下可以生成多个频段的CPL天线。这通过使至少一个电场辐射器被定位在磁环内且生成第一频段并且使磁环的各个部分以与电场辐射器组合或独立地以各种频率辐射来生成另外的频段来实现。图9A示出了2.4/5.8GHz多波段CPL天线900的实施方式。天线900为具有约1厘米的宽度和约1.7厘米的长度的天线的示例。天线900包括磁环902和被定位在磁环902内部的电场辐射器904。电场辐射器904用于生成天线900的第一波段（2.4GHz）。电场辐射器904经由曲折走线906耦接至磁环902。走线906在90度相位点处耦接电场辐射器904，但是其可以可替选地在180度或270度相位点处、或者在沿磁环902的其中流经磁环902的电流为反射最小的点处被耦接。取决于天线设计或天线的所需尺寸，电场辐射器904还可以直接耦接至磁环902。例如，在天线900中，由于电场辐射器耦接至磁环902的顶部，所以难以将电场辐射器904直接耦接至磁环902；从而产生对走线906的需求，而不同设计可以使得电场辐射器能够耦接至磁环902的一侧。
在天线900中，磁环的一部分以基本上梯形方式在弯曲部910处弯曲以产生单极子914。具体地，磁环的在弯曲部910之后的部分916被电容性地加载以使单极子914进入谐振。单极子914生成天线900的较高频段(5.8GHz)。
电场辐射器904为基本上矩形的。电场辐射器904的底部右角部908以一定角度被切割以减小电场辐射器904的底部右角部908与弯曲部910（尤其是弯曲部910的最接近电场辐射器904的角部912）之间的电容性耦合。取决于所期望的天线性能和其他天线要求，将电场辐射器904的角部进行切割是可选的并且可以在各种实施方式中使用。在替选的实施方式中，电场辐射器904的一个或更多个角部可以以一定角度被切割以减小与磁环的一个或更多个部分（包括磁环的其中不存在弯曲部910或单极子914的部分）的电容性耦合。
将电场辐射器904的角部以一定角度切割改变了电场辐射器904的图案和谐振频率。在如图9A所示的实施方式中，期望使在较高频段频率处的效率最大化。因此，即使以一定角度切割电场辐射器的角部影响了其性能，但是这对于使电场辐射器的角部电容性地耦接至较高频段的弯曲部是优选的。
电气走线906可以以其他方式成形，例如为直的而非曲线的。如图9A所示的，电气走线906还可以被成形为具有柔软且优美的曲线，或者被成形为使电气走线906中的弯曲部的数量最小化。另外，可以通过增加或减少电气走线906的厚度来改变电气走线906以便电气走线的电感将天线的各个元件和部分的全部容抗与由天线的各个元件和部分生成的全部感抗进行匹配。电气走线906还增加了电场辐射器204的电长度。
图9B示出了天线900的回波损耗曲线图。回波曲线图示出了与较低频段相关联的第一跌落920和与天线的较高频段相关联的第二跌落922。回波损耗曲线图示出了由天线900发射的并且未从天线返回到发射器的能量。因此，在天线的两个频段（2.4GHz和5.8GHz）处，存在两个对应的回波损耗跌落920和922。
另外，可以彼此独立地移动回波损耗中的两个跌落。因此，两个频段可以被独立地调节，原因是它们是独立谐振。多波段天线的实施方式可以生成为无寄生效应妨碍天线性能的非谐振相关的频率。还应当理解的是天线900具有单个馈点，但是能够生成为非谐波相关的两个或更多个频段。
如所指出的，频段可以被独立地调节。例如，可以通过改变电场辐射器904的宽度或高度来调节电场辐射器904，并且这些改变将不影响与弯曲部910相关联的频段。可以通过左右调节邻近单极子的直角来在频率上调节来自弯曲部910的单极子914。将邻近单极子的直角向右移将导致较长的单极子，从而导致由单极子914发射较低的频率。另外，将邻近单极子的直角向左移将会导致较短的单极子，从而导致由单极子914发射较高的频率。如先前所指出的，具有较短的单极子将会导致频率较高的较小的波长。相反，具有较长的单极子将会导致频率较低的较长的波长。
弯曲部910中的单极子914和电场辐射器904为单极子，原因是偶极子那半部分消失（其相反情况如参照图10所示出的）。如果另一半为用于单极子的地网，则其将为偶极子。在天线900中，弯曲部910的单极子914视地网而定，其中地网为磁环的相对侧。
图10示出了使用偶极子来生成天线的5.8GHz波段的2.4/5.8GHz天线1000的又一实施方式。天线1000包括磁环1002和经由曲折走线1006耦接至磁环1002的电场辐射器1004。电场辐射器1004为基本上矩形状，但其不具有以一定角度切除的底部右角部或者任何其他角部。因此，这旨在示出天线的实施方式可以包含或者可以不包含具有以一定角度被切除的角部以减小与天线的另一元件的电容性耦合的电场辐射器。
一般情况下，如果以特定形式来布置天线的元件，则可以通过切除一个或多个元件的角部来调谐天线以减小彼此靠近的元件之间的电容性耦合。然而，电场辐射器的总表面积影响效率。因此，切割电场辐射器的角部降低了天线的效率。第二直角影响磁环的大小。最小化反射电流点作为结果也会移动。
天线1000包括第一弯曲部1008和被弯曲具有第二梯形弯曲部1010的部分，其中第一梯形弯曲部1008与第二弯曲部1010基本上对称。第一四分之一波长尺寸1012与第二四分之一波长尺寸1014一起形成偶极子。基于所期望的辐射角和所要求的阻抗带宽来使用单极子上的偶极子。
图11A示出主要长期演进（LTE）天线1100的实施方式。LTE天线1100覆盖698MHz至798MHz的第一频率范围、824MHz至894MHz的第二频率范围、880MHz至960MHz的第三频率范围、1710MHz至1880MHz的第四频率范围、1850MHz至1990MHz的第五频率范围和1920MHz至2170MHz的第六频率范围。天线1100具有约7.44厘米的长度和约1厘米的高度。天线1100包括图11A所示出的顶部平面和图11B所示出的背侧平面。
天线1100包括单个馈点1102。磁环1104被弯曲以形成用作电场辐射器的单极子1106。单极子1106为用于1800MHz频率的辐射器。然而，天线1100的、辐射与由单极子1106生成的电场平行的电场的其他元件提高了由单极子1106辐射的电场的增益和效率。因此，具有最高幅值的电场由单极子1106发射，而天线1100的其他元件发射幅值比单极子1106低的电场。
中心辐射器1110为发射在915MHz频段具有最大幅值的电场的单极子。中心辐射器1110经由曲折走线1112在90/270度位置处耦接至磁环1104。可替选地，中心辐射器1110可以在最小反射电流点处耦接至磁环1104。在915MHz频段处，天线的元件（例如磁环的左下部）可以耦接至接地平面，并因此辐射增大具有最高幅值的电场的增益和效率的平行电场。
天线的宽波段特性使得中心辐射器1110将能够辐射850MHz频段。磁环1104的L形部1114（由虚线表示的）使得能够实现导致850MHz频段的宽波段特性。L形部1114包括与下中心辐射器1116组合的磁环1104右翼的右侧。具体地，当磁环1104的L形部1114电容性地耦接至中心辐射器1110时辐射850MHz频段。因此，L形部1114增加中心辐射器1110的电容。
天线1100的其他部分也有助于天线1100针对各个频段的效率最大化。例如，磁环1104的左下侧1118还在1800MHz频段上进行辐射。此外，构建单极子1106的弯曲部的左上角部和下中心辐射器1116的右部也在1800MHz频段上辐射。中心辐射器1110的左上角部和磁环1104的左下侧1118也可以在1800MHz频段上辐射，从而提高在该特定频率处的增益效率。当天线的一个或更多个元件平行且同相地辐射时，其各自的增益增加，从而提高天线的总辐射效率。应当理解的是，实施方式不限于具有以如本文所描述的特定方式辐射的元件。如以上指出的，天线设计中的变化可能导致以各种强度辐射的不同的天线元件。例如，减小中心辐射器1110的宽度可能会导致中心辐射器对于1800MHz频段不进行辐射，或者替代地，辐射但以较低的强度辐射。
磁环1104的左下侧1118和第一单极子1106为在1900MHz频段上的主要辐射元件。如以上所指出的，天线1100的布置使得天线1100的各种元件能够在各种频段上辐射，并因此提高在各个频段上的总辐射效率。在该特定实施方式中，中心辐射器的左上角部、下辐射器的右部以及中心辐射器与磁环顶部之间的位置也在1900MHz频段上辐射。
在较低频率处，天线可以在非平衡模式下操作，从而利用用于辐射的应用接地平面并提高效率和增益。单极子1106为占据1800MHz频段的主要辐射元件。在2100MHz频段上，主要辐射元件为磁环1104的左下侧1118、第一单极子1106的下半部、下电场辐射器1116的右部、中心辐射器1110的左部以及中心辐射器1110与磁环1104的顶部之间的空间。在750MHz频段上，主要辐射元件为下电场辐射器1116和中心辐射器的下半部。最下面的电场辐射器1116以比中心辐射器1110的下半部高的强度辐射。在850MHz频段上，主要辐射元件为下电场辐射器1116和中心辐射器1110。在915MHz频段上，主辐射元件为下电场辐射器1116和中心辐射器1110。
图11B示出了天线1100的第二层。天线1100包括负载电容器1150。负载电容器1150增加电容以考虑在磁环1104的左下部1114上的、磁环的窄走线。负载电容器1150的尺寸可以根据需要增大或减小以对天线1100的总电容进行调谐。
应当理解的是，多波段天线的实施方式可以在半刚性或非刚性基底材料（例如柔性电路板）上实现，其中磁环的左侧的左部与磁环的右侧的右部缠绕塑料部件或一些其他部件。
实施方式目的在于单侧多波段天线，其包括：位于平面上并被配置成生成磁场的磁环，该磁环包括至少第一部段和第二部段，其中，磁环具有增加至多波段天线的总感抗的第一感抗；由磁环的基本上梯形的弯曲部形成的单极子，该单极子被配置成发射在第一频段的、与磁场正交的第一电场；以及位于平面上并且位于磁环内的电场辐射器，该电场辐射器耦接至磁环并且被配置成发射在第二频段的、与磁场正交的第二电场，其中，电场辐射器具有增加至多波段天线的总容抗的第一容抗，其中，电场辐射器与磁环之间的物理布置导致加至总容抗的第二容抗，并且其中，总感抗基本上与总容抗匹配。
又一实施方式目的在于多层平面多波段天线，包括：位于第一平面上并且被配置成生成磁场的磁环，该磁环包括第一部段和第二部段，其中，该磁环具有加至多波段天线的总感抗的第一感抗；由磁环的基本上梯形部形成的单极子，该单极子被配置成发射第一频段的、与磁场正交的第一电场，并且其中，磁环的一个或更多个其他部分在第一频段与单极子同相谐振；以及位于第一平面上并且位于磁环内的电场辐射器，第一电场辐射器耦接至磁环并且被配置成发射在第二频段的第二电场，所发射的第二电场与磁场正交，其中，电场辐射器具有增加至多波段天线的总容抗的第一容抗，其中，电场辐射器与磁环之间的物理布置导致加至总容抗的第二容抗，其中，磁环的一个或更多个第二部段在第二频段与电场辐射器同相谐振，并且其中，总感抗与总容抗基本上匹配。
又一实施方式目的在于多层平面多波段天线，包括：位于第一平面上并且被配置成生成磁场的磁环，该磁环形成两个或更多个水平部段和两个或更多个垂直部段，所述两个或更多个水平部段与所述两个或更多个垂直部之间形成基本上90度的角，在两个或更多个水平部段中的第一水平部段发射低频段的第一电场，在两个或更多个水平部段中的第二水平部段发射高频段的第二电场，其中，磁环具有增加至多波段天线的总感抗的第一感抗；以及位于第一平面下方的第二平面上的寄生电场辐射器，该寄生电场辐射器的至少一半在如果该位置处于第一平面上则将电场辐射器放置在磁环内的位置处被定位在第二平面上，寄生电场辐射器未耦接至磁环，寄生电场辐射器被配置成发射在低频段的并与磁场正交的第三电场，第三电场对第一电场进行加强，其中，寄生电场辐射器具有增加至多波段天线的总容抗的第一容抗，其中，电场辐射器与磁环之间的物理布置导致增加至总容抗的第二容抗，并且其中，总感抗与总容抗基本上匹配。
在本文所描述的天线的实施方式中，总感抗与总容抗匹配，其中天线的各个元件对天线的总感抗作出贡献而其他元件对天线的总容抗作出贡献。例如，天线的磁环具有加增至总感抗的感抗，天线的电场辐射器具有增加至天线的总容抗的容抗等。当磁环的感抗与电场辐射器的容抗匹配时，其意味着电场辐射器和磁环在相同谐振频率处进行生成并彼此加强。
本文所描述的实施方式还使用非连续环结构以实现较大的磁能量，并且使得电场辐射器能够在期望的谐振频率处增加天线的总效率。在特定实施方式中，当天线具有两个或更多个电场辐射器时，至少一个电场辐射器以与主磁环相同的频率工作。这被称为天线的复合模式。在多波段天线（具有和不具有寄生辐射器）的情况下，当磁环的各个部分以不同频率操作时，也存在以与主磁环相同的频率工作的至少一个电场辐射器。
图12示出2.4/5.8GHz单侧、多波段CPL天线1200的实施方式。天线1200包括基本上矩形磁环1202和电场辐射器1204。磁环1202是不连续的，如由磁环1202的两个端点之间的间隙1203所示出的。走线1206将电场辐射器1204耦接至磁环1202。走线1206的感应电容可以通过增加其长度、宽度或者通过将其物理形状从矩形改变为曲线来调谐。尽管走线可以具有期望的形状（具有柔和曲线形状），这使走线1206中的弯曲部的数目最小化，从而使天线性能最大化。电场辐射器1204还可以在没有走线1206的情况下直接耦接至磁环1202。
电场辐射器1204在2.4GHz频段谐振。基本上曲线形状的走线1208从辐射器1204的左侧向下延伸，并且其用作增加电场辐射器1204的电长度并对电场辐射器1204的操作进行调谐的方法。具体地，取决于期望的操作频率，改变走线1208的形状使谐振的频率偏移得较低或较高。可以通过增加或减小走线1208的长度、通过增加或减小走线1208的宽度或者通过改变走线1208的形状来调谐走线1208。还可以通过增加或减小辐射器1204的长度、增加或减小辐射器1204的宽度或者通过改变辐射器1204的形状来调谐电场辐射器1204的电长度。在实施方式中，基本上曲线形状的走线1208从辐射器1204的、与辐射器1204的耦接至磁环1202的一侧相对的侧延伸出。在天线1200中，因为辐射器1204的右侧耦接至磁环1202，所以走线1208从辐射器1204的左侧延伸出。如果辐射器1204的左侧已经耦接至磁环1202的左侧，则走线1208将会从辐射器1204的右侧延伸。如果辐射器1204已经耦接至磁环1202的顶侧，则走线1208将会从辐射器1204的底侧延伸，其中辐射器1204的底侧为朝向间隙1203的一侧。在本文所描述的实施方式中，使用曲线形走线使场抵消最小化。
由图12中虚线表示的磁环的第一臂（环部1210）被配置成产生5.8GHz频段的谐振模式。磁环1202的右下部1210包括从磁环1202向下延伸的基本上矩形的砖形部1212。砖形部1212用作对磁环的第一臂的电容和电感进行调谐的方法。磁环的第一臂可以通过改变砖形部1212的宽度和长度、改变砖形部1212的形状或者通过改变砖形部1212沿磁环1202的第一臂的位置来调谐。
图13示出2.4/5.8GHz单侧、多波段CPL天线1300的替选实施方式。天线1300包括基本上矩形的磁环1302和电场辐射器1304。如从磁环1302的两个端点之间的间隙1303可明显看出的，磁环1302也是不连续的。走线1206将电场辐射器1304耦接至磁环1302。如以上所描述的，走线1306的感应电容可以通过改变其长度、宽度和形状来调谐。
电场辐射器1304在2.4GHz频段谐振。电场辐射器1304包括从辐射器1304的左侧向下延伸的走线1308。走线1308为基本上曲线形，其中走线1308的、邻近辐射器1304的部分具有比走线1308的远端部大的宽度。走线1308用作调谐电场辐射器1304的电长度以将谐振的频率偏移得较高或较低的方法。走线1308可以通过改变邻近辐射器1304的部分的长度、宽度和形状来调谐。走线1308还可以通过改变走线1308的远端部的长度、宽度和形状来调谐。走线1308还包括各种部分，其中第一部分具有比第二部分的宽度大的宽度，并且其中第三部分的宽度与第三部分的宽度不同。走线1308还可以从邻近辐射器1304的部分到走线1308的远端部线性地逐渐减小。总之，走线1308的实际形状可以与图12和图13中示出的形状不同。走线1308的具体形状可以作为用于阻抗匹配的方法来使用。
磁环1302的第一臂1310被配置成产生5.8GHz频段的谐振模式。磁环1302的右下部1310包括作为对天线1300的频率和带宽进行调谐的方法向上延伸的砖形部1312。天线1300可以通过改变砖形部1312的长度、宽度和形状来调谐。天线1300还可以通过改变砖形部1312沿磁环的第一臂1310的位置来调谐，或者通过改变砖形部1312如何从磁环延伸（向上还是向下）来调谐。砖形部1312用于阻抗匹配。在本文所描述的实施方式中，沿磁环的各个部分定位的一个或更多个砖形部可作为用于调谐阻抗匹配的方法来使用。应当理解，没有砖形部的实施方式或者具有或没有其他阻抗匹配部件的实施方式在本发明的范围和精神内。例如，还可以改变天线的一个或更多个部件的几何形状来实现与利用砖形部或其他成形的部件实现的相同的阻抗匹配。同样地，可以改变磁环的一个或更多个部分的宽度来调谐阻抗。
尽管本公开内容示出并描述了优选实施方式和若干替选实施方案，但应当理解的是，本文所描述的技术可以具有许多另外用途和应用。因此，本发明不应当受限于在仅示出各种实施方式和这样的实施方式的原理的应用的说明书中包含的特定描述和各种附图。

Claims (14)

1.一种多层平面多波段天线，包括：
磁环，所述磁环位于第一平面上并且被配置成生成磁场，所述磁环包括第一部段和第二部段；
单极子，所述单极子由所述磁环的基本上梯形的部分构成，所述单极子被配置成产生第一频段的谐振模式，并且其中，所述磁环的一个或更多个其他部分与所述单极子在所述第一频段同相谐振；以及
第一电场辐射器，所述第一电场辐射器位于所述第一平面上并且位于所述磁环内，所述第一电场辐射器耦接至所述磁环并且被配置成发射处于第二频段的电场，所发射的电场与所述磁场正交，并且其中，所述磁环的一个或更多个第二部段与所述第一电场辐射器在所述第二频段同相谐振。
2.根据权利要求1所述的天线，还包括位于第二平面上的负载电容器，所述负载电容器具有增加至所述天线的总容抗的电容。
3.根据权利要求1所述的天线，还包括被定位成与所述单极子基本上相对的第二单极子，所述第二单极子由所述磁环的第二基本上梯形的弯曲部构成，其中，所述单极子和所述第二单极子构成偶极子，以及其中，所述第二单极子是所述单极子的地网。
4.根据权利要求1所述的天线，还包括位于所述平面上并且位于所述磁环内的第二电场辐射器，所述第二电场辐射器耦接至所述磁环并且被配置成发射处于第三频段的第三电场，所发射的第三电场与所述磁场正交。
5.根据权利要求4所述的天线，其中，所述第一频段、所述第二频段和所述第三频段不是谐波相关的。
6.根据权利要求1所述的天线，其中，所述第一电场辐射器为基本上矩形形状的，以及其中，所述第一电场辐射器的角部被以一定角度切割以降低所述第一电场辐射器与所述磁环之间的电容性耦合。
7.根据权利要求1所述的天线，其中，所述第一频段与所述第二频段不是谐波相关的。
8.根据权利要求1所述的天线，其中，所述磁环的、邻近所述单极子的下游部分被电容性地加载以使所述单极子谐振。
9.根据权利要求1所述的天线，还包括将所述第一电场辐射器耦接至所述磁环的电气走线。
10.根据权利要求9所述的天线，其中，所述电气走线使所述第一电场辐射器在距所述磁环的驱动点约90度或约270度的电气度位置处耦接至所述磁环。
11.根据权利要求9所述的天线，其中，所述电气走线使所述第一电场辐射器在流经所述磁环的电流处于反射最小的反射最小点处耦接至所述磁环。
12.根据权利要求9所述的天线，其中，所述电气走线被配置成电延长所述第一电场辐射器。
13.根据权利要求1所述的天线，其中，所述第一电场辐射器在距所述磁环的驱动点约90度或约270度的电气度位置处直接耦接至所述磁环。
14.根据权利要求1所述的天线，其中，所述第一电场辐射器在流经所述磁环的电流处于反射最小的反射最小点处直接耦接至所述磁环。
CN201280048632.4A 2011-09-02 2012-08-30 多层多波段天线 Active CN104040790B (zh)

Applications Claiming Priority (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201161530902P 2011-09-02 2011-09-02
US61/530,902 2011-09-02
US13/402,817 US8654023B2 (en) 2011-09-02 2012-02-22 Multi-layered multi-band antenna with parasitic radiator
US13/402,806 US8654022B2 (en) 2011-09-02 2012-02-22 Multi-layered multi-band antenna
US13/402,777 2012-02-22
US13/402,777 US8654021B2 (en) 2011-09-02 2012-02-22 Single-sided multi-band antenna
US13/402,817 2012-02-22
US13/402,806 2012-02-22
PCT/US2012/053235 WO2013033462A2 (en) 2011-09-02 2012-08-30 Multi-layered multi-band antenna

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104040790A CN104040790A (zh) 2014-09-10
CN104040790B true CN104040790B (zh) 2017-05-17

Family

ID=47752733

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201611001875.9A Active CN106887707B (zh) 2011-09-02 2012-08-30 多层平面多波段天线
CN201280048627.3A Active CN103843196B (zh) 2011-09-02 2012-08-30 单侧多波段天线
CN201280048632.4A Active CN104040790B (zh) 2011-09-02 2012-08-30 多层多波段天线

Family Applications Before (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201611001875.9A Active CN106887707B (zh) 2011-09-02 2012-08-30 多层平面多波段天线
CN201280048627.3A Active CN103843196B (zh) 2011-09-02 2012-08-30 单侧多波段天线

Country Status (6)

Country Link
US (3) US8654023B2 (zh)
EP (2) EP2751870A4 (zh)
JP (2) JP6162118B2 (zh)
CN (3) CN106887707B (zh)
HK (2) HK1198729A1 (zh)
WO (2) WO2013033462A2 (zh)

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2484540B (en) * 2010-10-15 2014-01-29 Microsoft Corp A loop antenna for mobile handset and other applications
JP6214541B2 (ja) 2011-11-04 2017-10-18 ドックオン エージー 容量結合した複合ループアンテナ
TW201345050A (zh) * 2012-04-27 2013-11-01 Univ Nat Taiwan Science Tech 可雙頻操作之圓極化天線
US10116062B2 (en) * 2012-05-07 2018-10-30 Sony Mobile Communications Inc. Looped multi-branch planar antennas having a floating parasitic element and wireless communications devices incorporating the same
TWI489694B (zh) * 2012-11-07 2015-06-21 Askey Computer Corp 迴圈式天線
US9502750B2 (en) 2013-04-02 2016-11-22 Apple Inc. Electronic device with reduced emitted radiation during loaded antenna operating conditions
JP5774641B2 (ja) * 2013-07-18 2015-09-09 株式会社フジクラ ループアンテナ
JP5774642B2 (ja) * 2013-07-18 2015-09-09 株式会社フジクラ ループアンテナ
US20150116162A1 (en) * 2013-10-28 2015-04-30 Skycross, Inc. Antenna structures and methods thereof for determining a frequency offset based on a differential magnitude
TWI560937B (en) * 2013-11-22 2016-12-01 Wistron Neweb Corp Near field communication antenna
US9799956B2 (en) 2013-12-11 2017-10-24 Dockon Ag Three-dimensional compound loop antenna
US9748651B2 (en) 2013-12-09 2017-08-29 Dockon Ag Compound coupling to re-radiating antenna solution
US9490536B2 (en) 2013-12-17 2016-11-08 Amazon Technologies, Inc. Multi-band antenna
US9673526B1 (en) * 2014-03-12 2017-06-06 First Rf Corporation Dual-frequency stacked patch antenna
US9807419B2 (en) * 2014-06-25 2017-10-31 Qualcomm Incorporated Recovery point SEI message in multi-layer video codecs
CN105449374B (zh) * 2014-08-12 2018-05-04 启碁科技股份有限公司 天线及天线模块
US9450298B2 (en) 2014-10-01 2016-09-20 Salutron, Inc. User-wearable devices with primary and secondary radiator antennas
US20160111772A1 (en) * 2014-10-16 2016-04-21 Microsoft Corporation Loop antenna with a parasitic element inside
WO2016138480A1 (en) * 2015-02-27 2016-09-01 Bringuier Jonathan Neil Closely coupled re-radiator compound loop antenna structure
CN104852149B (zh) * 2015-04-16 2017-08-25 中国计量学院 一种覆盖多种导航频段的小型化手机天线及手机
US10164338B2 (en) 2015-08-25 2018-12-25 Qualcomm Incorporated Multiple antennas configured with respect to an aperture
US9660738B1 (en) 2015-11-06 2017-05-23 Microsoft Technology Licensing, Llc Antenna with configurable shape/length
US10320078B2 (en) 2016-11-18 2019-06-11 QuantalRF AG Small form factor CPL antenna with balanced fed dipole electric field radiator
US10050353B2 (en) * 2016-12-30 2018-08-14 Michael Bank Wide band antenna
WO2018129649A1 (zh) * 2017-01-10 2018-07-19 深圳市大疆创新科技有限公司 天线组件及电子装置
US20200091990A1 (en) * 2018-09-18 2020-03-19 Amphenol Antenna Solutions, Inc. Multi-band antenna arrangements
EP3918663B1 (en) * 2019-02-25 2023-06-21 Huawei Technologies Co., Ltd. Dual port antenna structure
US11404786B2 (en) * 2019-07-03 2022-08-02 City University Of Hong Kong Planar complementary antenna and related antenna array
JP7404031B2 (ja) * 2019-10-29 2023-12-25 日本航空電子工業株式会社 アンテナ
CN113054419A (zh) * 2019-12-27 2021-06-29 华为技术有限公司 一种天线及电子设备
CN112186339B (zh) * 2020-09-29 2022-07-29 广东工业大学 一种宽频圆极化磁电偶极子天线
CN113078462B (zh) * 2021-03-15 2022-10-11 电子科技大学 一种覆盖wlan频段的宽带电可调控寄生单元天线
TWI765743B (zh) * 2021-06-11 2022-05-21 啓碁科技股份有限公司 天線結構
KR102541803B1 (ko) * 2021-12-27 2023-06-13 숭실대학교 산학협력단 원형 편파 기술을 이용한 전이중 통신용 송수신 장치
EP4303604A1 (en) * 2022-07-06 2024-01-10 Canon Medical Systems Corporation Receiving coil

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1949594A (zh) * 2005-10-11 2007-04-18 Tdk股份有限公司 在宽频带范围上具有改善的辐射特性的PxM天线
WO2011100618A1 (en) * 2010-02-11 2011-08-18 Dockon Ag Compound loop antenna

Family Cites Families (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3738513A1 (de) 1987-11-13 1989-06-01 Dornier System Gmbh Mikrostreifenleiterantenne
US4809009A (en) 1988-01-25 1989-02-28 Grimes Dale M Resonant antenna
JPH0350922A (ja) 1989-07-19 1991-03-05 Iwatsu Electric Co Ltd ダイバーシチアンテナ
JP2824789B2 (ja) * 1989-09-22 1998-11-18 日本板硝子株式会社 広帯域ループアンテナ
US5198826A (en) 1989-09-22 1993-03-30 Nippon Sheet Glass Co., Ltd. Wide-band loop antenna with outer and inner loop conductors
JP2510022B2 (ja) 1990-03-08 1996-06-26 凸版印刷株式会社 印刷物検査装置
US5376942A (en) 1991-08-20 1994-12-27 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Receiving device with separate substrate surface
JPH05183317A (ja) 1991-12-30 1993-07-23 Casio Comput Co Ltd ループアンテナ
US5565881A (en) 1994-03-11 1996-10-15 Motorola, Inc. Balun apparatus including impedance transformer having transformation length
WO1997001197A1 (en) 1995-06-21 1997-01-09 Motorola Inc. Method and antenna for providing an omnidirectional pattern
US5771025A (en) 1996-07-02 1998-06-23 Omnipoint Corporation Folded mono-bow antennas and antenna systems for use in cellular and other wireless communication systems
US5781159A (en) 1996-09-27 1998-07-14 Boeing North American, Inc. Planar antenna with integral impedance matching
US5883599A (en) 1997-01-16 1999-03-16 Ford Motor Company Antenna system for a motor vehicle
WO2000025385A1 (en) 1998-10-26 2000-05-04 Emc Automation, Inc. Broadband antenna incorporating both electric and magnetic dipole radiators
US6437750B1 (en) 1999-09-09 2002-08-20 University Of Kentucky Research Foundation Electrically-small low Q radiator structure and method of producing EM waves therewith
SE522522C2 (sv) 1999-10-04 2004-02-10 Smarteq Wireless Ab Antennorgan
US6593886B2 (en) 2001-01-02 2003-07-15 Time Domain Corporation Planar loop antenna
US6545647B1 (en) 2001-07-13 2003-04-08 Hrl Laboratories, Llc Antenna system for communicating simultaneously with a satellite and a terrestrial system
US6677901B1 (en) 2002-03-15 2004-01-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Planar tunable microstrip antenna for HF and VHF frequencies
AU2003243447A1 (en) 2002-06-10 2003-12-22 Hrl Laboratories, Llc Low profile, dual polarized antenna
US6917335B2 (en) * 2002-11-08 2005-07-12 Centurion Wireless Technologies, Inc. Antenna with shorted active and passive planar loops and method of making the same
US6933895B2 (en) 2003-02-14 2005-08-23 E-Tenna Corporation Narrow reactive edge treatments and method for fabrication
WO2005062422A1 (en) 2003-12-23 2005-07-07 Macquarie University Multi-band, broadband, fully-planar antennas
JP4328900B2 (ja) * 2004-04-28 2009-09-09 独立行政法人情報通信研究機構 Ｕｗｂループアンテナ
JP2005340933A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Mitsubishi Electric Corp 円偏波アンテナ、及びこれを用いたレクテナ
DE602005002501T2 (de) 2004-07-13 2008-06-19 TDK Corp., Ichikawa PxM-Antenne für leistungsstarke, breitbandige Anwendung
CH702226B1 (de) 2004-12-20 2011-05-31 Gerhard Dr Badertscher Antenne.
JP4521724B2 (ja) 2005-01-20 2010-08-11 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 アンテナ装置及びこのアンテナ装置を備えた携帯端末装置
WO2006081704A1 (fr) * 2005-02-05 2006-08-10 Wei Yu Antenne cadre multi-signaux a large bande utilisee dans un terminal mobile
US7292195B2 (en) 2005-07-26 2007-11-06 Motorola, Inc. Energy diversity antenna and system
JP2009505559A (ja) * 2005-08-17 2009-02-05 エージェンシー フォー サイエンス，テクノロジー アンド リサーチ 超広帯域適用例のための小型アンテナ
US7423608B2 (en) 2005-12-20 2008-09-09 Motorola, Inc. High impedance electromagnetic surface and method
US20070159396A1 (en) 2006-01-06 2007-07-12 Sievenpiper Daniel F Antenna structures having adjustable radiation characteristics
US7728785B2 (en) 2006-02-07 2010-06-01 Nokia Corporation Loop antenna with a parasitic radiator
US7629932B2 (en) * 2007-03-23 2009-12-08 Research In Motion Limited Antenna apparatus, and associated methodology, for a multi-band radio device
US7830320B2 (en) * 2007-08-20 2010-11-09 Ethertronics, Inc. Antenna with active elements
KR100911938B1 (ko) 2007-09-14 2009-08-13 주식회사 케이티테크 모노폴 안테나와 루프 안테나가 결합된 광대역 내장형안테나
US7855689B2 (en) 2007-09-26 2010-12-21 Nippon Soken, Inc. Antenna apparatus for radio communication
JP2009152722A (ja) 2007-12-19 2009-07-09 Toshiba Corp アンテナ装置および無線装置
US7542002B1 (en) * 2008-01-17 2009-06-02 Sony Ericsson Mobile Communications, Ab Wideband monopole antenna
US8326249B2 (en) 2008-03-06 2012-12-04 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for supporting communications using a first polarization direction electrical antenna and a second polarization direction magnetic antenna
US8164528B2 (en) 2008-03-26 2012-04-24 Dockon Ag Self-contained counterpoise compound loop antenna
GB0805393D0 (en) 2008-03-26 2008-04-30 Dockon Ltd Improvements in and relating to antennas
US8462061B2 (en) 2008-03-26 2013-06-11 Dockon Ag Printed compound loop antenna
TWI411158B (zh) 2008-04-09 2013-10-01 Acer Inc 一種多頻折疊環形天線
TWI359530B (en) 2008-05-05 2012-03-01 Acer Inc A coupled-fed multiband loop antenna
US20100103064A1 (en) 2008-10-23 2010-04-29 Symbol Technologies, Inc. Parasitic dipole assisted wlan antenna
US8410982B2 (en) 2008-10-23 2013-04-02 City University Of Hong Kong Unidirectional antenna comprising a dipole and a loop
TWM366766U (en) 2009-04-22 2009-10-11 Wistron Neweb Corp Dual band antenna
JP2010278990A (ja) * 2009-06-01 2010-12-09 Ad Plan:Kk アンテナ装置および端末装置
US8514132B2 (en) * 2009-11-10 2013-08-20 Research In Motion Limited Compact multiple-band antenna for wireless devices
JP2011217204A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Tokyo Keiki Inc 平面アンテナ
CN102110872A (zh) * 2011-03-10 2011-06-29 江苏拓元科技发展有限公司 适用于非金属表面的射频识别标签天线

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1949594A (zh) * 2005-10-11 2007-04-18 Tdk股份有限公司 在宽频带范围上具有改善的辐射特性的PxM天线
WO2011100618A1 (en) * 2010-02-11 2011-08-18 Dockon Ag Compound loop antenna

Also Published As

Publication number Publication date
JP6483195B2 (ja) 2019-03-13
US8654022B2 (en) 2014-02-18
EP2751870A4 (en) 2015-06-03
EP2751870A2 (en) 2014-07-09
US8654023B2 (en) 2014-02-18
JP2017158216A (ja) 2017-09-07
US8654021B2 (en) 2014-02-18
CN106887707A (zh) 2017-06-23
CN103843196B (zh) 2016-12-14
HK1198729A1 (zh) 2015-05-29
CN106887707B (zh) 2020-09-29
JP2015504253A (ja) 2015-02-05
EP2751871A4 (en) 2015-07-15
JP6162118B2 (ja) 2017-07-12
WO2013033462A3 (en) 2014-05-15
CN103843196A (zh) 2014-06-04
HK1201640A1 (zh) 2015-09-04
WO2013033460A3 (en) 2013-10-24
US20130057440A1 (en) 2013-03-07
WO2013033460A2 (en) 2013-03-07
EP2751871A2 (en) 2014-07-09
US20130057442A1 (en) 2013-03-07
WO2013033462A2 (en) 2013-03-07
US20130057441A1 (en) 2013-03-07
CN104040790A (zh) 2014-09-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104040790B (zh) 多层多波段天线
CN103503235B (zh) 非线性极化复合环形天线
JP6342048B2 (ja) 容量結合した複合ループアンテナ
KR101318830B1 (ko) 일종의 양극화 마이크로 안테나
KR102057880B1 (ko) 복합 루프 안테나
CN1502143A (zh) 具有虚磁壁的天线
KR101366784B1 (ko) 대수주기 다이폴 배열 안테나
RU2427946C1 (ru) Логопериодическая комбинированная антенна
JP2003115715A (ja) アンテナ装置
CN211789441U (zh) 立体式加强型天线射频前端装置
CN116169463A (zh) 一种天线辐射单元及基站天线
JPH11205036A (ja) 双指向性偏波アンテナ装置
CN113555663A (zh) 立体式加强型天线射频前端装置
CN114336007A (zh) 通信设备、阵列天线及低频振子

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 1201640

Country of ref document: HK

GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: WD

Ref document number: 1201640

Country of ref document: HK